JPS5914169B2 - 渦流量計 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、カルマン渦を利用して流体の流速または流量
を測定する渦流量計に関するもので、さらに詳しくは圧
電センサとチヤージアンプとを有する渦流量計に関する
。

流体中に物体を置くと、物体の両後側面から交互にかつ
規則的に渦が発生し、下流に渦列となつて流れることは
古くから知られている。

この渦列はカルマン渦列といわれ、単位時間当りの渦の
生成数（渦周波数）が流体の流速に比例している。渦流
量計は、測定流体を導く管路内に渦発生体を配置し、渦
発生体によつて流速に比例したカルマン渦を発生させ、
渦の生成による流体振動（渦信号）を感熱素子や圧電素
子等のセンサで検出した後信号変換して流体の流速や流
量を測定するものである。そして圧電素子をセンサとす
る渦流量計としては、流体振動を圧電センサで交流電圧
の変化として検出した後信号処理するものが、米国特許
第３，９４８，０９８号ですでに知られている。また圧
電センサは流体振動を電荷量の変化として検出すること
もできる。この場合は圧電センサからの電荷量をチヤー
ジアンブを用いて電圧信号に変換される。チヤージアン
プは測定すべき渦周波数（測体流体が液体の場合１Ｈｚ
〜１２０Ｈｚ程度）の範囲内で良好な特性を示すように
、通常はそのカツトオフ周波数を測定すべき渦周波数の
最低値（１Ｈｚ）以下に選ばれる。ところでチヤージア
ンプにおいて、良好な低域特性を得るには、チヤージア
ンプの帰還回路を構成する抵抗とコンデンサよりなる時
定数を大きくしなければならない。しかしながらチヤー
ジアンプの感度はコンデンサの値で決まり、良好な感度
を得るにはその値を小さくすることが望ましい。それ故
時定数を大きくするには、抵抗の値を大きくしなければ
ならない。例えばチヤージアンプのカツトオフ周波数を
１Ｈｚにするには、抵抗の値は１０００ＭΩ以上の非常
に大きな値となる。しかも実際の問題として１０００Ｍ
Ω以上の高抵抗となると、抵抗値の信頼性の問題が生じ
、またコストの面でも問題が生ずる。その結果、圧電セ
ンサで流体振動を電荷量の変化として検出した後信号処
理するようにした渦流量計はまだ実用化されていない。
また渦信号には渦周波数（１Ｈｚ〜１２０Ｈｚ程度）よ
り低周波のゆらぎといわれるノイズ成分が重畳されてい
る。

その周波数は渦周波数が高くなる程高くなり、大きさも
周波数に応じて増大する。さらに渦信号を圧電センサで
検出する場合には、ポンプなどにより励起される管路振
動等によるノイズの影響を受ける。管路振動等のノイズ
は数十Ｈｚ〜数百Ｈｚにあり、その大きさは周波数に比
例して一般的に増大する。渦流量計においては、これら
のノイズの影響を有効に除去し、渦信号を低流速から高
流速まで良好なＳ／Ｎで検出できることが望ましい。本
発明の目的は、圧電センサとチヤージアンプを有し、上
述の如き欠点のない新規な渦流量計を提供するにある。

以下図面を用いて本発明渦流量計を詳細に説明する。第
１図は本発明の一実施例を示す構成説明図であり、第２
図は本発明の一実施例を示す電気的接続図である。

両図において、１０は渦流量計検出器、２０は渦流量計
変換器、３０は一対の伝送線、４０は受信側に配置され
た直流電源、５０は受信側に配置された負荷である。渦
流量計検出器１０において、１１は測定流体が流れる管
路、１２は管路１１に垂直に挿入された柱状の渦発生体
で、その両端は管路１１に固定されている。

渦発生体１２の本体１２ａはステンレス等の剛性の物質
からなり、測定流体にカルマン渦列を生ぜしめかつ流体
振動を安定強化するような例えば台形等の断面形状を有
している。渦発生体１２の頂部１２ｂはステンレス等の
剛性の物質からなり、凹部１２ｃを有し本体１２ａとは
溶接等により一体に形成されている。１３はニオブ酸リ
チウム（ＬｉＮｂＯ３）等の圧電素子で、前記渦発生体
１２の凹部１２ｃにガラス等の絶縁材１４によつて封着
されている。

また圧電素子１３は円板状をなし、その中心が渦発生体
１２の中立軸と一致するように配置されている。さらに
圧電素子１３には、第３図に示すようにその表と裏にそ
れぞれ左右に分割して対称的に電極１５ａ，１５ｂ，１
５ｃ，１５ｄが設けられ、電極１５ａと１５ｂで挟まれ
た部分で第１の圧電センサ１６ａを形成し、電極１５ｃ
と１５ｄで挟まれた部分で第２の圧電センサ１６ｂを形
成する。そして第１、第２の圧電センサ１６ａ，１６ｂ
に生ずる電荷が差動的になるように、電極１５ａと１５
ｄおよび電極１５ｂと１５ｃが各々結線され、かつ電極
１５ａと１５ｃからそれぞれリード線１７ａ，１７ｂが
絶縁材１４を貫通して外部に取り出され、渦流量計変換
器２０に電気的および機械的に結合される。そして管路
１１内に測定流体が流れると、渦発生体１２はカルマン
渦を発生させるとともに、渦の生成に基づく流体振動に
よる交番力を受ける。渦発生体１２は交番力を受けると
その内部に図に示す如く中立軸を挟んで互いに逆方向の
応力変化ノが発生する。

この渦発生体１２に生ずる応力変化は絶縁材１４を介し
て圧電素子１３に伝達される。したがつて第１、第２の
圧電センサ１６ａ，１６ｂにはそれぞれ応力変化に対応
して互いに逆位相の電荷量の変化が生ずる。また管路振
動等のノイズに対しては、渦発生１２が剛性物質で形成
されているため、渦発生体１２が管路１１とともに振れ
、圧電センサ１６ａ，１６ｂには加速度として表われ大
部分が同相の電荷量の変化として生ずる。そして圧電セ
ンサ１６ａ，１６ｂに生ずる電荷量は差動的に取り出さ
れるため、信号に基づく逆位相の電荷量は２倍となるが
、ノイズによる同相の電荷量は互いに折ち消され、充分
に小さくなり、リード線１Ｔａ，１７ｂ間に（まＳ／Ｎ
の良い信号が得られる。このリード線１７ａ，１７ｂ間
に生ずる渦周波数ｆの交番電荷ｑが渦流量計変換器２０
に加えられる。なお交番電荷ｑの大きさは渦周波数ｆの
２乗に比例している。このような構成の渦流量計検出器
１０によれば、カルマン渦の生成に基づく流体振動によ
る交番力を渦発生体１２で受け、その内部に生ずる応力
を渦発生体１２の内部に設けた圧電センサにより検出す
るようにしているので、可動部等のないきわめて簡単な
構造となり、竪牢で耐久性に富み、かつ感度のよい検出
器が得られる。

しかも渦発生体全体で流体振動による交番力を受けるた
め、測定流体の流速分布の影響の少ない検出器が得られ
る。またセンサが直接測定流体と触れていないので、測
定流体との接触部分には耐蝕材判が自由に選べ、しかも
コーテイングに対する制約もなく高腐蝕性の測定流体に
も使用できる。さらに圧電素子１３の渦発生体１２への
封着材１４に耐熱性の高いガラス等を用いれば耐熱性の
良いものが得られ、高温の測定流体にも使用できる等種
々の特徴を有している。なお本実施例の渦流量計検出器
１０において渦発生体１２の両端は管路１１に固定され
ていると説明したが、固定端一自由端或は固定端一支持
端の組み合せであつてもよい。

また、固定方法は溶接、ねじ締め、ボルト締め等いずれ
であつてもよいことは勿論である。また圧電素子１３と
してニオブ酸リチウムを説明したが、ニオブ酸リチウム
や水晶等の圧電性結晶、或はジルコン・チタン酸鉛（Ｐ
ＺＴ）やチタン酸鉛等のセラミツク系圧電磁器或は感圧
素子でもよく、要するに力を電荷量に変換するものであ
ればよい。さらに絶縁材１４はガラスでなく、たとえば
、エポキシ系やセラミツク系やセメント系或はマイカ等
でもよく、要するに渦発生体１２に生ずる交番応力を圧
電素子に確実に感度よく伝達し、電気的に絶縁し、化学
的に安定なものであればよい。さらに渦流量計検出器１
０として本実施例では、渦発生体１２の内部に圧電素子
１３を設ける場合を例示したが、渦発生体１２の下流側
に渦発生体とは別個に、流体振動による交番力を受ける
受圧体を設け、受圧体の内部に圧電素子１３をガラス等
の絶縁材１４で封着し受圧体に生ずる応力変化を検出す
るものであつてもよい。

さらに渦流量計検出器１０としては、流体振動により渦
発生体や受力体に生ずる応力を圧電センサで検出するも
のに限らず、圧電センサを用いて流体振動を検出するも
のであれば必要に応じて種々の構成のものを用いること
ができる。渦流量計変換器２０において、２１はチヤー
ジアンプ、２２はフイルタ回路、２３は比較器、２４は
論理回路、２５は時定数回路、２６は出力増幅器、２７
は出力トランジスタ、２８は定電圧回路である。

出力トランジスタ２７は帰還抵抗Ｒｆと直列に接続され
ており、この直列回路が一対の伝送線３０を介して受信
側の直流電源４０と負荷５０の直列回路に接続され、出
力トランジスタ２７で制御される出力電流１０が帰還抵
抗Ｒｆおよび負荷５０に流れるようになつている。定電
圧回路２８は出力トランジスタ２７と並列に接続されて
おり、電界効果トランジスタＱ，からなる定電流回路Ｊ
と、これに抵抗Ｒ２Ｏを介して直列に接続されたツエナ
ーダイオードＤＺｌとからなり、ＤＺｌのの両端に安定
化した電圧Ｅｓを発生するものである。この電圧Ｅｓは
論理回路２４の電源端子に供給されるとともに、出力増
幅器２６を構成する演算増幅器０Ｐ４の一方の入力端沼
→に抵抗Ｒｌ６，Ｒｌ７で分圧されて加えられ、かつ０
Ｐ４の他方の入力端伯→に帰還抵抗Ｒｆの両端に生ずる
帰還電圧１０Ｒｆと加算された後抵抗Ｒｌ８，Ｒ，，で
分圧されて加えられる。さらに抵抗Ｒ２Ｏとツエナーダ
イオードＤＺｌの直列回路の両端電圧がトランジスタＱ
２を介してチヤージアンプ２１、フイルタ回路２２、比
較器２３および出力増幅器２６の各演算増幅器０Ｐ１，
０Ｐ２，０Ｐ３，０Ｐ４に電源電圧Ｖとして与えられる
。チヤージアンプ２１は、演算増幅器０Ｐ１と０Ｐ１の
帰還回路に接続されたコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とで構
成され、その入力端子間に前記渦流量計検出器１０のリ
ード線１７ａ，１７ｂが結合コンデンサＣＯを介して接
続されている。

また０Ｐ１の電源端子間には電源電圧Ｖｌ）功？られ、
かつ０Ｐ，の入力端刑には前記電圧Ｖを抵抗Ｒ２，Ｒ３
で分圧した電圧が抵抗Ｒ４を介して加えられている。チ
ヤージアンプ２１は、その入力端子間に与えられる渦流
量計検出器１０からの交番電荷ｑを交流電圧ｅ１に変換
するものである。チヤージアンプ２１はリード線１７ａ
，１７ｂの容量の変化が出力電圧に影響をおよぼさない
ため、リード線１７ａ，１７ｂのふれによるＳ／Ｎの低
下を生じない利点があり、リード線を充分に長くできる
ので、渦流量計変換器２０を渦流量計検出器１０の設置
場所から離して設置することも容易である。また、渦流
量計検出器１０において圧電素子１３がガラス等の絶縁
材１４で封着されているため、圧電センサの絶縁抵抗は
通常充分に大きな値であるが、渦流量計検出器１０を高
温下で使用すると、ＬｌＮｂＯ３等の圧電素子１３の絶
縁抵抗およびガラス等の絶縁材１４の絶縁抵抗が急激に
低下するため、０Ｐ１の入力端ヂ→の電位が低下し、０
Ｐ１の出力Ｅ，が飽和するという問題が生ずる。本実施
例のチヤージアンプ２１では、渦流量計検出器１０から
の電荷を結合コンデンサＣＯを介して受け、検出器１０
側に直流電流が流れないようにして、検出器１０側の絶
縁抵抗の低下による動作点の変動を防止してある。また
結合コンデンサＣＯの容量を圧電素子１３の等価容量Ｃ
ｓよりも充分に大きな値に選ぶことによつて、チヤージ
アンプ２１のゲインには実質的に影響を与えない。すな
わち、渦流量計検出器１０を高温下で使用しても、動作
が安定で、かつ感度の低下のないチヤージアンブが得ら
れる。なお、圧電センサに静的な電荷がたまるような場
合には、必要に応じて圧電センサに並列に放電用抵抗Ｒ
Ｏを接続すればよい。また、０Ｐ１の入力端子（４））
と電源端子間に接続されたコンデンサＣノま電源供給ラ
インに比較器２３等によるはねかえりを防止するための
ものである。フイルタ回路２２は、演算増幅器０Ｐ２と
、０Ｐ２の入力回路に接続される抵抗Ｒ５，Ｒ６とコン
デンサＣ４からなる入力インピーダンス回路２２ａと０
Ｐ２の帰還回路に接続される抵抗Ｒ７，Ｒ８とコンデン
サＣ５，Ｃ６からなる帰還インピーダンス回路２２ｂを
有する単一帰還形のローパスフイルタが示されているフ
イルタ回路２２の入力端にはチヤージ了ンブ２１の出力
端が結合コンデンサＣ３を介して接続されている。

フイルタ回路２２は、渦流量計検出器１０からの交番電
荷ｑの大きさが渦周波数ｆの２乗に比例して大きくなり
、かつ管路振動等のノイズは渦周波数（１〜１２０圧程
度）より高い高周波成分が大部分であるため、渦周波数
の測定範囲において圧電素子１３とチヤージアンブ２１
およびフイルタ回路２２からなる回路全体のゲインをほ
ぼ一定にするとともに、渦流量計検出器１０によつて除
去できなかつたノイズ（例えば管路振動の非常に大きい
場合や、第１、抵２圧電センサ１６ａ，１６ｂの製作時
の不均衡が大きい場合に生ずるノイズ）を充分に減衰さ
せ、さらにＳ／Ｎの良好な交流電圧Ｅ２を得るためのも
のである。また本実施例のように演算増幅器０Ｐ２によ
るアクテイブフイルタを用いることによつて、テヤージ
アンプ２１の低域特性を補償することができる。すなわ
ちチヤージアンプにおいて、良好な低域特性を得るため
には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１よりなる時定数を大き
くしなければならない。ところでチヤージアンプの感度
はコンデンサＣ１の値で決まり、良好な感度を得るには
その値を小さくすることが望ましい。それ故時定数を大
きくするには、抵抗Ｒ１の値を大きくしなければならな
い。例えば、チヤージアンブのカツトオフ周波数を渦周
波数の最低値（１Ｈｚ）以下にするには、抵抗Ｒ１の値
は１０００ＭΩ以上の非常に大きな値となる。しかし、
実際の問題として１０００ＭΩ以上の高抵抗となると、
抵抗値の信頼性の問題が生じ、またコストの面でも問題
が生ずる。そこで本実施例では、チヤージアンプ２１の
カツトオフ周波数Ｆｃ（＝？）を渦周波数の最低値２Ｃ
１Ｒ，より高く（例えば３０Ｈｚ付近）選び、かつコン
デンサＣ１の値を圧電素子１３の等価容量Ｃｓの値より
大きく選んでチヤーアンプのゲインを？く１にし、第４
図の点線イに示すように低域特性を犠牲ノにして抵抗Ｒ
１の値を充分に小さく（例えば５０ＭΩ）選んである。

一方アクテイブフイルタ２２は第４図の点線岨こ示す如
く、そのカツトオフ周波数Ｆａを渦周波数の最低値付近
に選び、かつゲインを充分に大きく選んである。したが
つて、圧電素子１３とチヤージアンブ２１およびアクテ
イブフイルタ２２からなる回路全体の特性は第４図の実
線に示すようになり、アクテイブフイルタ２２によりチ
ヤージアンプ２１の低域特性を補償し所望のゲインを得
ている。すなわち回路全体のゲインは、Ｆａ−Ｆｃの周
波数範囲では一定となり、Ｆｃ以上の周波数では例えば
−２０ｄＢ／Ｄｅｃで減少する。このため測定周波数よ
り高い周波数のノイズは、その振幅を充分に減衰させる
ことができ、良好なＳ／Ｎが得られる。このようにチヤ
ージアンプにアクテイブフイルタ組合せ、アクテイブフ
イルタによりチヤージアンプの低域特性および感度を補
償するようにしているので、チヤージアンブ２１を構成
する抵抗Ｒ，の値をいちぢるしく小さくでき実用上の効
果はきわめて大きい。なお、チヤージアンプ２１の抵抗
Ｒ１をさらに小さくしたい場合には、０Ｐ１の出力ｅ１
を分圧して抵抗Ｒ１に加えるようにすれば、分圧比に応
じて抵抗Ｒ１の値を小さくできる。ところで、チヤージ
アンプ２１の出力に生ずる交流電圧Ｅ，の波形は第５図
に示すように、測定流体が低流速時には管路振動等の高
周波ノイズが重畳された波形となり、高流速時にはビー
ド信号でかつ低周波のゆらぎ成分を含んだ波形となつて
いる。

Ｅ，をローパス特性のフイルタ回路２２を介して取り出
すと、その出力は第６図に示すように低流速時には高周
波ノイズが除去されＳ／Ｎの良好な信号となるが、高流
速時には低周波ノイズで出力が飽和し、高周波の信号成
分が計数できない波形となる。これは高流速時に信号成
分が高周波となりフイルタ回路２２で減衰するのに対し
、ノイズ成分である低周波のゆらぎ成分が高流速時に大
きくなるためである。そこで本発明では、ツエナーダイ
オードＤＺ２と抵抗Ｒ２ｌの直列回路をフイルタ回路２
２を構成する演算増幅器０Ｐ２の入出力端子間に接続し
、０Ｐ２の出力Ｅ２がツエナ一電圧Ｖｚ以上になると、
０Ｐ２にＤＺ２とＲ２３の直列回路を介して帰還をかけ
フイルタ特性を解除するとともに、振幅制限特性を持つ
ように構成してある。

よつて、ツエナ一電圧Ｖｚを例えば渦周波数が６〜１０
Ｈｚ付近の０Ｐ２の出力Ｅ２相当の値に選べば、出力Ｅ
２の波形は、第７図に示すようにＥ２がＶｚ以下の低流
速時には高周波ノイズが除去された波形となり、Ｅ２が
Ｖｚ以上の高流速時には低周波のノイズ成分の影響を受
けない波形となつて、低流速時においても高流速時にお
いてもＳ／Ｎの良好な信号となる。ななお、直列回路の
抵抗Ｒ２，を省略してツエナーダイオードＤＺ２単独で
もフイルタ特性を解除する効果は充分である。

ただし、この場合出力波形が多少乱れひげが生ずる。ま
たフイルタ回路２２のフイルタ特性を解除する手段とし
ては、フイルタ回路２２と並列にスイツチを設け、信号
電圧に関連したフイルタ回路２２の出力またはチヤージ
アンブ２１の出力が設定値を越えたときオンとなるよう
に１駆動してもよい。ただし、本実施例のようにツエナ
ーダイオードを用いる場合の方が構成が簡単になる利点
がある。比較器２３は、演算増幅器０Ｐ３と、０Ｐ３の
正帰還用抵抗Ｒ９を有するシユミツトトリガが示されて
おり、その入力端子に結合コンデンサＣ７を介してフイ
ルタ回路２２の出力端が接続されている。

また０Ｐ３の電源端子間には電源電圧Ｖが加えられ、か
つこの電圧Ｖ，を抵抗ＲｌＯ，Ｒｌｌ，Ｒｌ２からなる
分圧回路で分圧した電圧が０Ｐ３の入力端子←），（４
）にそれぞれ抵抗Ｒｌ３，Ｒｌ４を介して加えられトリ
ガレベルの設定値が与えられている。なお抵抗Ｒｌ３，
Ｒｌ４の値はＲｌＯ，Ｒｌｌ，Ｒｌ２に比して充分に大
きく選ばれており、かつ抵抗Ｒｌ２には並列にコンデン
サＣ８が接続されている。比較器２３は、フイルタ回路
２２を介して与えられる第８図イに示すごとき渦周波数
ｆの交流電圧Ｅ２を第９図口に示すごとき一定レベルの
パルス信号Ｐ１に変換するためのものである。論理回路
２４（ま、Ｃ−ＭＯＳのゲート回路で、２個のエクスク
ルースィブオアゲートＧｌ，Ｇ２からなつており、Ｇ１
の一方の入力端子に比較器２３の出力端が接続されてい
る。

Ｇ１の他方の入力端子はＧｌ，Ｇ２に供給される一定電
圧Ｅｓの基準側に接続されＧ，の出力端子は時定数回路
２５と、Ｇ２の一方の入力端子にそれぞれ接続されてい
る。またＧ２の他方の入力端子には時定数回路２５の出
力端子が接続されている。エクスクルースイブオアゲー
トは、２つの入力端子に印加される信号の状態が１Ｐ，
１０Ｗあるいは１０７，１１１のとき１１ＦＦを出力し
、１Ｐ，１１１あるいは１０１，Ｗ０１のとき直戸を出
力するもので、その１Ｐ，８０１の判別を行うスレツシ
ユホールド電圧を第８図におけるＥＴとすれば、Ｇ１の
出力には第８図ハに示すごとく、一定振幅Ｅｓのパルス
信号Ｐ２が生ずる。このパルス信号Ｐ２は抵抗ＲｌＯと
コンデンサＣ，からなる時定数回路２５に加えられ、そ
の時定数Ｃ９ＲｌＯで立上り、同じ時定数で立下る遅れ
をもつた第８図二に示すごとき波形の信号Ｐ３に変換さ
れる。なお時定数回路２５の時定数Ｃ９Ｒ，Ｏはパルス
信号Ｐ１のパルス幅に比して充分に小さく選定されてい
る。このパルス信号Ｐ３がパルス信号Ｐ２とともにＧ２
に加えられているので、Ｇ２の出力端には第８図ホに示
すごとく、時定数回路２５の出力が零からＥＴに達する
までの間ｔ１と、ＥｓからＥＴになるまでの間Ｔ２にお
いて、パルス信号ＰＯが生ずる。このパルス信号ＰＯ（
７）振幅はＥｓで一定であり、一周明Ｔにおけるパルス
幅ｔ（＝ｔ１＋Ｔ２）も一定である。特にパルス幅ｔは
温度変化によりスレツシユホールド電圧ＥＴが変動して
も、実質上一定な値に維持される。すなわちＣ−ＭＯＳ
のスレツシユホールド電圧ＥＴが常温付近において供給
電！Ｆ．Ｅｓの１／２になるという特性を持つており、
またＧ２の入力に加わる信号の振幅も一定であるので、
パルス信号ＰＯのパルス幅ｔ（＝ｔ１＋Ｔ２）は、ＥＴ
が下がりｔ１が小さくなるとＴ２がその分大きくなつて
補償し、逆にＥＴが上がりｔ１が大きくなるとＴ２がそ
の分小さくなつて補償する。そしてパルス幅ｔの大きさ
は、時定数回路２５の時定数Ｃ，ＲｌＯを可変抵抗Ｒｌ
Ｏで変えることによつて容易に調整できる。したがつて
、論理回路２４の出力パルス信号ＰＯはそのデユテ・イ
レシオ＋が正確に渦周波数ｆに比例したものとなる。こ
の出力パルス信号ＰＯが抵抗Ｒｌ５を介して出力増幅器
２６の入力端伯→に加えられる。このように論理回路２
４としてＣ｛０Ｓを用いると、温度変化による影響を実
質的に受けず、しかも消費電力が少ない等の効果がある
。

なお、時定数回路２５の出力Ｐ３を第９図に示すように
エクスクルースイブオアゲートＧ３を介してＧ２に加え
るようにしてもよい。この場合第９図では定電圧回路２
８が高圧側に帰還抵抗Ｒｆが低圧側に設けられているの
で、Ｇ２の出力ＰＯを反転するゲートＧ４が設けられる
。またゲートＧｌ，Ｇ３としては、エクスクルースイブ
オアゲートとして動作するものを例示したが、オアゲー
トやナンドゲートとして動作するものであつてもよい。
出力増幅器２６は、演算増幅器０Ｐ４からなつており、
０Ｐ４の入力端子←）は抵抗Ｒｌｌを介して論理回路２
４の出力端に接続されている。

０Ｐ４の電源端子間には電源電圧ｖが供給されており、
また０Ｐ４の一方の入力端子←）には、一定電圧Ｅｓを
抵抗Ｒ，６，Ｒｌ７で分圧した電圧が加えられ、他方の
入力端子には一定電圧Ｅｓと帰還電圧１０Ｒｆとが加算
された後抵抗Ｒｌ８，Ｒ，，で分圧されて加えられてい
る。

なお、抵抗Ｒｌ３にはパルス信号ＰＯの平渭用コンデン
サＣｌＯが接続されている。よつて、０Ｐ４の入力端昭
→の電位Ｅａおよび入力端子（ト）の電圧Ｅｂはそれぞ
れ次式のごとくなる。ただし、Ｒｆ＜＜Ｒｌ８，Ｒｌ９ そして、０Ｐ４のゲインが充分に大きく、ＥａとＥｂと
が等しくなるように出力トランジスタ２７を１駆動し、
出力電流ｏを制御するので、出力電流１０はとなる。

（３）式において、各抵抗の値とパルス幅ｔおよび電圧
Ｅｓはともに一定な値であるので、出力電流１０は渦周
波数ｆ（＝−Ｔ−）すなわち流体の流速に正確に対応し
たものとなる。この出力電流１０は一対の伝送線３０を
介して受信側の負荷５０へ伝送される。そして出力電流
１０の零点は可変抵抗Ｒｌ９によつて調整でき、スパン
は可変抵抗ＲｌＯによつて調整できるので、渦周波数の
変化範囲のＯ〜１００％に対し例えばＤＣ４〜２０ｍＡ
のごとき出力電流１０を得ることが容易である。

特にスパン調整を）つ 時定数回路２５の可変抵抗ＲｌＯでパルス信号ＰＯのパ
ルス幅ｔを変えて行つているので、スバン調整によつて
零点の変動を生じない利点がある。

なお上述の実施例では、渦流量計変換器２０がすべて渦
流量計検出器１０上にマウントされている場合を例示し
たが、チヤージアンブ２１とフイルタ回路２２および比
較器２３からなる変換器２０の前段部２０ａのみを検出
器１０上にマウントすることもできる。このように変換
器２０を前段部２０ａと後段部２０ｂとに分離して配置
する場合には、論理回路２４等が分離箇所に加わるノイ
ズによつて誤動作する恐れがあるが、第９図に示すよう
にダイオードＤｌ，Ｄ２と抵抗Ｒ２２からなる保護回路
を後段部２０ｂ入力側に設けることによつて、ノイズの
影響を有効に除去できる。また第１０図に示すように後
段部２０ｂの出力増幅器２６の出力で指示計６０を駆動
するとともに、電源４０を後段部２０ｂの近くに配置す
れば、現場指示計の渦流量計が得られる。さらに第１１
図に示すように後段部２０ｂを省略し、前段部２０ａか
らのパルス信号Ｐ１を受信側に伝送することもできる。
この場合変換器２０側と受信側とは３線の伝送線３０で
結合され、パルス信号Ｐ１は積算器７０で積算される。
以上説明したように本発明によれば、圧電センサとチヤ
ージアンプを有する実用的な渦流量計が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明渦流量計の一実施例を示す構成説明図、
第２図は本発明渦流量計の一実施例を示す電気的接続図
、第３図は本発明渦流量計に用いる圧電センサの一例を
示す構成説明図、第４図は本発明渦流量計の動作を説明
するための特性曲線、第５図〜第８図は本発明の動作を
説明するための信号波形図、第９図〜第１１図は本発明
の他の実施例を示す電気的接続図である。 １０−・・・・・渦流量計検出器、２０−・・・・・渦
流量計変換器、１２−・・−・・渦発生体、１３−・・
・・・圧電素子、１６ａ，１６ｂ−・・−・・圧電セン
サ、２１−・・一・・チヤージアンブ、２２−・・・・
・フイルタ回路、２４−・・・・・論理回路、２５−・
・−・・時定数回路、２６−・・・・・出力増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 測定流体にその流速に応じたカルマン渦を生成させ
   る渦発生体と、カルマン渦の生成による渦信号を電荷量
   の変化として検出する圧電センサと、この圧電センサよ
   りの交番電荷を交流の信号電圧に変換するチャージアン
   プと、このチャージアンプからの信号電圧をローパス特
   性のフィルタ回路を介して取り出した後パルス信号に変
   換する手段と、前記信号電圧があるレベル以上になつた
   ときフィルタ回路のフィルタ特性を解除する手段と、前
   記パルス信号が加えられる時定数回路と、前記パルス信
   号と前記時定数回路の出力が加えられエクスクルースイ
   ブオアゲートとして動作し、そのデユテイレシオが渦周
   波数に対応したパルス信号を出力する論理回路と、この
   論理回路からのパルス出力を直流の電流信号に変換する
   出力回路とを具え、直流の電流信号が測定流体の流速ま
   たは流量を表わすようにしたことを特徴とする渦流量計
   。 ２ チャージアンプと組合せるローパス特性のフイルタ
   回路として演算増幅器とインピーダンス素子よりなるア
   クティブフィルタを用い、そのカットオフ周波数をチャ
   ージアンプのカットオフ周波数より低く選びチャージア
   ンプの低域特性を補償するようにしたことを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載の渦流量計。 ３ アクティブフィルタとして演算増幅器とインピーダ
   ンス素子を組合せた単一帰還形のローパスフィルタを用
   いたことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の渦流
   量計。 ４ アクティブフィルタを構成する演算増幅器の入出力
   間にツェナーダイオードと抵抗の直列回路を接続し、演
   算増幅器の出力があるレベル以上になつたときフィルタ
   回路のフィルタ特性を解除するようにしたことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項および第２項記載の渦流量計
   。 ５ 渦発生体にその中立軸を挾んで配置され、かつ渦発
   生体と一体になるように取付けられてカルマン渦の生成
   に伴う渦信号を互いに逆相の電荷量の変化として検出す
   る２個の圧電センサを具えたことを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載の渦流量計。 ６ 渦発生体の下流側に設けられた受圧体にその中立軸
   を挾んで配置され、カルマン渦の生成に伴う渦信号を互
   いに逆相の電荷量として検出する２個の圧電センサを具
   えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の渦流
   量計。 ７ 論理回路としてＣ−ＭＯＳを用いたことを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載の渦流量計。 ８ 時定数回路の抵抗の値を変えてスパン調整を行うこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の渦流量計。 ９ 出力回路として、論理回路の出力が抵抗を介して差
   動入力端子のいずれか一方に加えられる出力増幅器と、
   この出力増幅器の差動入力端子の一方に一定電圧を抵抗
   分圧して加える手段と、出力増幅器の差動入力端子の他
   方に一定電圧と出力増幅器の出力を分圧して得た帰還電
   圧の和を抵抗分 圧して加える手段とを具えたことを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の渦流量計。 １０ 出力回路として、論理回路の出力が抵抗を介して
   差動入力端子のいずれか一方に加えられる出力増幅器と
   、この出力増幅器の差動入力端子の一方に一定電圧を抵
   抗分圧して加え、かつ他方に一定電圧と帰還電圧の和を
   抵抗分圧して加える手段と、出力増幅器により駆動され
   る出力トランジスタと、この出力トランジスタによつて
   制御される出力電流が一対の伝送線を介して供給される
   受信側に直流電源と直列に接続された負荷と、この負荷
   を流れる出力電流に対応した前記帰還電圧を発生する帰
   還抵抗とを具えたことを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載の渦流量計。 １１ 測定流体にその流速に応じたカルマン渦を生 成
   させる渦発生体と、カルマン渦の生成による渦信号を電
   荷量の変化として検出する圧電センサと、この圧電セン
   サよりの交番電荷を交流の信号電圧に変換するチャージ
   アンプと、このチャージアンプからの信号電圧を演算増
   幅器とインピーダンス 素子とを組合せたローパス特性
   のアクティブフィルタを介して取り出した後パルス信号
   に変換する手段と、前記演算増幅器の入出力間に接続さ
   れ、信号電圧があるレベル以上になつたとき前記アクテ
   ィブフィルタの出力の振幅を制限し、フィルタ 特性を
   解除するツェナーダイオードと、前記パルス信号を受信
   側の負荷に伝送する手段とを有し、前記アクティブフィ
   ルタのカットオフ周波数を前記チャージアンプのカット
   オフ周波数より低く選びチャージアンプの低域特性を補
   償するようにし たことを特徴とする渦流量計。