JPS59122135A - 音声圧縮伝送方式 - Google Patents
音声圧縮伝送方式Info
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- JPS59122135A JPS59122135A JP22762982A JP22762982A JPS59122135A JP S59122135 A JPS59122135 A JP S59122135A JP 22762982 A JP22762982 A JP 22762982A JP 22762982 A JP22762982 A JP 22762982A JP S59122135 A JPS59122135 A JP S59122135A
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- signal
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（１）発明の技術分野
本発明は音声圧縮伝送方式に係シ、特に電話音声信号の
周波数帯域幅を小さく圧縮して伝送する方式に関する。
周波数帯域幅を小さく圧縮して伝送する方式に関する。
（２）発明の背景
専用電話回線などを効率よく使用する為に電送信号の周
波数を分割多重して複数チャネルの通話を可能にする手
法はよく知られている。この周波数分割多重方式におい
ては、送信側で音声信号の周波数帯域を圧縮し、受信側
で元の周波数帯域に復調することが必要であシ、アナロ
グ伝送路を用いた音声圧縮伝送方式においては、入力音
声信号のうち、一定の周波数成分を抜きとυ、抜きとっ
た部分に他の周波数成分を入れて音声を圧縮し伝送する
方式が優れている。この場合、音声信号の圧縮及び復調
のだめの装置は、不要周波数成分を沖波するためのフィ
ルタが高性能であることと、低価格であることが要求さ
れている。
波数を分割多重して複数チャネルの通話を可能にする手
法はよく知られている。この周波数分割多重方式におい
ては、送信側で音声信号の周波数帯域を圧縮し、受信側
で元の周波数帯域に復調することが必要であシ、アナロ
グ伝送路を用いた音声圧縮伝送方式においては、入力音
声信号のうち、一定の周波数成分を抜きとυ、抜きとっ
た部分に他の周波数成分を入れて音声を圧縮し伝送する
方式が優れている。この場合、音声信号の圧縮及び復調
のだめの装置は、不要周波数成分を沖波するためのフィ
ルタが高性能であることと、低価格であることが要求さ
れている。
（３）従来技術と問題点
従来、周波敷写からＦの周波数軸上で周波数Ｆ／２の点
に関して通過帯と阻止帯が互いに対称な周波数位置に存
在するようなフィルタとして振幅特性が正弦波状のくし
形゛フィルタなどがある１、との従来方式では正弦波発
生回路や振幅変調回路が必要であシ、部品数が多くて装
置価格が高いという問題があった。又、音声信号の有効
帯域は２００〜３０００Ｈｚ程度であるが、２００〜１
０００Ｈ２に音声の主要部分が集中している、正弦波上
のくし形フィルタを用いた場合２００〜１０００Ｈｚの
音声の主要部分の信号成分を削シ過ぎてしまうという欠
点もある。
に関して通過帯と阻止帯が互いに対称な周波数位置に存
在するようなフィルタとして振幅特性が正弦波状のくし
形゛フィルタなどがある１、との従来方式では正弦波発
生回路や振幅変調回路が必要であシ、部品数が多くて装
置価格が高いという問題があった。又、音声信号の有効
帯域は２００〜３０００Ｈｚ程度であるが、２００〜１
０００Ｈ２に音声の主要部分が集中している、正弦波上
のくし形フィルタを用いた場合２００〜１０００Ｈｚの
音声の主要部分の信号成分を削シ過ぎてしまうという欠
点もある。
振幅特性が正弦波上の上記従来型くし形フィルタに替え
て、これよシも通過帯と阻止帯が明確なくシ形ディジタ
ルフィルタを用いることも考えられるが、この場合はフ
ィルタにおける計算回数や遅延素子の個数が極めて大き
くなるという問題が生ずる。
て、これよシも通過帯と阻止帯が明確なくシ形ディジタ
ルフィルタを用いることも考えられるが、この場合はフ
ィルタにおける計算回数や遅延素子の個数が極めて大き
くなるという問題が生ずる。
（４）発明の目的
本発明の目的は上記従来方式における問題にかんがみ、
正弦波上のくし形フィルタに替えて入力音声の最高周波
数をＦとするときＯ−Ｆ／４の成分についてはそのまま
通過させ、Ｆ／４〜３／４Ｆの成分についてはＦ／４だ
ｄ下方に移動して、周波数範囲０〜Ｆ／２の信号として
くし形ディジタルフィルタ沖波するという構想に基づき
、音声圧縮伝送方式において、品質劣下を少なくすると
共にくし形ディジタルフィルタの計算回数を減少させる
ことにある。
正弦波上のくし形フィルタに替えて入力音声の最高周波
数をＦとするときＯ−Ｆ／４の成分についてはそのまま
通過させ、Ｆ／４〜３／４Ｆの成分についてはＦ／４だ
ｄ下方に移動して、周波数範囲０〜Ｆ／２の信号として
くし形ディジタルフィルタ沖波するという構想に基づき
、音声圧縮伝送方式において、品質劣下を少なくすると
共にくし形ディジタルフィルタの計算回数を減少させる
ことにある。
（５）発明の構成
上記の目的を達成するだめの本発明の要旨は、入力音声
信号源の最高周波数をＦとするとき、周波敷写からＦの
範囲の周波数軸上で、周波数丁の点を中心として通過帯
と阻止帯が互いに対称な位置に存在するようなフィルタ
に音声信号を通したのち、丁よシ上側の周波数成分を折
返して、周波数範囲零から７に音声帯域を圧縮して伝送
し、受信側では、受信した信号の内、折返された成分を
元の位置に戻して受話器に出力する伝送方式であって、
該フィルタの通過特性を周波数範囲零からて、周波数範
囲旦ＦからＦで阻止とするように選ぶ音声圧縮伝送方式
にある。
信号源の最高周波数をＦとするとき、周波敷写からＦの
範囲の周波数軸上で、周波数丁の点を中心として通過帯
と阻止帯が互いに対称な位置に存在するようなフィルタ
に音声信号を通したのち、丁よシ上側の周波数成分を折
返して、周波数範囲零から７に音声帯域を圧縮して伝送
し、受信側では、受信した信号の内、折返された成分を
元の位置に戻して受話器に出力する伝送方式であって、
該フィルタの通過特性を周波数範囲零からて、周波数範
囲旦ＦからＦで阻止とするように選ぶ音声圧縮伝送方式
にある。
本発明の一態様によれば、送信側では、該音声信号源の
出力信号のＦ／４以下の周波数成分を通過させる第１の
低域通過フィルタ、該音声信号源の信号の旦から−Ｌｐ
ｏ周波数成分を通過させる第４ １の帯域フィルタ、該第１の帯域フィルタの出力信号を
サンプリング周波数２ＦでＡＤ変換する第１のアナログ
−ディジタル変換器、該第１のアナログ−ディジタル変
換器の出力信号の周波数をＦ／４だけ下方に移動させる
第１の移動手段、該第１の移動手段の出力信号を、周波
数Ｆ／４に関して通過帯と阻止帯が互いに対称に位置す
るように戸波する、サンプリング周波数Ｆの第１のくし
形ディジタルフィルタ、該第１のくし形ディジタルフィ
ルタの出力信号を１サンプルおきに、値零のサンプルと
置換する、第１の零サンプル置換回路、該第１の零サン
プル置換回路の出力信号をサンプリング周波数ＦでＤＡ
変換する第１のディジタル−アナログ変換器、該第１の
ディジタル−アナログ変換器の出力信号の周波数範囲Ｆ
／４からＦ／２の信号成分を通過させる第２の帯域フィ
ルタ、及び該第１の低域通過フィルタの出力信号と該第
２の帯域フィルタの出力信号を加算して伝送路に送出す
る加算器を備えておシ、受信側では、該伝送路か゛ら受
信した信号のＦ７４以下の周波数成分を通過させる第２
の低域通過フィルタ、該伝送路から受信した信号のＦ／
４からＦ／２の周波数成分を通過させる第３の帯域フィ
ルタ、該第３の帯域フィルタの出力信号をサンプリング
周波数ＦでＡＤ変換する第２のアナログ−ディジタル変
換器、該第２のアナログ−ディジタル変換器の出力信号
を１サンプルおきに１値零のサンプルと置換する、零サ
ンプル置換回路、該第１のくし形ディジタルフィルタと
同一特性を持ち、該第２の零サンプル置換回路の出力信
号をｐ波する第２のくし形ディジタルフィルタ、該第２
のくし形ディジタルフィルタの出力信号をサンプル補間
してサンプリング周波数２Ｆとして出力する補間回路、
該補間回路の出力信号の周波数をＦ／４だけ移動させる
第２の移動手段、該第２の移動手段の出力信号をサンプ
リング周波数２ＦでＤＡ変換する第２のディジタル−ア
ナログ変換器、該第２のディジタル−アナログ変換器の
出力信号のＦ／４から３／４Ｆの周波数成分を通過させ
る第４の帯域フィルタ、及び該第２の低域通過フィルタ
の出力信号と該第４の帯域フィルタの出力信号を加算し
て受話器に出力する加算器を備えている。
出力信号のＦ／４以下の周波数成分を通過させる第１の
低域通過フィルタ、該音声信号源の信号の旦から−Ｌｐ
ｏ周波数成分を通過させる第４ １の帯域フィルタ、該第１の帯域フィルタの出力信号を
サンプリング周波数２ＦでＡＤ変換する第１のアナログ
−ディジタル変換器、該第１のアナログ−ディジタル変
換器の出力信号の周波数をＦ／４だけ下方に移動させる
第１の移動手段、該第１の移動手段の出力信号を、周波
数Ｆ／４に関して通過帯と阻止帯が互いに対称に位置す
るように戸波する、サンプリング周波数Ｆの第１のくし
形ディジタルフィルタ、該第１のくし形ディジタルフィ
ルタの出力信号を１サンプルおきに、値零のサンプルと
置換する、第１の零サンプル置換回路、該第１の零サン
プル置換回路の出力信号をサンプリング周波数ＦでＤＡ
変換する第１のディジタル−アナログ変換器、該第１の
ディジタル−アナログ変換器の出力信号の周波数範囲Ｆ
／４からＦ／２の信号成分を通過させる第２の帯域フィ
ルタ、及び該第１の低域通過フィルタの出力信号と該第
２の帯域フィルタの出力信号を加算して伝送路に送出す
る加算器を備えておシ、受信側では、該伝送路か゛ら受
信した信号のＦ７４以下の周波数成分を通過させる第２
の低域通過フィルタ、該伝送路から受信した信号のＦ／
４からＦ／２の周波数成分を通過させる第３の帯域フィ
ルタ、該第３の帯域フィルタの出力信号をサンプリング
周波数ＦでＡＤ変換する第２のアナログ−ディジタル変
換器、該第２のアナログ−ディジタル変換器の出力信号
を１サンプルおきに１値零のサンプルと置換する、零サ
ンプル置換回路、該第１のくし形ディジタルフィルタと
同一特性を持ち、該第２の零サンプル置換回路の出力信
号をｐ波する第２のくし形ディジタルフィルタ、該第２
のくし形ディジタルフィルタの出力信号をサンプル補間
してサンプリング周波数２Ｆとして出力する補間回路、
該補間回路の出力信号の周波数をＦ／４だけ移動させる
第２の移動手段、該第２の移動手段の出力信号をサンプ
リング周波数２ＦでＤＡ変換する第２のディジタル−ア
ナログ変換器、該第２のディジタル−アナログ変換器の
出力信号のＦ／４から３／４Ｆの周波数成分を通過させ
る第４の帯域フィルタ、及び該第２の低域通過フィルタ
の出力信号と該第４の帯域フィルタの出力信号を加算し
て受話器に出力する加算器を備えている。
（６）発明の実施例
以下、本発明の実施例を図面によって説明する。
第１図は本発明の一実施例にょシ入力音声信号を圧縮す
る送信部を示すブロック図、第２図は受信信号を復調す
る受信部を示すブロック図である。
る送信部を示すブロック図、第２図は受信信号を復調す
る受信部を示すブロック図である。
第」図如おいて、１は最高周波数４）Ｇ（ｚの音声信号
を出力する送話器、２はカットオフ周波数ＩＫＨｚのア
ナログ低域通過フィルタ、３は通過帯域Ｊ幻ｈ〜３ＫＨ
ｚのアナログ帯域フィルタ、４はサンプリング周波数８
ＫＨｚ−′ＣＡＤ変換する第１のアナログ−ディジタル
変換器（以下ＡＤ変換器と称する〕、５は乗算器、６は
１ＫＨ２の正弦波発生回路、７はカットオフ周波数２
ＫＨｚの低域通過ディジタルフィルタ、８はサンプル間
引きスイッチ、９はくし形ディジタルフィルタ、１ｏは
零サンプル置換回路、１１はサンプリング周波数４ＫＨ
ｚでＤＡ変換する第１のＤＡ変換器、１２は通過帯域Ｉ
ＫＨｚ〜２ＫＨｚのアナログ帯域フィルタ、１３はぼし アナログ低域フィルタ２出力信号とアナログ帯域フィル
タ１２の出力信号を加算する加算器である第１図の送’
Ｅ部の動作を第３図から第７図の波形図によって説明す
る。
を出力する送話器、２はカットオフ周波数ＩＫＨｚのア
ナログ低域通過フィルタ、３は通過帯域Ｊ幻ｈ〜３ＫＨ
ｚのアナログ帯域フィルタ、４はサンプリング周波数８
ＫＨｚ−′ＣＡＤ変換する第１のアナログ−ディジタル
変換器（以下ＡＤ変換器と称する〕、５は乗算器、６は
１ＫＨ２の正弦波発生回路、７はカットオフ周波数２
ＫＨｚの低域通過ディジタルフィルタ、８はサンプル間
引きスイッチ、９はくし形ディジタルフィルタ、１ｏは
零サンプル置換回路、１１はサンプリング周波数４ＫＨ
ｚでＤＡ変換する第１のＤＡ変換器、１２は通過帯域Ｉ
ＫＨｚ〜２ＫＨｚのアナログ帯域フィルタ、１３はぼし アナログ低域フィルタ２出力信号とアナログ帯域フィル
タ１２の出力信号を加算する加算器である第１図の送’
Ｅ部の動作を第３図から第７図の波形図によって説明す
る。
送話器１より入力された音声信号は第７図（ａ）のスペ
クトラムを持ち、第３図に示した沖波特性をもつカット
オフ周波数Ｉ ＫＨｚのアナログ低域フィルタ２でろ波
されて第７図（ｂ）のスペクトラムとなり、０〜Ｉ Ｋ
Ｈｚの周波数成分の信号が加算器１３の第１人力に入力
される。
クトラムを持ち、第３図に示した沖波特性をもつカット
オフ周波数Ｉ ＫＨｚのアナログ低域フィルタ２でろ波
されて第７図（ｂ）のスペクトラムとなり、０〜Ｉ Ｋ
Ｈｚの周波数成分の信号が加算器１３の第１人力に入力
される。
一方、送話器１の信号は通過帯域Ｉ ＫＨｚ〜３ＫＨｚ
のアナログ帯域フィルタ３でｐ波され、ＡＤ変換器４に
よってサンプリング周波数８ＫＨｚでＡＤ変換されて第
７図（Ｃ）のスペクトラムとなる。但しディジタル信号
なので４ＫＨｚ以上でもスペクトラムがあるが、０〜４
ＫＨｚと同一形状のスペクトラムであシ、図面の簡単化
のために第７図（Ｃ）においては省略されている。以下
、第７図の各図ではディジタル信号の繰シ返し部分ｄ：
省略されている。
のアナログ帯域フィルタ３でｐ波され、ＡＤ変換器４に
よってサンプリング周波数８ＫＨｚでＡＤ変換されて第
７図（Ｃ）のスペクトラムとなる。但しディジタル信号
なので４ＫＨｚ以上でもスペクトラムがあるが、０〜４
ＫＨｚと同一形状のスペクトラムであシ、図面の簡単化
のために第７図（Ｃ）においては省略されている。以下
、第７図の各図ではディジタル信号の繰シ返し部分ｄ：
省略されている。
ＡＤ変換器４の出力は、乗算器５と、ＩＫＨｚの正弦波
サンプル発生部６およびカットオフ周波数２ＫＨｚの低
域通過ディジタルフィルタ７によシ、周波数がＩ ＫＨ
ｚだけ下方に移動して、第７図（ｄ）のスペクトラムと
々る。この信号は８ ＫＨｚでサンプリングされたディ
ジタル信号なので、第４図（ａ）に示すごとく、】２５
μｓの時間間隔毎にサンプル値を持っている。これをザ
ンブル間引きスイッチ８によって、１サンプル時間おき
に間引いて、第４図（ｂ） Ｋ示す如き、２５０μｓの
時間間隔を持つディジタル信号に変換する。これによシ
、サンプリング周波数は８ ＫＨｚの半分の４ ＫＨｚ
となる。サンプル間引きスイチ８の出力信号は、第６図
に示したＦ波特性をもつくし形ディジタルフィルタ９に
よってろ波されて第７図（Ｃ）のスペクトラムとなる。
サンプル発生部６およびカットオフ周波数２ＫＨｚの低
域通過ディジタルフィルタ７によシ、周波数がＩ ＫＨ
ｚだけ下方に移動して、第７図（ｄ）のスペクトラムと
々る。この信号は８ ＫＨｚでサンプリングされたディ
ジタル信号なので、第４図（ａ）に示すごとく、】２５
μｓの時間間隔毎にサンプル値を持っている。これをザ
ンブル間引きスイッチ８によって、１サンプル時間おき
に間引いて、第４図（ｂ） Ｋ示す如き、２５０μｓの
時間間隔を持つディジタル信号に変換する。これによシ
、サンプリング周波数は８ ＫＨｚの半分の４ ＫＨｚ
となる。サンプル間引きスイチ８の出力信号は、第６図
に示したＦ波特性をもつくし形ディジタルフィルタ９に
よってろ波されて第７図（Ｃ）のスペクトラムとなる。
くし形ディジタルフィルタ９のろ波特性は、周波数軸上
のＩ ＫＨｚの周波数点に関して、通過帯と阻止帯が互
いに対称な位置にあるので、第７図（ｅ）のスペクトラ
ムも、ＩＩＧ（ｚを中心として通過帯と阻止帯が互いに
対称な位置にある。この徊号を第５図の（ａ）（ｂ）如
り（ａ）のスペクトラムを１ザンプルおきに、値零のサ
ンプルと置換しく１））の如くする零°す゛ンプル置換
回路に通ずと、標本化定理の折シ返し現象が現われ、周
波数スペクトラムは入力音声信号の中心周波数２１（Ｈ
ｚに関して対称的に折シ返され、第７図（ｆ）のスペク
トラムとなる。これをＤＡ変換器１１によりサンプリン
グ周波数４ＫＨｚでＤＡ変換して通過帯域が１〜２ＫＩ
（ｚのアナログフィルタ１２を通シ、第７図（ｇ＞のス
ペクトラムとなって、加算器１３の第２人力に入る。加
算器１３で第７図（ｂ）と第７図（ｇ）のスペクトラム
が加算されて、伝送路１４に第７図（ｂ）のスペクトラ
ムを持つ信号が送出される。第７図（１１）かられかる
ように、加算器１３から送出される音声信号の帯域中は
２ＫＨｚに圧縮されている。
のＩ ＫＨｚの周波数点に関して、通過帯と阻止帯が互
いに対称な位置にあるので、第７図（ｅ）のスペクトラ
ムも、ＩＩＧ（ｚを中心として通過帯と阻止帯が互いに
対称な位置にある。この徊号を第５図の（ａ）（ｂ）如
り（ａ）のスペクトラムを１ザンプルおきに、値零のサ
ンプルと置換しく１））の如くする零°す゛ンプル置換
回路に通ずと、標本化定理の折シ返し現象が現われ、周
波数スペクトラムは入力音声信号の中心周波数２１（Ｈ
ｚに関して対称的に折シ返され、第７図（ｆ）のスペク
トラムとなる。これをＤＡ変換器１１によりサンプリン
グ周波数４ＫＨｚでＤＡ変換して通過帯域が１〜２ＫＩ
（ｚのアナログフィルタ１２を通シ、第７図（ｇ＞のス
ペクトラムとなって、加算器１３の第２人力に入る。加
算器１３で第７図（ｂ）と第７図（ｇ）のスペクトラム
が加算されて、伝送路１４に第７図（ｂ）のスペクトラ
ムを持つ信号が送出される。第７図（１１）かられかる
ように、加算器１３から送出される音声信号の帯域中は
２ＫＨｚに圧縮されている。
第２図において、１５はカットオフ周波数］、ＫＨｚの
アナログ低域通過フィルタ、１６は通過帯域ＩＫＨｚ〜
２ ＫＨｚのアナログ帯域フィルタ、１７はサンプリン
グ周波数４ ＫＨｚでＡＤ変換するＡＤ変換器、１８は
零サンプル置換回路、１９′はくし形ディジタルフィル
タ、２０は補間回路、２１は乗算器、２２はｌ ＫＨｚ
正弦波発振回路、２３はＤＡ変換器、２４は通過帯域Ｉ
ＫＨｚ〜３ ＫＪ（ｚのアナログ帯域フィルタ、２５
は加算器、そして２６は受話器である。。
アナログ低域通過フィルタ、１６は通過帯域ＩＫＨｚ〜
２ ＫＨｚのアナログ帯域フィルタ、１７はサンプリン
グ周波数４ ＫＨｚでＡＤ変換するＡＤ変換器、１８は
零サンプル置換回路、１９′はくし形ディジタルフィル
タ、２０は補間回路、２１は乗算器、２２はｌ ＫＨｚ
正弦波発振回路、２３はＤＡ変換器、２４は通過帯域Ｉ
ＫＨｚ〜３ ＫＪ（ｚのアナログ帯域フィルタ、２５
は加算器、そして２６は受話器である。。
伝送路］４から受信した第７図（ｈ）のスペクトラムを
持つ信号は、第３図の瀘波特性を持つカットオフ周波数
ｌｌ０（ｚのアナログ低域通過フィルタ１５で済波され
て第７図（ｂ）のスペクトラムとなり、加算器２５の第
１人力に入力される。伝送路１４の信号はまた、通過帯
域１ ＫＨｚ〜２ＫＨｚ、のアナログフィルタ１６でＰ
波されて第７図（ｇ）のスペクトラムとなシ、次いでＡ
Ｄ変換器１７によシサンプリング周波数４ ＫＨｚでＡ
Ｄ変換され、零サンプル置換回路１８によシ第５図の如
く１サンプルおきにサンプル値零と置換されて第７図（
ｆ）のスペクトラムとなる。この信号は送信部と同一の
第６図に示した特性を持つくし形ディジタルフィルタ１
９でろ波されて第７図（ｅ）のスペクトラムとなる。デ
ィジタルフィルタ１９の出力信号はザングリング周期が
２５０μｓなので、補間回路２０によシ各周期の間のサ
ンプリング値を補間用フィルタ２０で補間してサンプリ
ング周波数を８Ｉ（Ｈｚとし、乗算器２１．ＩＫＨｚ正
弦波発振回路２２、ＤＡ変換器２３、および、通過帯域
１ ）Ｇ（ｚ〜３ＫＨｚのアナログフィルタによって、
周波数をＩ ＫＨｚだけ上刃に移動させて第７図（夏）
のスペクトラムとなって加算器２５の第２人力に入力さ
れる。加算器２５においては、第７図（ｂ）のスペクト
ラムと第７図（ｉ）のスペクトラムが加算されて受話器
２６に第７図（ｊ）のスペクトラムと々っで送出さｈる
。
持つ信号は、第３図の瀘波特性を持つカットオフ周波数
ｌｌ０（ｚのアナログ低域通過フィルタ１５で済波され
て第７図（ｂ）のスペクトラムとなり、加算器２５の第
１人力に入力される。伝送路１４の信号はまた、通過帯
域１ ＫＨｚ〜２ＫＨｚ、のアナログフィルタ１６でＰ
波されて第７図（ｇ）のスペクトラムとなシ、次いでＡ
Ｄ変換器１７によシサンプリング周波数４ ＫＨｚでＡ
Ｄ変換され、零サンプル置換回路１８によシ第５図の如
く１サンプルおきにサンプル値零と置換されて第７図（
ｆ）のスペクトラムとなる。この信号は送信部と同一の
第６図に示した特性を持つくし形ディジタルフィルタ１
９でろ波されて第７図（ｅ）のスペクトラムとなる。デ
ィジタルフィルタ１９の出力信号はザングリング周期が
２５０μｓなので、補間回路２０によシ各周期の間のサ
ンプリング値を補間用フィルタ２０で補間してサンプリ
ング周波数を８Ｉ（Ｈｚとし、乗算器２１．ＩＫＨｚ正
弦波発振回路２２、ＤＡ変換器２３、および、通過帯域
１ ）Ｇ（ｚ〜３ＫＨｚのアナログフィルタによって、
周波数をＩ ＫＨｚだけ上刃に移動させて第７図（夏）
のスペクトラムとなって加算器２５の第２人力に入力さ
れる。加算器２５においては、第７図（ｂ）のスペクト
ラムと第７図（ｉ）のスペクトラムが加算されて受話器
２６に第７図（ｊ）のスペクトラムと々っで送出さｈる
。
受話器に受は取られる信号のスペクトラムは、Ｉ ＫＪ
（ｚ 〜、３ ＫＨｚのスペクトラムがくし形に扱き取
られているが、実験によれは聴感上殆んど原音と殆んど
変らない音声として聴こえることがわかっている。
（ｚ 〜、３ ＫＨｚのスペクトラムがくし形に扱き取
られているが、実験によれは聴感上殆んど原音と殆んど
変らない音声として聴こえることがわかっている。
々お、ｌＫＨ２〜３ＫＨｚのスペクトラムがくし形に抜
き取られているために、平均電力が半減する。
き取られているために、平均電力が半減する。
そこで、０〜１）Ｇ（ｚの周波数成分に比べて１〜３Ｋ
Ｈｚの周波数成分の利得を２倍にすることによシ、更に
高品質の信号が受話器に得られる。
Ｈｚの周波数成分の利得を２倍にすることによシ、更に
高品質の信号が受話器に得られる。
第１図および第２図において用いられたアナログフィル
タは、ディジタルフィルタに置換することもできる。
タは、ディジタルフィルタに置換することもできる。
（７）発明の詳細
な説明したように、本発明によれば、音声周波数の主要
部分である０〜ＩＩＧ（ｚの帯域はくし形ディジタルフ
ィルタを通さずそのまま通過させ、１ ＫＨｚ〜３ Ｋ
Ｈｚ の成分についてはＩＫＨｚだけ下方に移動してく
し形フィルタで濾過し、周波数範囲０〜２ ＫＨｚに圧
縮した信号として伝送することにより、音声圧縮伝送方
式において、通過帯と阻止帯の境界が明確なくし形ディ
ジタルフィルタの計算回数が半減され、かつ音声品質の
劣化を極力抑えることができる。
部分である０〜ＩＩＧ（ｚの帯域はくし形ディジタルフ
ィルタを通さずそのまま通過させ、１ ＫＨｚ〜３ Ｋ
Ｈｚ の成分についてはＩＫＨｚだけ下方に移動してく
し形フィルタで濾過し、周波数範囲０〜２ ＫＨｚに圧
縮した信号として伝送することにより、音声圧縮伝送方
式において、通過帯と阻止帯の境界が明確なくし形ディ
ジタルフィルタの計算回数が半減され、かつ音声品質の
劣化を極力抑えることができる。
第１図は本発明の一実施例により入力音声信号を圧縮す
る送信部を示すブロック図、第２図ｆｄ第１図の送信部
からの受信信号を復調する受信部を示すブロック図、第
３図は第１図および第２図に示したアナログ低域通過フ
ィルタの沖波特性を示すグラフ、第４図は第１図に示し
たサンプル間引きスイッチ８の動作を説明するためのグ
ラフ、第５図は、零サンプル置換回路の動作を説明する
図、第６図は第１図および第２図に示したくし形ディジ
タルフィルタのろ波特性を示すグラフ、そして第７図（
ａ）〜（ｊ）は第１図および第２図の各部のスペクトラ
ムを示す波形図である。 １・・・送話器、２・・・第１のアナログ低域通過フィ
ルタ、３・・・第１のアナログ帯域フィルタ、４・・・
第１のＡＤ変換器、５・・−乗算器、６・・・ＩＫＨｚ
正弦波発振回路、 ７ ディジタル低域フィルタ、 ８・・・サンプル間引きスイッチ、 ９・・・くし形ディジタルフィルタ、 】０・・・零サンプル置換回路、 】ｌ・・・第１ＯＤＡ変換器、 １２・・・第２のアナログ帯域フィルタ、１３・・・加
算器、 １４・・・伝送路、１訃・・第２の
アナログ低域通過フィルタ、１６・・・第３のアナログ
帯域フィルタ、１７・・・第２のＡＤ変換器、 １８・・・零サンプル置換回路、 １９・・・くし形ディジタルフィルタ、２０・・・補間
回路、 ２１・・・乗算器、２２・・・正弦波
発振回路、２３・・・第２ＯＤＡ変換器、２４・・・第
４のアナログ帯域フィルタ、２５・・・加算器、
２６・・・受話器。 特許出願人 富士通株式会社 特許出願代理人 弁理士 青 木 朗 弁理士西舘和之 弁理士内田幸男 弁理士 山 口 昭 之 ＠３図 第６図 ＬＩＩ ｚ 、ｊ ４：ｆ、：、 ５ ｉ図 １２５ＰＳ、１２５．ＬＩＳ １２５／ＪＳ第７図 ｆｆＫＨｚ） ｆｆＫＨｚ） ｆｆＫＨｚ） ｆ（ＫＨｚ） ｆ （ＫＨｚ） ｆ（ＫＨｚ） ｆｆＫＨｚ） □ ｆＫＨｚｌ ｆ（ＫＨｚ） ｆ（ＫＨｚｌ
る送信部を示すブロック図、第２図ｆｄ第１図の送信部
からの受信信号を復調する受信部を示すブロック図、第
３図は第１図および第２図に示したアナログ低域通過フ
ィルタの沖波特性を示すグラフ、第４図は第１図に示し
たサンプル間引きスイッチ８の動作を説明するためのグ
ラフ、第５図は、零サンプル置換回路の動作を説明する
図、第６図は第１図および第２図に示したくし形ディジ
タルフィルタのろ波特性を示すグラフ、そして第７図（
ａ）〜（ｊ）は第１図および第２図の各部のスペクトラ
ムを示す波形図である。 １・・・送話器、２・・・第１のアナログ低域通過フィ
ルタ、３・・・第１のアナログ帯域フィルタ、４・・・
第１のＡＤ変換器、５・・−乗算器、６・・・ＩＫＨｚ
正弦波発振回路、 ７ ディジタル低域フィルタ、 ８・・・サンプル間引きスイッチ、 ９・・・くし形ディジタルフィルタ、 】０・・・零サンプル置換回路、 】ｌ・・・第１ＯＤＡ変換器、 １２・・・第２のアナログ帯域フィルタ、１３・・・加
算器、 １４・・・伝送路、１訃・・第２の
アナログ低域通過フィルタ、１６・・・第３のアナログ
帯域フィルタ、１７・・・第２のＡＤ変換器、 １８・・・零サンプル置換回路、 １９・・・くし形ディジタルフィルタ、２０・・・補間
回路、 ２１・・・乗算器、２２・・・正弦波
発振回路、２３・・・第２ＯＤＡ変換器、２４・・・第
４のアナログ帯域フィルタ、２５・・・加算器、
２６・・・受話器。 特許出願人 富士通株式会社 特許出願代理人 弁理士 青 木 朗 弁理士西舘和之 弁理士内田幸男 弁理士 山 口 昭 之 ＠３図 第６図 ＬＩＩ ｚ 、ｊ ４：ｆ、：、 ５ ｉ図 １２５ＰＳ、１２５．ＬＩＳ １２５／ＪＳ第７図 ｆｆＫＨｚ） ｆｆＫＨｚ） ｆｆＫＨｚ） ｆ（ＫＨｚ） ｆ （ＫＨｚ） ｆ（ＫＨｚ） ｆｆＫＨｚ） □ ｆＫＨｚｌ ｆ（ＫＨｚ） ｆ（ＫＨｚｌ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入力音声信号源の最高周波数をＦとするとき、周波
数零からＦの範囲の周波数軸上で、周波数丁の点を中心
として通過帯と阻止帯が互いに対称ガ位置に存在するよ
うなフィルタに音声信号を通したのち、丁よシ上側の周
波数成分を折返して、周波数範囲零からＴＫ音声帯域を
圧縮して伝送し、受信側では、受信した信号の内、折返
された成分を、元の位置に戻して受話器に出力する伝送
方式であって、該フィルタの通過特性を周波数範囲零そ
して、周波数範囲一４ＦからＦで阻止とするように選ぶ
音声圧縮伝送方式。 ２、送信側では、 該音声信号源の出力信号のＦ／４以下の周波数成分を通
過させる第１の低域通過フィルタ、３ 該音声信号源の信号のＴからτＦの周波数成分を通過さ
せる第１の帯域フィルタ、 該第１の帯域フィルタの出力信号をサンプリング周波数
２ＦでＡＤ変換する第１のアナログ−ディジタル変換器
、 該第１のアナログ−ディジタル変換器の出力信号の周波
数をＦ／４だけ下方に移動させる第１の移動手段、 該第１の移動手段の出力信号を、周波数Ｆ／４に関して
適過帯と阻止帯が互いに対称に位置するようにＦ波する
、サンプリング周波数Ｆの第１のくし形ディジタルフィ
ルタ、 該第１ｏ（Ｌ形ディジタルフィルタの出力信号を１サン
プルおきに、値零のサンプルと置換えることによシ、周
波数零からＦ／４の信号成分と、周波数Ｆ／４からＦ／
２の信号成分を互いに空の周波数範囲に折シ返す第１の
零サンプル置換回路、該第１の零サンプル置換回路の出
力信号をサンプリング周波数ＦでＤＡ変換する第１のデ
ィジタル−アナログ変換器、 該第１の゛ディジタルーアナログ変換器の出力信号の周
波数範囲Ｆ／４からＦ／２の信号成分を通過させる第２
の帯域フィルタ、及び 該第１の低域通過フィルタの出力信号と該第２の帯域フ
ィルタの出力信号を加算して伝送路に送出する加算器を
備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の音
声圧縮伝送方式。 ３、受信側では、 該伝送路から受信した信号のＦ ／ ４以下の周波数成
分を通過させる第２の低域通過フィルタ、該伝送路から
受信した信号のＦ／４からＦ／２の周波数成分を通過さ
せる第３の帯域フィルタ、該第３の帯域フィルタの出力
信号をサンプリング周波数ＦでＡＤ変換する第２のアナ
ログーアイジタル変換器、 該第２のアナログ−ディジタル変換器の出力信号を１サ
ンプルおきに、値零のサンプルと良換える、第２の容サ
ンプル置換回路、 該第１のくし形ディジタルフィルタと同一特性を持ち、
該第２の零サンプル置換回路の出力信号をＦ５波する該
第２のくし形ディジクルフィルタ、該第２のくし形ディ
ジタルフィルタの出力信号をサンプル補間してサンプリ
ング周波数２Ｆとして出力する補間回路、 該補間回路の出力信号の周波数をＦ／４だけ移動させる
第２の移動手段、 該第２の移動手段の出力信号をサンプリング周波数２Ｆ
でＤＡ変換する第２のディジタル−アナログ斐換器、 該第２のディジタル−アナログ変換器の出力信号のＦ／
４から３／４Ｆの周波数成分を通過させる第４の帯域フ
ィルタ、及び 該第２の低域通過フィルタの出力信号と該第４の帯域フ
ィルタの出力信号を加算して受話器に出力する加算器を
備えたことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の音
声圧縮伝送方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22762982A JPS59122135A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 音声圧縮伝送方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22762982A JPS59122135A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 音声圧縮伝送方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59122135A true JPS59122135A (ja) | 1984-07-14 |
| JPS6336170B2 JPS6336170B2 (ja) | 1988-07-19 |
Family
ID=16863905
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22762982A Granted JPS59122135A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 音声圧縮伝送方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59122135A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008537174A (ja) * | 2005-04-20 | 2008-09-11 | キューエヌエックス ソフトウェア システムズ （ウェイブメイカーズ）， インコーポレイテッド | 音声の品質および了解度を改善するためのシステム |
| US8086451B2 (en) | 2005-04-20 | 2011-12-27 | Qnx Software Systems Co. | System for improving speech intelligibility through high frequency compression |
| US8249861B2 (en) | 2005-04-20 | 2012-08-21 | Qnx Software Systems Limited | High frequency compression integration |
-
1982
- 1982-12-28 JP JP22762982A patent/JPS59122135A/ja active Granted
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008537174A (ja) * | 2005-04-20 | 2008-09-11 | キューエヌエックス ソフトウェア システムズ （ウェイブメイカーズ）， インコーポレイテッド | 音声の品質および了解度を改善するためのシステム |
| JP4707739B2 (ja) * | 2005-04-20 | 2011-06-22 | キューエヌエックス ソフトウェア システムズ （ウェイブメイカーズ）， インコーポレイテッド | 音声の品質および了解度を改善するためのシステム |
| US8086451B2 (en) | 2005-04-20 | 2011-12-27 | Qnx Software Systems Co. | System for improving speech intelligibility through high frequency compression |
| US8219389B2 (en) | 2005-04-20 | 2012-07-10 | Qnx Software Systems Limited | System for improving speech intelligibility through high frequency compression |
| US8249861B2 (en) | 2005-04-20 | 2012-08-21 | Qnx Software Systems Limited | High frequency compression integration |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6336170B2 (ja) | 1988-07-19 |
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