JPS59116794A - 音声符号化・復号化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は音声信号の低ビツトレイト波形符号化方式、特
に伝送情報量を１０１＜ビット／秒以下とするような符
号化方式に関する。

音声信号を１０にピット／秒程度以下の伝送情報量で符
号化するだめの効果的な方法としては、音声信号の駆動
音源信号系列を、それを用いて再生した信号と入力信号
との誤差最小を条件として、短時間毎に探索する方法が
、よく知られている。

これらの方法はその探索方法Ｉこよって木符号化（ＴＲ
ＥＥ　　Ｃ０ＤＩＮＧ）、ベクトル量子化（ＶＥＣＴＯ
ＲＱＵＡＮＴＩＺＡＴＩＯＮ）　　と呼ばれている。ま
た、これらの方法以外に、駆動音源信号系列を表わす複
数個のパルス系列を、短時間毎ｌこ、符号器側で、Ａ−
ｂ−８（ＡＮＡＬＹＳＩＳ　−ＢＹ　−８ＹＮＴＨＢ８
Ｉ８）の手法を用いて遂次的ｆこ求めようとする方式が
最近、提案されている。本発明は、この方式に関係する
ものである。この方式の詳細ζこついては、ビー。

ニス、アタール（Ｂ、Ｓ、人’ｒＡＬ）氏らにょるフイ
、　シー、ｘ　−、工ｘ、ｘ、ｘ、　ビー（Ｉ−Ｃ−Ａ
、Ｓ−８，Ｐ）の予稿集、１９８２年６１４〜６１７頁
に掲載の「ア、ニュー、モデル、オプ、エル、ビー、シ
ー、エクサイテイシロン、フォー、プロデューシング、
ナチュラル。

サウンディング、スピーチ、アット、ロウ、ビット、レ
イン」（”Ａ　ＮＥＷ　　ＭＯＤＥＬ　　ＯＦ　　ＬＰ
ＣＥＸＣＩＴＡＴＩＯＮ　　ＦＯ几　Ｐ几０ＤＵＣＩＮ
ＧＮＡＴＵＩＩＬ−８ＯＵＮＪ）ＩＮＧ　　５ＰＩＤＢ
ＣＨＡＴＬＯＷ　　ＢＩＴ　　ＲＡＴＥＳ”）と題した
論文（文献ｌ）に説明されているので、ここでは簡単イ
こ説明を行なう。

第１図は、前記文献１１に記載された従来方式における
符号器側の処理を示すブロック図である。

図（こおいて、１０（ｌは符号器入力端子を示し、Ａ／
Ｄ変換された音声信号系列ｘｆｎｌが入力される。

１１０はバックアメモリ回路であり、音声信号系列を１
フレーム（向えば１０　ｍ５ｅｃ　＋　８ＫＨｚ　”ｊ
ンブリングの場合は８０サンプル）分、蓄積する。

１１０の出力値は減算器１２０と、Ｋパラメータ計算回
路１８０と（こ出方される。イμし、文献１、にヨレば
にパラメータのがイっりにし７レクン四ン・コエフィシ
エンッ（ＲＥＦＬＥｃＴＩｏＮ　ｃｏＥＦＦＩｃＩＥＮ
ＴＳ　）と記載されているが、これはにパラメータと同
一のパラメータである。Ｋバラメーク計算回路１８０は
、１１Ｏの出力値を用い、共分散法に従って、フレーム
毎の音声信号スペクトルを表わすにパラメータＫｉを１
６次分（１≦ｉ≦１６）求め、これらを合成フィルタ１
３０へ出力する。１４０は、音源パルス発生回路であり
、１フレームｆこあらかじめ定められた個数のパルス系
列を発生させる。ここでは、このパルス系列をｄ　（ｎ
ｌと記する。

１４０Ｉこよって発生された音源パルス系列の一例を第
２図イこ示す。第２図で横軸は離散的な時刻を、縦軸は
振幅をそれぞれζこ示す。ここでは、■フレーム内に８
個のパルスを発生させる場合について示しである。１４
０によって発生されたパルス系列ｄ　（ｎｌは、合成フ
ィルタ１３０を駆動する。合成フィルタ１３０は、ｄ　
（ｎｌを入力し、音声信号ｘ　（ｎｌに対応する再生信
号ｘ　（ｎｌを求め、これを減算器１２（１へ出力する
。ここで、合成フィルタ１３０は、ＫパラメータＫｉを
入力し、これらを予測パラメータａｉ　（１≦１＝１６
）へ変換し、ａｉ　　を用いてｘ　（ｎ）を計算する。

ｘ　（ｎｌは、ｄ　（ｎ）とａｉを用い下式のように表
わすことができる。

五＝１ 上式でＰは合成フィルタの次数を示し、ここではＰ＝１
６としている。減算器１２０は、原信号ｘ　（ｎｌと再
生信号ｘ　ｔｎｌとの差ｅ　ｆｎｌを計算し、重み付は
回路１９（ｌへ出力する。１９〔］は、ｅ（ｎｌを入力
し、重み付は関数ｗ　ｆｎｌを用い、次式Ｉこ従って重
み付は誤差６ｗ（ｎｌを計算する。

ｅ　ｗ　（ｎｌ　＝　ｗｆｎｌ米ｅ　ｔｎｌ　　　　　
　　　　　−（２１上式で、記号米”はたたみこみ積分
を表イ）す。

また、重み付は関数ｗ　（ｎｌは、周波数軸上で重み付
けを行なうものであり、そのＺ変換値をＷ■）とすると
、合成フィルタの予測パラメータａｉを用いて、ナ→Ｗ
次式薯こより表わされる。

上式でｒは０≦ｒ≦１の定数であり、Ｗ■】の周波数特
性を決定する。つまり、ｒ　、＝　１　（！：すると、
Ｗ（Ｚｌ＝１となり、その周波数特性は平担となる。

一方、ｒ＝Ｏとすると、Ｗ（Ｚｌは合成フィルタの周波
数特性の逆特性きなる。従って、ｒの値によってＷ（Ｚ
ｌの特性を変えることができる。また、（３）式で示し
たようζこＷ（′７Ｊを合成フィルタの周波数特性ｌこ
依存させて決めているのは、ｅ感的なマスク効果を利用
しているためである。つ才り、入力音声Ｋｌのスペクト
ルのパワノ１５大きな箇所では（列えばフォルマントの
近傍）、再生は号のスペクトルとの誤差が少々大きくて
も、その誤差は耳につき難いという聴感的な性質Ｉこよ
る。第３図に、あるフレームにおける入力音声信号のス
ペクトルと、Ｗ（Ｚｌの周波数特性の一例とを示した。

ここではｒ＝０８とした。図ｆこおいて、横軸は周波数
（最大４Ｔ（１−ＩＺ）を、縦ｎｄ＋は対数振幅（栄大
６ｏｃ＋Ｂ）をそれぞれ示す。また、上部の曲線は音声
信号のスペクトルを、下部の曲線は重み付は関数の周波
数特性を表４つしている。

第１図へ戻って、重み付は誤差ｅｗｆｎｌは、誤差最小
化回路１５０ヘフイードバツクされる。誤差最小化回路
１５（１は、ｅｗ（ｎｌの値を１フレーム分記憶し、こ
れらを用いて次式に従い、取み伺け２乗誤差εを計算す
る。

ここで、Ｎは２乗誤差を計算するサンプル数を示す。文
献１、の方式では、この時間長を５ｍ５ｅｃとしており
、これは８ＫＨ，サンプリングの、Ａ合にはＮ＝４０に
４目当する。次に、誤差最小化回路１５０は、前記（４
）式で計算した２乗ｔ＋ｌｌ差εを小さくするよう（こ
音源パルス発生回路１４　（ｌ　ｉこ対し、パルス位置
及び振幅情報を与える。１４０は、この情報（こ基づい
て音源パルス系列を発生させる０合成フィルタ１３（１
は、この音源パルス系列をｊ※（動源として再生信号ｘ
　（ｎｌを割算する。次に減算器１２０では、先に計算
した原信号と再生信号さの誤差ｅ（ｎｌから現在求まっ
た再生信−”；　ｘ　（ｎｌを減↓ｆして、これを新た
な誤差ｅｍｌとする。重み伺は回路１９０はｅ　（ｎｌ
を入力し重み付は誤差ｅｗ（ｎｌを計算し、これを誤差
最小化回路１５［１ヘフイードバツクする。１５０は、
再び、２乗誤差とを計算し、これを小さくするよう）こ
音源パルス系列の振幅さ位置を調整する。こうして音源
パルス系列の発生から誤差最小化Ｉこよる音源パルス系
列の調整才での一連の処理は、音幹パルス系列のパルス
数があらかじめ定ｙ）られた数に達するまでくり返され
、音源パルス系列が決定される。

以−４二で従来方式の説明を終了する。

この方式の場合ｌこ、伝送すべき情報は、合成フィルタ
のにパラメータＫｉ（１≦ｉ≦１６）と、音源パルス系
列のパルス位置及び振幅であり、ｌフレーム内ｉこたで
るパルスの数によって任意の伝送レイトを実現できる。

さらに、伝送レイトを１０Ｋｂｐｓ以下とする領域に対
しては、艮好な再生音質が得られ有効な方式の一つと考
えられる。

しかしながら、この従来方式は、演算機力Ｓ非常ζこ多
いという欠点がある。これは音源パルス系列におけるパ
ルスの位置と振幅を計算する際ζこ、そのパルスに基づ
いて再生した（８号と原信号との誤差及び２乗誤差を絹
算し、それらをフィードバックさせて、パルス位置と振
幅を調整していることｌこ起因している。更には、パル
スの数があらかじめ定められた値に達するまでこの処理
をくり返すことに起因している。更に、この従来方式に
よれば、分析フレーム長を一定としており、入力音声信
号系列のパワーの大きな部分でフレームが切り換わった
場合には、再生信号系列においてフレームの境界部近傍
で波形の不連続に起因した劣化が発生し、再生音声品質
を大きく損なうという欠点がある。

本発明の目的は、比較的少ない演算量で、フレーム境界
部近傍での品質劣化がほとんどなく、１０Ｋｂｐｓ以下
の伝送レイ）ｌこ適用し得る高品質な音声符号化方式と
その装置を提供すること（こある。

本発明ｆこよれば、送信側では離散的な音声信号系列を
入力し前記音声信号系列から過去ｆこ求めた駆動音源信
号系列に由来した応答信号系列を減算し、前記音声信号
系列あるいは前記減算結果の短時間スペクトル包絡を表
わすパラメータを抽出して符号化し、前記スペクトル包
絡を表わすパラメータをもとにインパルス応答系列を求
め前記インパルス応答系列の自己相関々数列を計算し、
前記減算結果をもとに目標信号系列を作り、前記目標信
号系列と前記インパルス応答系列との相互相関々数列を
計算し、前記自己相関々数列と前記相互相関々数列とを
用いて前記音声信号系列の駆動音源信号系列を探索して
符号化し、前記駆動音源信号系列に由来した応答信号系
列を生成し、前記スペクトル包絡を表わすパラメータの
符号系列と前記駆動音源信号系列の符号系列とを組み合
わせて出力するようにし、受信側では前記符号系列を入
力し前記駆動音源信号系列の符号系列と前記スペクトル
包絡を表わすパラメータの符号系列とを分離し、分離し
て得た符号系列から前記駆動音源信号系列を復号化し音
源パルス系列を発生させ、前記音源パルス系列を入力し
分離して得た符号系列から復号化したスペクトル包絡を
表わすパラメータを用いて音声信号系列を再生するとと
もに前記音源パルス系列ｌこ由来した応答信号系列を計
算し、前記応答信号系列と前記再生音声信号系列とを加
算し加算結果を出力するようｉこしたことを特徴とする
音声符号化方式が得られる。

更薔こ本発明によれば離散的音声信号系列を入力し前記
音声信号系列から応答信号系列を減算する減算回路と、
前記音声信号系列あるいは前記減算回路の出力系列の短
時間スペクトル包絡を表イつすパラメータを抽出し符号
化する）（ラメータ計算回路と、前記スペクトル包絡を
表イつす）（ラメータをもとにインパルス応答系列を計
算するインノ（ルス応答系列計算回路と、前記インノ々
ルス応答系列計算回路の出力系列を入力し自己相関々数
列を計算する自己相関々数列計算回路さ、前記減算回路
の出力系列または前記減算回路の出力系列ζこあらかじ
め定められた補正を施した信号と前記イン・；ルス応答
系列の相互相関々数列を計算する相互相関々数列計算回
路と、前記自己相関々数列とｍ丁記相互相関々数列とを
入力し前記音声信号系列の駆動音源信号系列を計算し符
号化する駆動音源信号系列計算回路と、前記駆動音源信
号系列を入力して前記駆動音源信号系列に由来した前記
応答信号系列を計算する応答信号系列計算回路さ、前記
パラメータ計算回路の出力符号系利己前記駆動音源信号
系列の符号系列とを組す合わせて出力するマル更ｆこま
た本発明Ｅこよれば、離散的音声信号系列から過去ｉこ
求められた駆動音源信号系列（こ由来した応答信号系列
を減算し、前記音声信号系列あるいは減算結果の短時間
スペクトル包絡を表わすパラメータを抽出して符号化し
、前記パラメータから求めたインパルス応答系列と前記
減算結果とを用いて計算した相互相関々数列と前記イン
パルス応答系列を用いて計算した自己相関々数列さを使
って駆動音源信号系列を探索して符号化し、前記スペク
トル包絡を表イっすパラメー、夕の符号系列とを組み合
わせて出力された符号系列を入力し前記駆動音源信号系
列を表わす符号系列と前記スペクトル包絡ヲ表わすパラ
メータの符号系列とを分離するデマルチプレクサ回路と
、分離して得た前記駆動音源信号系列を表わす符号系列
を復号化して音源パルス系列を発生させる音源パルス系
列発生回路き、分離して得た前記スペクトル包絡を表わ
すパラメータの符号系列を復号化する復号回路と、前記
音源パルス系列発生回路の出力系列を入力し前記復号回
路の出力パラメータを用いて音声信号系列を再生し出力
する合成フィルタ回路を有するようｌこしたことを特徴
とする音声符号化方式に供する復号化装置が得られる。

本発明による音声符号化方式は、音源パルス系列を計算
するアルゴリズムＪこ特徴の一つがある。

従って以下では、このアルゴリズムヲｉｌｌ　初ｔこ詳
細ｌこ説明することにする。

まず、１フレーム内の任意の時刻ｎにおける音源パルス
系列ｄ　（ｎｌを次式で表わす。

ｄ　（ｎｌ　＝　ｇ４　Ｈδ。、　ｍｋ　　　　　　　
　　　−（５１ＣＣテｓ　ａｎ　＋　ｍｋはクロネツカ
ーのデルタを表わし、ｎ＝ｍｋ　の場合にｌで、ｎ’Ｅ
ｍｋの場合は０である。またｇｋ　　は、位置ｍｋのパ
ルスの振幅を表わす。、ｄ　［ｎｌを合成フィルタｌこ
入力して得られる再生信号ｘ　（ｎｌは、合成フィルタ
の予測パラメータをａＨ（１≦ｉ≦Ｎ　：ここでＮｐは
合成フィルタの次数を示す）とすると、次式のように書
ける。

次に、入力音声信号ｘ　（ｎｌと再生信号ｘ　（ｎｌと
のｌフレーム内の重み付け２乗誤差Ｊは次のように書け
る０ ここでｗ（ｎｌは重み付は回路のインパルス応答であり
、例えば従来例と同一特性としてもよい。又、Ｎはｌフ
レームのサンプル数を示す。（７）式はさらに次式のよ
うに変形できる。

ここでｘ　ｆｎｌ　＊−ｗ　ｆｎｌの項は次式ｌこ従っ
て変形される。

ｘ　１，７ｔｎｌ　　＝　　ｘ　　（ｎｌ　　＊−ｗ　
ｆｎｌ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　−（９１とおく。（９）式の両辺を２変換すると
、Ｘｗ　（Ｚｌ　＝　Ｘ　（Ｚｌ　−Ｗ　（ＺＪ　　　
　　　　　　　　（１０）とかける、Ｘ（Ｚ）は更に次
のようにかける。

Ｘ■ｌ＝Ｈ伝＋　、　　Ｄ（ＺＪ　　　　　　　　　　
　　　　　　−（１１）ここでＤ（ＺＪは音源パルス系
列（５）式のＺ変換を示し、Ｈ■）は合成フィルタのイ
ンパルス応答のＺ変換値を示す。

（１１）式を（ｌＯ）式（こ代入すると、Ｘ　ｗ　（Ｚ
ｌ−Ｄ　（Ｚｌ　、Ｈ（Ｚｌ　−Ｗ　（Ｚ）　　　　　
　　（ｉ２）となり、Ｈｗ（Ｚｌ＝　Ｈ（Ｚｌ　、　Ｗ
ｆＺｌとおき、（１２）式を逆Ｚ変換し、Ｈｗ　（Ｚｌ
の逆Ｚ変換値をｈｗ（ｎｌとすると、次式を得る。

Ｘｗ（ｎｌ　＝ｄ　（ｎｌ　釆ｈ　ｗ（ｎｌ　　　　　
　　　　　　Ｑ３）ここで、　ｈ、、（ｎｌは合成フィ
ルタと重み付は回路の縦続接続フィルタのインパルス応
答を示す。

（１３）式（こ（５）式を代入して次式を得る。

ここでＫは、１フレーム（こたてるパルス数を示す。

（１４）式、（９）式を（８）式に代入すれば、とかけ
る。従って、（７）式は（１５）式のようＥこ表イっせ
ることになる。

（１５）式を最小とするような音源パルス系列の振幅ｇ
ｋ、位置ｍｋの計算式を、次に導出する。

（１５）式をｇｋで偏微分して０キおくことｌこよって
、次式が導かれる。

−（１６） ここで、ψｘｈ’・）はｘ　ｗ　（ｎｌとｈ　ｗ　ｆｎ
ｌ力１ら計算した相互相関々数列を、ψ□、（・）はり
、、ｔｎｌの自己相関々数列をそれぞれ表わし、次式の
ようＩこ表わせる。

岡、ψｈｈｔつは音声信号処理の分野では共分散関数と
呼ばれることが多い。

ψｘｈ　（−ｍｋ　）＝Σｘｗｈ）　ｈｗ（ｎ−ｍｋ）
＝ψｈｘ（ｍｋ）ｌａｗｌ （ｌ谷に≦Ｎ）　−（１７） （ｌ≦ｒｒｌ　ｉ　ｒ　ｍｋ≦Ｎ　）　　−（１８）（
１６）式ｆこよれば、パルスの位置ｍｋ　をパラメータ
として、位置”ｋ　　ｇこ対応した振幅ｇｋ　が計算で
きる。要テパルスの位置ｆｆ１ｋ　は各パルスについて
、ｌ　ｇｋｌ　が最犬走なるｍｋを選べばよい。

これは、（１６）式をｇｉｃこついて、解くこと（こよ
って証明される／ハ、ここでは証明は略す。

以上で本アルゴリズムの導出（こ関する説明を終える。

本発明による音声符号化方式のもう一つの特徴は、フレ
ーム境界部近傍での品質劣化がほとんどないことであり
、これは次に実施例を用いて説明する。第４図は、（１
６）式による音源パルス計算アルゴリズムを用いた符号
器の一構成例を示すブロック図である。

図において、第１図と同一番号を付した構成要素は、第
１図と同一の働きをするのでここでは貌。

明を省略する。第４図において各構成要素はｌフレーム
毎に以下の処理を行なう。また、１フレームのサンプル
数をＮとする。Ｋパラメータ計算回路２８０は、バッフ
ァメモリ回路１１０に蓄積された音声信号系列ｘ　ｆｎ
ｌを入力し、あらかじめ定められた次数Ｎ９個のにバラ
メー４Ｋｉ（１≦ｉ≦Ｎ、）を計算する。Ｋ、　　はに
パラメータ符号化回路２００れた端子化ビットｌｉ薯こ
基づいて、ｋｉ　　を符号化し、をインパルス応答計算
回路２１０と、重み付は回路２９０と、合成フィルタ回
路３２０へ出力する。

インパルス応答計算回路２１０は、ｋｊ′を入力し、前
述の（１３）式におけるｈｗ（ｎｌ　（合成フィルタと
重み付は回路の縦続接続からなるフィルタのインパルス
応答）の計算を、あらかじめ定められたサンプル数だけ
行ない、求まったｈ　Ｗ（ｎｌを共分散関数計算回路２
２０と、相互相関々数計算回路２３５とへ出力する。

共分散関数計算回路２２０は、あらかじめ定められたサ
ンプル数のｈい２（ｎ）を入力し、前述の（１８）式ｌ
こ従ッＴ　ｈｗｆｎｌの共分散ψｈｈ（町１ｍｋ）（１
≦＋＋に≦Ｎ）を計算し、これをパルス系列計算回路２
４０へ出力する。次に減算器２８５はバック１メモリ回
路１１０１こ蓄積された音声信号系列ｘ　ｔｎｌから、
合成フィルタ回路３２０の出力系列をｌフレーノ・分派
−し、減′惇結果を重み付は回路２９０へ出力する。

ここで合成フィル４回路３２０Ｉこは後述するよう、現
フレームより１フレーム過去の音源パルス列を凧勧信号
として応答信号系列を求め、その後１．’ｌｌＸ動信号
を０として現フレームに延ばした信号系列が１フレ一ム
分蓄ｆｔ１ｔ　＊　、１ｑ、　Ｃいる。つまりこれは、
合成フィルタのインパルス応答の意味のあるサンプル数
がたかだか２フレ一ム程度であるとすれば、現フレーム
の音声信号系列は、１フレーム過去の音源パルスによっ
て駆動すれた合成フィルタ出力ｆざ号をその後、ｉＫ！
ｌＩ２を信号を０．１！ニジて、現フレームへ延ばした
信号系列と、現フレームの音源パルス系列によって駆動
された合成フィルタ出力１ざ号系列との和として表現で
きるという考えｌこ基づいている。重み付は回路２９０
は、Ｋパラメータ符号化回路２００からＫ・′を入力し
、重み伺は関数ｗ（ｎｌを、例えば従来方式の（３）式
ｌこ従って計算する。

これは」の周波数重み付は方法を用いて計算してもよい
。才だ、重み付は回路２９０は、減算器２８５の減算結
果を入力し、これとｗ　ｆｎｌとのたたみこみ積分計算
を行ない、得られたｘｗ（ｎ）を相互相関々数計算回路
２３５へ出力する。相互相関々数計算回路２３５は、ｘ
Ｗ（ｎｌとｈｗｆｎｌとを入力し、前述の（１７）式ｌ
こ従って、相互相関々数ψｘｈ（−ｍｋ）（１≦ｍｋ≦
Ｎ）を計算し、これをパルス系列計算回路２４０へ出（
ｌ≦ｍｉ＃ｆｆ１ｌ、≦Ｎ）をそれぞれ入力し、前述の
音源パルス計算式（１６）式を用いて、パルスの振幅ｇ
ｋを計算する。例えば、１つ目のパルスは（１６）式（
こおいて、ｋ＝１とおいて振幅ｇ、を位置ｍ、の関数と
して求める。

次に、１ｇ１１　　を最大とするようなｍ、を選び、そ
の際の［ＯＨｒ　ｇ　、を１番目のパルスの位装置及び
振幅きする。次に、２番目のパルスは、＜１’；＞一式
ｌこおいて、ｋ＝２とおくことにより求まる。（１６）
式によれば、２番目のパルスは１番目のパルスによる影
響をさしひいて求まることを意味している。３番目以降
のパルスも同様にして計算でき、あらかじめ定められた
パルス数に達するか、あるいは、求まったパルスのｇｋ
　ｌ　ｒｎｋを（１５）式に代入して得られる誤差の値
が、あらかじめ定められたしきい値以下になるまでパル
スの計算を続ける０パルス系列の振幅、位置を表わすｇ
ｋ　　　は、符号北回＋ｍｋ 路２５０へ出力される。

符号化回路２５０は、音源パルス計算回路２４０から、
音源パルス系列の振幅ｇｋ及び位置ｍｋを入力し、これ
らを後述の正規化係数を用いて符号化し、ｇ　ｌｃ　＋
　”ｋ及び正規化係数を表わす符号をマルチプレクサ２
６０へ出力する。また、これを復号化ｔ、、　ｇｋ＋ｍ
ｋの復号化値ｇｋ′及びｍＱをパルス系列発生回路３０
０へ出力する。ここで、符号化の方法は種々考えられる
が、振幅ｇｋの符号化については、従来よく知られてい
る方法を用いることができる。例えば、振幅の確率分布
を正規型と仮定して、正規型の場合の最適売子化器を用
いる方法が考えられる。これについては、ジュー。マッ
クス（Ｊ、ＭＡＸ）氏によるアイ、アール、イー・トラ
ンザクシ璽ンズ、オン、インクｔメーシＵン、セオリー
（Ｉ几ＥＴＲＡＮ８ＡＣＴＩＯＮ８　　ＯＮ　　ＩＮＦ
ＯＲＭＡＴＩＯＮＴＨＥＯＲＹ）の１９６０年３月号、
７〜１２頁に掲載の「クオンタイジング、フォー、ミニ
マム、ディストーシｙノ」（ＱＵＡＮＴＩＺＩＮＧ　　
ＦＯＲＭＩＮＩＭＵＭＤＩＳＴＯＲＴＩＯＮ″）と題し
た論文（文献２、）等に詳述されているので、ここでは
説明を省略する。また、他の方法としては、１フレーム
内のパルス系列の振幅の最大値を正規化係数として、こ
の値で各パルス振幅を正規化した後に量子化、符号化す
る方法も考えられる。前者の方法の場合Ｉこは１１フレ
ーム内のｒ　、　ｍ　、　＊　（ＲＯＯＴ　ＭｌｆｌＡ
Ｎ８ＱＵＡＩ’ｔＥ　）値を正規化係数とすればよい。

次ｆこパルスの位置の符号化についても種々の方法が考
えられる。例えばファクシミＩＪ信号符号化の分野でよ
く知られているランレンダス符号等を用いてもよい。こ
れは符号”０″の続く長さをあらかじめ定められた符号
系列を用いて表わすものである。また、正規化係数の符
号化には、従来よく知られている対数圧縮符号化等を用
いることができる。

尚、パルス系列の符号化に関しては、ここで説明した符
号化方法に限らず、衆知の最良の方法を用いるこ吉がで
きることは勿論である。

再び第４図に戻って、パルス系列発生回路３００は入力
したｇｋ’　ｌ　ｍｋ′を用いて、ｍｋ′の位置に振幅
ｇｋ′をもつ音源パルス系列を１フレーム分計算し、こ
れを駆動信号として、合成フィルタ回路３２０へ出力す
る。合成フィルタ回路３２０はにパラメータ符号化回路
２００からにパラメータ量子化値Ｋｉ　（１≦ｉ≦Ｎ　
ｐ　）全入力し、これを予測バラメー駆動音源信号を入
力して、このｌフレーム分の信号ｌこｌフレーム分、零
を付加し、この２フレ一ム分の信号ｌこ対する応答信号
系列ｘ（ｎｌ’ｉ：求める。更ｌこ、第２フレームの零
信号列ζこよって応答信号系３．〆 （Ｙ イ Ｎ＋１≦ｎ≦２Ｎでは全て０の系列を表わす。また、ム
時刻過去のフレーム時刻ｊ二１のＫｊ′から計算しくＮ
＋１≦ｎ≦Ｎ＋ＮＡ）が減算器２８５へ出力される。

次ζこ、マルチプレクサ２６０は、Ｋパラメータ符号化
回路２００の出力符号と、符号化回路２５０の出力符号
を入力し、これらを組み合イつせて、送信側出力端子２
７０から通信路へ出力する。以上で本発明ｌこよる音声
符号化方式の符号器側の説明を終える。

次に、本発明による音声符号化方式の復号器側の説明を
行なう。第５図は、本発明（こよる音声符号化方式の復
号器側の構成例を示す。図憂こおいて、復号器入力端子
３５０からフレーム毎に符号系列を入力し、デマルチプ
レクサ３６０はこの符号系列を、Ｋパラメータ符号系列
と、音源パルス系列の振幅及び位置を表わす符号系列と
、正規化係数を表わす符号とに分離し、Ｋパラメータ符
号系列は、まず正規化係数を表わす符号を復号し、これ
を用いて音源パルス系列の符号系列を復号し〜パ器側に
おけるパルス系列発生回路３　ｎ　ｏ　、！：同一の動
作を行ない、ｌフレーム内のパルス系列を発生させ、合
成フィルタ回路４４０へ出力する。合成フィルタ回路４
４０は、Ｋパラメータ復号化回路３８０からＮ　個のに
パラメータ復号値に、　（１≦ｉ動音源信号を１フレ一
ム分入力し、これを用いて音声信号系列を１フレ一ム分
再生する。

この合成フィルタ４４０内部では、１フレーム過去の音
源パルス系列から求まった応答信号系列が現フレームの
音源パルス系列（こよって求まった再生信号系列ｌこ加
算され、音声信号系列が再生される。再生された音声信
号系列ｘ　Ｉｒ＋ｌは、バッファメモリ回路４７０へ出
力される。バッファメモリ回路４７０は、１フレ一ム分
のｘ　［ｎｌを蓄積した後に、復号器側出力端子４］０
を通して出力する。以上で本発明による音声符号化方式
の復号器側の説明を終了する。

本発明の構成によれば、音源パルス系列の計算を（１６
）式に従っているので、文献１の従来方式に見られたパ
ルスにより合成フィルタを運動し、再生信号を求め、原
信号との誤差及び２乗誤差をフィードバックしてパルス
を調整するという径路がなく、またその処理をくり返す
必要もないので、演′Ｗ、ｔ７ｉ−犬幅に減らずことが
可能で、良好な再生音質が得られるという大きな効果が
ある。更に（１６）式の演算Ｉこおいて、’　ｘｈ　（
ｒｇ、　）とψｈｈ””ｉ　＋ｍｌ　）（ｌ≦ｍｉ　＋
ｍｋ≦Ｎ　）の値を、ｌフレーム毎ζこ、前もって計算
しておくことによって、’　（１６）式の計算は掛は算
と引き算という非常ｆこ簡略化された演算となり、史に
演ｉｔを減らすことができるという効果がある。また、
音源パルス系列を探索する他の従来方式と比べても、本
発明による方法は、同一の伝送情報１にの場合に、より
ｌ好な品質を得ることができるという効果がある。

更に、本発明の構成によれば分析フレーム長が一定でな
い場合は勿論のこと、分析フレーム長を一定にした場合
でも、波形の不連続に起因したフレームの境界近傍での
再生信号の劣化がほとんどないという大きな効果がある
。この効果は符号器側ｆこおいて、現フレームの音源パ
ルス系列を計算する際（こ、１フレーム過去のフレーム
の音源パルス系列ｆこよって合成フィルタを駆動して得
た応答信号系列を現フレームにまで伸ばして求め、これ
を入力音声信号系列から減算した結果を目標信号系列と
して現フレームの音源パルス系列を計算するという構成
にしたことによる。またこの効果は復号器側ｆこおいて
、受信し復号化して得た肝源）（ルスを市動源として再
生した信号系列と、ｌフレーム過去の音源パルス系列に
由来した応答信号系列とを用いて音声信号系列を再生す
るきいう構成ｆこしたことによる＠ 尚、前述の本発明の実施例Ｉこおいては、１フレーム内
の音源パルス系列の符号化は、パルス系列が全て求まっ
た後（こ、第４南の構成要素２５０番こよって符号化を
施したが、符号化をパルス系列の計算ζこ含めて、パル
スを１つ計算する毎ｆこ、符号化を行ない、次のパルス
を計算するという構成Ｉこしてもよい。このような構成
をとることによって、符号化の歪をも含めた誤差を最小
とするようなパルス系列が求まるので、更に品質を向上
させることができる。

また、前述の実施例１こおいては、パルス系列の計算は
フレーム単位で行なったが、フレームをいくつかのサブ
フレーム（こ分割し、そのザブフレーム毎にパルス系列
を計算するような構成ｆこしてもよい。この構成によれ
ば、フレーム長をＮとすれば、第４図に示した構成と比
べて演算量を大略−倍にすること力Ｓできる。ここでｄ
はフレーム分割数を示す。例えばｄ＝２とすれば、演算
量は約イｌこできる。勿論、同等の特性は得られる。

更ｆこ本発明の構成によれば、第４図に示した符号器側
の実施例において、１フレーム過去の音源パルス系列に
よって合成フィルタ回路３２０を、駆動した後齋こ、１
フレーム全て０の１ｆ源パルス系列を入力し、応答信号
系列を現フレーム【こまで伸ばして求めた。この場合に
、１フレーム過去の音源パルス系列によって合成フィル
タを、駆動した際には１フレーム過去（こ入力されたに
パラメータ値をそ＋：’Ｔまま用いたが、１フレーム全
て（］の音源パルス系列を入力した際ｆこは、現フレー
ム時刻ζこ入力されたにパラメータ値を用いる構成とし
た。ここで、１フレーム全て０の音源パルス系列を入力
した際ｌこも、合成フィルタ回路３２０のにパラメータ
値としてはｌフレーム過去に入力されたにパラメータ値
をそのまま用いるような構成としてもよい。このような
構成とした場合には、第５図復刊器側の構成も符号器側
々同一の変更を必要とする◇また、以上説明した構成例
ｆこおいては、短時間音声信号系列のスペクトル包絡を
表イっすバラメー４（！−してはにパラメータを用いた
Ｈす５１これはよく知られている他のパラメータ（例え
ばＬＳＦパラメータ等）を用いてもよい。更に、前述の
（７）式における重み付は関数ｗｔｎｌはなくてもよい
。

また、本発明Ｉこよる音源パルス計算式（１６）式にお
いては、ψｈｈｔ・）として（１８）式に従って共分散
関数を計算したが、これは下式のような自己相関々数列
を計算するような構成にしてもよい。

（１≦ｍｉ−ｍｋ≦Ｎ）−（加） このような構成をとること番こよってψｈｈｌ・）の計
算に要する演算量を大幅ｌこ低減させること力Ｓ可能と
なり、全体の演算量も低減できるという効果力５あるＯ また、第４図に示した本発明の構成（こよる符号器の一
実施例においては、バッファメモリ回路１１０の後ろｔ
こ減算回路２８５をおく構成としたが、減算回路２８５
をバッファメモリ回路１１０の前ζこおく構成としても
よい。更（こは、第４図をこおいてはにパラメータ庁を
算回路２８０は減算回路２８５の前に接続されており、
バッファメモリ回路１１０の出力系列を分析するような
構成としたが　Ｋ　パラメータ計算回路２８０を減算回
路２８５の後ろに接続して、２８５の出力系列を分析す
るような構成としてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の構成を示すブロック図、第２図は音
源パルス系列の一例を示す図、第３図は入力音声信号系
列の周波数特性と第１図（こ構成の重み付は回路の周波
数特性の一例を示す図、第４図は本発明の構成番こよる
音声符号化方式の符号器側の一実施例を示すブロック図
、第５図は本発明の構成ｌこよる音声符号化方式の復号
器側の一実施例を示すブロック図をそれぞれ示す。 図１こおいて、１１（’）、４７０・・・・・バッファ
メモリ回路、１２０，２８５・・・・・減算回路、ｌ　
３（１、３２０゜４４０・・・・・・合成フィルタ回路
、１４０，３（１（１，４２０・・−・・・音源パルス
発生回路％１５ｔ１・・・・・・誤差最小化回路、１８
（１，２８ｆ１・・・・・・Ｋパラメータ計算回路、１
９０．２９０・・・・・・重み付は回路、２００・・・
・・Ｉ（パラメータ符号化回路、２４ｏ・・・・・−音
源パルス計算回路、２１０・・・・・・インパルス応答
計算回路、２２ｏ・・・・・・共分散関数計算回路、２
３５・・・・・・相互相関々数計算回路、２５０・・・
・−・符号化回路をそれぞれ示す。 第　１　図 第　２　図 躬　ｌ　図 ８５　図 Ｊ６υ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＋１１　　送信側では離散的な音声信号系列を入力し前
   記音声信号系列から過去に求めた駆動音源信号系列ｆこ
   由来した応答信号系列を減算し、前記音声信号系列ある
   いは前記減算結果の短時間スペクトル包絡を表わすパラ
   メータを抽出して符号化し、前記スペクトル包絡を表わ
   すパラメータをもとにインパルス応答系列を求め前記イ
   ンパルス応答系列の自己相関々数列を計算し、前記減算
   結果をもとｆこ目標信号系列を作り、前記目標信号系列
   と前記インパルス応答系列との相互相関々数列を計算し
   、前記自己相関々数列と前記相互相関々数列とを用いて
   前記音声信号系列の駆動音源信号系列を探索して符号化
   し、前記駆動音源信号系列に由来した応答信号系列を生
   成し、前記スペクトル包絡を表わすパラメータの符号系
   列と前記駆動音源信号系列の符号系列とを組み合わせて
   出力するようｆこし、受信側では前記符号系列を入力し
   前記駆動音源信号系列の符号系列と前記スペクトル包絡
   を表わすパラメータの符号系列とを分離し、分離して得
   た符号系列から前記駆動音源信号系列を復号化し音源パ
   ルス系列を発生させ、前記音源パルス系列を入力し分離
   して得た符号系列から復号化したスペクトル包絡を表わ
   すパラメータを用いて音声信号系列を再生するとともに
   前記音源パルス系列（こ由来した応答信号系列を計算し
   、前記応答信号系列と前記再生音声信号系列とを加算し
   加算結果を出力することを特徴とする音声符号化方式。 （２）離散的音声信号系列を入力し前記音声信号系列か
   ら応答信号系列を減算する減算回路と、前記音声信号系
   列あるいは前記減算回路の出力系列の短時間スペクトル
   包絡を表イつすパラメータを抽出し符号化するパラメー
   タ計算回路と、前記スペクトル包絡ヲ表わスパラメータ
   ヲモと（こインパルス応答系列を計算するインパルス応
   答系列計算回路と、前記インパルス応答系列計算回路の
   出方系列を入力し自己相関々数列を計算する自己相関々
   数列計算回路と、前記減算回路の出力系列または前記減
   算回路の出力系列ｆこあらかじめ定められた補正を施し
   た信号と前記インパルス応答系列との相互相関々数列を
   計算する相互相関々数列計算回路と、前記自己相関々数
   列と前記相互相関々数列とを入力し前記音声信号系列の
   駆動音源信号系列を計算し符号化する駆動音源信号系列
   計算回路と、前記駆動音源信号系列を入力して前記駆動
   音源信号系列ｆこ由来した前記応答信号系列を計算する
   応答信号系列計算回路と、前記パラメータ計算回路の出
   力符号系列と前記駆動音源イｇ号系列の符号系列とを組
   み合わせて出力するマルチプレク丈回路とを有すること
   を特徴とする音声符号化方式ｌこ供する符号化装置。 （３］　　離散的音声信号系列から過去に求めた駆動音
   源信号系列に由来した応答信号系列を減算し、前記音声
   信号系列あるいは減算結果の短時間スペクトル包絡ヲ表
   わすパラメータを抽出して符号化し、前記パラメータか
   ら求めたインパルス応答系列と前記減算結果とを用いて
   計算した相互相関々数列と前記インパルス応答系列を用
   いて引算した自己相関々数列とを使って駆動音源信号系
   列を探索して符号化し、前記スペクトル包絡を表わすパ
   ラメータの符号系列とを組み合わせて出力された符号系
   列を入力し前記駆動音源信号系列を表わす符号系列と前
   記スペクトル包絡を表わすパラメータの符号系列上を分
   離するデマルチプレク丈回路と、分離して得た前記駆動
   音源信号系列を表イっず符号系列を復号化して音源パル
   ス系列を発生させる音源パルス系列発生回路と、分離し
   て得た前記スペクトル包絡を表わすパラメータの符号系
   列を復号化する復号回路と、前記音源パルス系列発生回
   路の出力系列を入力し前記復号回路の出カバラメ−４を
   用いて音声信号系列を再生し出力する合成フィルタ回路
   を有することを特徴とする音声符号化方式に供する復号
   化装置。