JPS60212045A - 音声帯域信号符号化・復号化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は音声帯域信号（音声信号、データモデム信号等
）の低ピットレイト波形符号化方式、特に伝送情報量を
１６にビット／秒以下とするような符号化方式と装置に
関する。

〈従来技術とその問題点〉 音声信号を１６にビット／秒程度以下の伝送情報量で符
号化するための方式として、最近マルチパルス駆動形音
声符号化方式が提案されている。

これは１駆動音源信号系列を表わす複数個のパルス系列
（マルチパルス）を、短時間毎に符号器側でＡ　−ｂ　
−Ｓ　（ＡＮＡＬＹ８Ｉ８−ＢＹ−≦ＹＮＴＨＢＳ　Ｉ
ｓ沖手法を用いて遂次的にめ、このパルス系列を符号化
伝送する方式である０本発明はこの方式に関係するもの
である。この方式の詳細については１ビー・ニス・アタ
ール（Ｂ、Ｓ　、ＡＴＡＬ）氏らによるアイ−シー−ニ
ー１ニス番ニスφピー（Ｉ、Ｃ０Ａ、Ｓ。

ｓ、ｐ、）の予稿集、１９８２年６１４〜６１７頁に掲
載の「ア、二ニー、モデル、オフ、エル、ピー。シー、
エクサイティシ９ン、フォー、プロプエーシング、ナチ
ュラル、サウンディング、スピーチ、アット、ロウ、ビ
ット、レインＪ　（”Ａ　ＮＥＷ　ＭＯＤＨＬＯＦ　Ｌ
ＰＣｆｆＸｃＩＴＡＴＩＯＮ　ＦＯＲＰＲＯＤＵＣＩＮ
ＧＮＡＴＵＲＡＬ−８ＯＵＮＤＩＮＧ　８ＰＥＥＣＨＡ
Ｔ　ＬＯＷ　ＢＩＴｌ（ＡＴＩｉｉ８　’　）と題した
論文（文献ｌ）に説明されているので、ここでは簡単に
説明を行なうにとどめる０ 第１図は、前記文献ｌに記載された従来方式における符
号器側の処理を示すブロック図である。

図において、ｌＯＯは符号器入力端子を示し、んの変換
された音声信号系列ｘ（ｎｌが入力されるｏ　１１０は
バッファメモリ回路であシ、音声信号系列を１フレーム
（例えば８ＫＨｚサンプリングの場合でフレーム長をｌ
Ｏｍ（８）とすると８０サンプル）分、畜積する。バッ
フアメそり回路１１０の出力値は減算　。

器１２０と、Ｋパラメータ計算回路１８０とに出力され
る。但し、文献１１によればにパラメータのかワシにレ
フレクション・コエフィシェンゾ（ＲＢＦＬＢＣＴＩＯ
Ｎ　Ｃ０ＥＦＦＩＣＩＥＮＴＳ）と記載されでいるが、
これはにパラメータと同一のパラメータであるＯＫパラ
メータ計算回路１８０は、バッファメモリ回路１１０の
出力値を用い、共分散法に従って、フレーム毎の音声信
号スペクトルを表わすにパラメータに１を１６次分（１
≦１≦１６）求め。

これらを合成フィルタ１３０へ出力する。１４０は、音
源パルス発生回路であり、１フレーム内にあらかじめ定
められた個数のパルス系列を発生させる。

ここでは、このパルス系列をｄ（ｎｌと記する。音源パ
ルス発生回路１４０によって発生された音源パルス系列
の一例を第２図に示す。第２図で横軸は離散的な時刻を
、縦軸は振幅をそれぞれに示す。ここでは、１７レーム
内に８個のパルスを発生させる場合について示しである
。音源パルス発生回路１４０によって発生されたパルス
系列ｄ　（ｎｌは、合成フィルタ１３０を駆動する。合
成フィルタ１３０は、ｄ（ｎｌを入力し、音声信号ｘ　
（ｎｌに対応する再生信号ｘ（ｎｌをめ、これを減算器
１２０へ出力する０ことで、合成フィルタ１３０は％に
パラメータに１　を入力し、これらを予測パラメータ町
（１≦ｌｆｍ１６）へ変換し、ａｉ　を用いて再生信号
ｘ（ｎｌを計算する０ｘ（ｎ）は、ｄ（ｎｌと８１を用
いて下式のように表わすことができる。

上式でＰは合成フィルタの次数を示し・ここではＰ＝１
６としている。減算器１２０は、原信号ｘ（ｎｌと再生
信号ｘ　（ｎｌとの差ｅ（ｎｌを計算し、重み付は回路
１９０へ出力する。１９０は、ｅ（ｎｌを入力し１重み
付は関数ｗ（ｎ）を用い１次式に従って重み付は誤差ｅ
ｗ（ｎｌを計算するＯ ｅ　、、１ｎ）＝＝　ｗｌｎ）　ｅ　（ｎ）　−１２１
上式で、記号−１はたたみこみ積分を表わす。

また、重みづけ関数ｗ（ｎｌは、周波数軸上で重み付け
を行なうものであり、その２変換値をＷ（Ｚｌとすると
、合成フィルタの予測パラメータａ、を用いて次式によ
シ表わされる。

上式でｒは０≦ｒ≦１の定数であシ、Ｗ（２）の周波数
特性を決定する。つまシ、ｒ　＝　ｌとするとｔＷ（Ｚ
ｌ＝ｔとなり、Ｗ（Ｚ）の周波数特性は平担となる。

一方、ｒ＝Ｑとすると、Ｗ（Ｚｌは合成フィルタの周波
数特性の逆特性となる。従って、ｒの値によってＷ（Ｚ
ｌの特性を変える仁とができる。また、（３）式に示し
たようにＷ（Ｚｌの特性を合成フィルタの周波数特性に
依存させて決めているのは、聴感的なマスク効果を利用
しているためである。′）まり、入力音声信号のスペク
トルのパワが大きな箇所では（例えばフォルマント周波
数の近傍）、再生信号のスペクトルとの誤差が少々大き
くても、その誤差は耳につきにくいという聴感的な性質
による。

第３図に、あるフレームにおける入力音声信号のスペク
トルと、Ｗ（Ｚ）の周波数特性の一例とを示した。ここ
ではｒ　＝　ｏ、　ｓとした。図において、横軸は周波
数（最大４　Ｋ　ｂ　）をｔ縦軸は対数振幅（最大５　
Ｑ　ｄＢ　）をそれぞれ示す。また、上部の曲線は音声
信号のスペクトルを、下部の曲線は重み付は関数の周波
数特性を表わしている。

第１図へ戻って、重み付は誤差ｅ　−（ｎ　ｌは、誤差
最小化回路１５０ヘフイードバツクされる。誤差最小化
回路１５０は、ｅＪｎ）の値を１フレーム分記憶し、こ
れらを用いて次式に従い、重み付けられた誤差電力εを
計算する。

ここでＮは誤差電力を計算するサンプル数を示す。

・文＃１、の方式では、この時間長を５ｍ５ｅｃとして
おシ、これは８ＫＨｚサンプリングの場合にはＮ＝４０
に相当する。次に、誤差最小化回路１５０は、前記（４
１式で計算した誤差電力εを小さくするように音源パル
スの振幅及び位置をめ、この振幅情報と位置情報とを音
源パルス発生回路１４０に出力する。音源パルス発生回
路１４０はこの情報に基づいて音源パルス系列を発生さ
せる０を駆動源として再生信号ｘ　（ｎ）をめる０減算
器１２０では、原信号と先に計算した再生信号との誤差
６（ｎ）から上記のようにしてまった再生信号Ｘｔｐ）
を減算して、これを新たな誤差ｅ　（ｎ）とする・重み
付は回路１９０はｅ　（ｎ）を入力し重み付は誤差ｅＪ
ｎ）を計算し、これを誤差最小化回路１５０ヘフイード
バツクする。誤差最小化回路１５０は、再び誤差電力を
計算し、この誤差電力を小さくするように音源パルス列
の振幅と位置とを調整する。こうして音源パルス系列の
発生から誤差最小化による　′音源パルス系列の調整ま
での一連の処理は、音源パルス系列フレーム内のパルス
数があらかじめ定められた数に達するまでくり返され、
音源パルス系列が決定される。

以上で従来方式の説明を終了する。

この方式の場合に、伝送すべき情報は、合成フィルタの
にパラメータに１（１≦ｉ≦１６）と、音源パルス系列
のパルス位置及び振幅でｌ、ｌフレーム内にたてるパル
スの数によって任意の伝送Ｋｂｐｓ−１０Ｋｂ　ｐ　ｓ
とする領域に対しては有効な方式の一つと考えられる０ しかしながら、この従来方式は、演算量が非常に多いと
いう欠点がある０これは音源パルス系列におけるパルス
の位置と振幅を計算する際に、そのパルスに基づいて興
生じた信号と原信号との誤差及び誤差電力を計算し、そ
れらをフィードバックさせて誤差電力を小さくするよう
にパルス位置と振幅とを調整していることに起因してい
る。更には、これらパルスの発生から誤差電力をフィー
ドバックさせてパルス振幅と位置とを調整するまでの処
理を、パルスの数があらかじめ定められた値に達するま
でくシ返すことに起因している。

また、１６にビット／秒以下の伝送ビットレイトの場合
、音声信号の無声部分では従来方式によれば音源パルス
数が十分に多くはできないので、このような箇所では良
好な特性が得られ力かりた０最近の動向として、１６に
ビット／秒程度の伝送ビットレイトで２４００ビット／
秒程度の音声帯域データモデム信号を良好に伝送したい
という要請が非常に強い。音声帯域データモデム信号に
対しては、従来方式によれば、パルス数が十分に多くは
ないので良好な特性を得ることが回部であった０ 〈発明の目的〉 本発明の目的は、１６にビット／秒、あるいは１６にビ
ット／秒以下の伝送ビットレイトで音が信号に対しては
勿論のこと、２４００ビット／秒程度の音声帯域データ
モデム信号に対しても比較的少ない演算量で良好な特性
が得られる音声帯域信号符号化方式とその装置を提供す
ることにあるＯ〈発明の構成〉 本発明によれば、送信側では離散的な音声帯域信号系列
を入力し短時間スペクトル包絡を表わすスペクトルパラ
メータ系列を抽出し符号化し、前記符号化されたスペク
トルパラメータ系列をもとに算出された予測利得を用い
て探索すべきパルス系列の個数をきめる判別情報をつく
り、前記音声帯域信号系列と前記スペクトルパラメータ
系列とをもとに前記判別情報に従って前記音声帯域信号
系列を良好に表わし得るパルス系列を探索し符号化シ、
前記スペクトルパラメータ系列を表わす符号と前記パル
ス系列を表わす符号とを組み合わせて出力し、受信側で
は前記組み合わされた符号を入力し、前記スペクトルパ
ラメータ系列を表わす符号を復号し前記判別情報をつく
シ、前記判別情報に従って前記パルス系列を表わす符号
を分離し復号し、前記復号されたスペクトルパラメータ
系列と前記復号されたパルス系列とを用い前記音声帯域
信号系列を再生するようにしたことを特徴とする音声帯
域信号符号化方式が得られる。

また本発明によれば、離散的な音声帯域信号系列を入力
し、前記音声帯域信号系列から短時間スペクトル包絡を
表わすスペクトルパラメータ系列を抽出する手段と、前
記抽出されたスペクトル−パーラメータ系列を符号化し
、前記符号化されたスペクトルパラメータ系列をもとに
算出した予測利得を用いて探索すべきパルス系列の個数
をきめる判別情報をつくるパラメータ計算回路と、前記
音声をもとに前記判別情報に従って前記音声帯域信号系
列を良好に表わし得るパルス系列を探索し符号化するパ
ルス探索回路と、前記スペクトルパラメータ系列を表わ
す符号と前記パルス系列を表わす符号とを組み合わせて
出力するマルチプレクサ回路とを有することを特徴とす
る音声帯域信号符号化装置が得られる。

更に本発明によれば、組み合わされた符号系列を入力し
、スペクトルパラメータ系列を表わす符号を分離するテ
マルチブレクサ回路と、前記スペクトルパラメータを復
号し判別情報をつくシ、前記判別情報に従ってパルス系
列を表わす符号を分離し復号する手段と、前記復号され
たパルス系列を入力して駆動パルス系列を発生させるパ
ルス系列発生回路と、前記復号されたスペクトルパラメ
ータ系列と前記駆動パルス系列とを用いて音声帯域信号
系列を再生し出力する合成フィルタ回路とを有すること
を特徴とする音声帯域信号復号化装置が得られる〇 ど重愉仰５ 本発明による音声符号化方式の構成を図面を用いて詳細
に説明する０第４図１１）は、本発明による音声符号化
方式の符号器側の一実施例を示すブロック図であり、第
４図（ｂｌは復号器側の一実施例を示すブロック図であ
る。第４図（ａｌにおいて、音声帯域信号系列Ｘ＆ｌ）
は、入力端子１９５から入力され、あらかじめ定められ
たサンプル数だけ区切られてバッファメモリ回路３４０
に蓄積される０次ににパラメータ計算回路２８０は、バ
ッファメモリ回路３４０に蓄積されている音声帯域信号
のうち、あらかじめ定められたサンプル数を入力し、人
力信号のスペクトル包絡を表わすＬＰＣパラメータを計
算する。ＬＰＣパラメータとしては種々知られているが
以下ではにパラメータを用いるものとして説明を進める
。同、Ｋパラメータはパーコール係数と同一のパラメー
タであるＯＫパラメータの計算法としては代表的な方法
として自己相関法と、共分離法がよく知られている０こ
こでは自己相関法によるにパラメータの計算法を、ジョ
ン・マクホウル（ＪＯＨＮ　ＭＡＩ（Ｉ（０朋い氏らに
よるアイ・イー・イー・イー・トランザクションズ０オ
ン６エー・ニス・ニス・ピー（ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮ８Ａ
ＣＴＩＯＮ８　ＯＮ　Ａ。

８．８．Ｐ、）誌１９７５年６月号、３０９〜３２１頁
に掲載の［クオンタイゼイション０プロパティズ０オプ
０トランスミッション０パラメターズ６イン９リニア０
ブリディクチイブ０システムズ（ＱＵＡＮＴＩＺＡＴＩ
ＯＮ　ＰＲＯＰＥＲＴＩＥＳ　ＯＦ　ＴＲＡＮ８−ＭＩ
ＳＳＩＯＮ　ＰＡＲＡＭＢＴＥＲ８ＩＮ　ＬＩＮＥ訊Ｐ
ＲＨＤ　−ＩＣＴＩＶＥ８Ｙ８月Ｎ５）Ｊと題した論文
（文献２）等に説明されている方法を引用して以下に示
す０ＥＯ＝几０１　、（５ａ） （わ ａ　、　＝　ｋ・　（５Ｃ） １ Ｅ、：（１−ｋｒ）・”ｉ−１’　（５ｅ）、、（Ｐｌ 慕＝町　、　（ｉ≦１≦Ｐ）　（５ｆ）式（５ａ）から
式（５ｆ）はλ＝１　、２、−Ｐとして再帰的に解くこ
とができる０式において、ｋｉは１欠目のにパラメータ
値を示す０またＲ（ｉ）は入力信号に対する遅れ時間ｉ
の自己相関々数を示す。Ｐ（ＰＪ は予測分析次数を示すＯａｊ　は分析次数Ｐの場合のｊ
番目の線形予測係数を示す。ここで式（５ｅ）のＨｉの
値は次数ｉの予測における予測誤差電力を示している０
従って計算の各段階で次数ｉの予測の予測誤差電力を監
視することができる。ｇｉを用いて正規化予測誤差は次
式のように表わせる。

Ｖ　、　＝ｚ　Ｅ　ｉ外（０）　（６）ｉ　＝Ｐの場合
には（５ｅ）式を用いて従ってにパラメータ値が既知の
場合は、（７）式を用いればＰ次子測分析の場合の正規
化予測誤差を知ることができる。以上で自己相関法によ
るにパラメータ計算法の説明を終える０ 第４図（ａｌに戻って、Ｋパラメータ計算回路２８０は
式（５ａ）から式（５ｅ）に従ってあらかじめ定められ
た次数Ｍ！（例えばＭ、＝１２）のにパラメータＭ、（
１く籠りＭ−）か貧＋雪１−にノくラメータ符丹イＰ回
路２００へ出力する。

次ににパラメータ符号化回路２００は、Ｋパラメータ値
に、を入力し、あらかじめ定められた量子化特性と量子
化ビット配分に従って、最初のＭｓ　（Ｍｔ＜鴇２例え
ばＭ□＝４）次のにパラメータ値を符号化した後に復号
化し、Ｋパラメータ復号値Ｋｉ（１６１６Ｍ１）をめる
。とのにパラメータ復号値を用いて前述の（７）式に従
い正規化予測誤差ｖＭ１を計算する。この際に（７）式
の次数ＰはＭｌとする請求まった正規化予測誤差ｖＭ１
をあらかじめ定められたしきい値と比較して、■Ｍｉが
しきい値よシも小さければ現フレーム区間の入力信号は
有声と判断する。

一方、■Ｍ１がしきい値よシも太きければ無声と判断す
る。有声と判断された場合には、人力したにパラメータ
値の符号化を続けＭ２　（例えばＭ、＝１２）次までの
にパラメータを符号化し、符号ｌえｉをマルチプレクサ
４５０へ出力する〇一方、無声と判断された場合には、
すでにまっているＭ１次までのにパラメータを表わす符
号ｌＫｉをマルチプレクサ４５０へ出力する。Ｋパラメ
ータ符号化回路２００は有声／無声判別結果にもとづく
有声／無声判別情報ｄをインパルス応答計算回路２１０
とパルス計算回路３９０と合成フィルタ回路４００と重
み付は回路４１０と符号化回路４７０とへ出力する０ま
たにパラメータ符号化回路２００は、符号ｌｘｉを復号
化したにパラメータ復号値Ｋｉ（１≦ｉ≦ＭＩまたはｌ
≦ｉ≦Ｍｚ）を用いて前述の（５’）＊（５’）−（５
ｆ）式に従い予測係数値３′最　に変換する。この際に
次数Ｐは有声／無声判別情報に従って鳩または鳩次とす
る請求めた予測係数値ＡＩはインパルス応答計算回路２
１０と重み付は回路４１０と合成フィルタ回路４００と
へ出力される０ 次にインパルス応答計算回路２１０は、Ｋパラメータ符
号化回路２００から有声／無声判別情報ｄと予測係数値
ａｉを入力し、次式で示される重み付けされた合成フィ
ルタの伝達関数ＨＷＩＺ＋を表わすインパルス応答ｈ　
ｗ（ｎｌを、あらかじめ定められたサンプル数だけ計算
する０ ここでＰは予測係数値ａ’ｆ）次数を示す。Ｐは有声／
無声判別情報ｄに従って切シ換えられ、有声の場合はＰ
は鳩（例えば１２）次にセットされ、無声の場合はＰは
Ｍｌ（例えば４）次にセットされる。また、Ｗ（Ｚｔは
前記（３）式で示した重み付は関数のＺ変換表現である
。但し次数Ｐは、有声／無声情報ｄに従いＭ、またはＭ
、に切シ換えられる〇算回路３５０とへ出力する。

次に自己相関々数計算回路３６０は、インパルス応答計
算回路２１０からインパルス応答ｈｗ（ｎｊを入力し、
次式に従って自己相関々数ＲｈｈＣ・）をあらかじめ定
められた遅れ時間τだけ計算する０自己相関々数”ｈｈ
（τ）はパルス計算回路３９０へ出力される。

次に減算器２８５は、バッファメモリ回路３４０に畜積
された音声信号ｘ（ｎ）を入力し、ｘ（ｎ）から合成フ
ィルタ回路４００の出力系列を１フレームサンプル分減
算し、減算結果ｅ←）を重み付は回路４１０へ出力する
。

次に重み付は回路４１０は、減算器２８５から減算結果
ｅ　（ｎＪを入力し、またにパラメータ符号化回路２０
０から予測係数値８１　と有声／無声判別情報ｄとを入
力し、減算結果ｅ（ｎ）に対して重み付けを施したｅ　
ｖｉｎ）を出力する。ここでｅ　ｗ（ｎ）はＺ変換表現
で次式のように書けるＯ Ｅｗ［＝Ｅ（Ｚｌ・Ｗ（Ｚｌ　（１０１ここでＥｗＺ）
、　ＩＸＺＩ　はぞれぞれｅｗｔｈｐＺ変換値、ｅ（ｎ
ｌのＺ変換値を示す。またＷ（Ｚｌは前記（３）式で示
した重み付は関数のＺ変換値を示す。但しＷｌＺｌの次
数Ｐは有声／無声情報ｄに従いＭ２またはＭｌに切シ換
えられる。重み付は回路４１０は請求めたｅｗ（ｎ）４
１０からｅ　ｗ（ｎｌを入力し、またインパルス応答計
算回路２１０からインパルス応答ｈ　、（Ｉｎ）を入力
し、次式に従りて相互相関々数ψｈｘｈＩ）をあらかじ
め定められたサンプル数だけ計算する。

求めた相互相関々数ψｈｘ’っけパルス計算回路３９０
へ出力される。

次にパルス計算回路３９０は、相互相関々数計算回路３
５０から相互相関々数”　ｈｘ”’を入力し１自己相開
々数計算回路３６０から自己相関々数几ｈｈ（−）全入
力し、Ｋパラメータ符号化回路２００から有声／無声判
別情報ｄを入力する。ここでパルス計算回路３９０は、
Ｍ声／無声判別情報ｄに従って、ｌフレーム内にめるパ
ルス数を切り換える。つまり有声の場合にはＬ８個のパ
ルスをめ、無声の場合にはり１個のパルスをめる。但し
、Ｌｌ＜Ｌ。

とし、無声の場合のパルス数が多くなるようにしておく
。無声の場合に、有声の場合と比較してパルス数を増や
す必要があるのは、前述したように無声の場合は有声の
場合に比べ一般的には予測利得が少ないためである０こ
こでパルス数は伝送ビットレイトに応じて決定されなく
てはならない０今、フレーム当たシのパルス数を一定と
した場合に例えば、伝送ビットレイトを１６にビット／
秒とすると、後述する量子化回路における量子化ビット
配分を一例にとれば、パルス数は有声の場合にＬ１＝３
２、無声の場合にり、：５０個程度にすることができる
。

パルス計算回路３９０では、入力信号と合成信号との重
み付は誤差電力を最小化するパルス系列を、次式に従っ
て】パルスずつ順次計算する０（１≦ｉ≦Ｌ）　（ｌ邊 ここでｔ、はフレーム内の五番目にたつパルスの振幅を
示す０叱はム番目のパルスのフレーム内直 のサンプル位置を示す０またＬはｌフレーム内にめるパ
ルス数を示し、この値は前述のように有声／無声判別情
報に従ってＬｔ（有声の場合）、またはＬ２（無声の場
合）に切シ換えられる０パルスの位置へはｈの絶対値最
大値をとるフレーム内位置からめることができる０ 次に、α２式に従ってしくルスを１つずつめる過程を、
図面を用いて説明する。第５図ｒａ＋は相互相関々数計
算回路３５０で計算され、パルス計算回路３９０へ出力
されたｌフレーム分の相互相関々数を示す。図において
横軸はｌフレーム内のサンプル時刻を示す。フレーム長
は１６０としている。縦軸は振幅を示す。第５図（ｂ）
はα温式に従りてめた第１番目のパルスｔ、を示す図で
ある０第５図（ｃｌは第５図（ｂｌでめたパルスの影響
を差し引いた後の図である。第５図（ｄｌはαの式に従
って第２番目のパルス？、をめた図である。第５図（ｅ
ｌは第２番目のパルスｔ２の影響を差し引いた後の図で
ある。第５図（ｄｉから（ｅ）の処理をくり返してり０
個またはＬ２個のパルスをめればよい。

第４図（ａｌに戻って、パルス計算回路３９０はＵ式に
従ってめたパルス列を符号化回路４７０へ出力する。

次に符号化回路４７０は、パルス計算回路３９０からパ
ルス系列を入力し−にパラメータ符号化回路２００から
有声／無声判別情報ｄを入力する０符号化回路４７０は
、有声／無声判別情報ｄに従い、有声、無声の場合に対
して量子化ビット数の配分及び量子化特性を切り換える
。量子化特性を切シ換えるのは、有声と無声の場合では
パルス振幅の分布が異なるので、各々の分布に対し最適
な量子化を施すためである。符号化回路４７０は、入力
したパルス系列の振幅、位置を符号化し、マルチプレク
サ４５０へ出力する０また、パルス系列の振幅、力する
０ここでパルス系列の符号化法は種々考えられる。一つ
は、パルス列の振幅、位置を別々に符号化する方法であ
シ、また一つは振幅、位置を一緒に符号化する方法であ
る。

前者の方法について一例を説明する０まず、パルス系列
の振幅の符号化法としては、フレーム内のパルス系列の
振幅の最大値を正規化係数としてこの値を用いて各パル
スの振幅を正規化した後に、量子化、符号化する方法が
考えられる０量子化特性については、有声、無声、各々
の場合の振幅分布に応じた最適な特性を用いる０また、
各パルスの振幅を直交関係にある他のパラメータに変換
した後に量子化、符号化を施してもよい０また、パルス
振幅毎にビット割シ当てを変えてもよい０次に、パルス
位置の符号化についても種々の方法が考えられる。例え
ば、ファクシミリ信号符号化等でよく知られているラン
レングス符号等を用いてもよい。これは符号１０＃また
は＠１＃の続く長さをあらかじめ定められた符号系列を
用いて表わすものである。また、正規化係数の符号化に
は、従来よく知られている対数圧縮符号化等を用いるこ
とができる。

次に有声、無声の各場合に対する量子化ビット配分の一
例を以下に示す０伝送ビツトレイトは１６にビット／秒
とする０もし判別情報ｄが有声であった場合には、パル
ス振幅の量子化ビット数は５ビツト、パルス位置のビッ
ト数は３ビツトとする〇一方、判別情報が無声であった
場合には、パルス振幅の量子化ビット数は４ビツト、パ
ルス位置のビット数は２ビツトとする０このビット配分
によれば、伝送ビットレイトを１６にビット／秒とした
場合に、前述のように、有声に対するパルス数は３２、
無声に対するパルス数は５０程度とすることができる〇 同、パルス系列の符号化に関しては、ここで説明した符
号化方法に限らず、衆知の最良の方法を用いることがで
きることは勿論である。

第４図（ａｌに戻って、パルス発生回路４２０は、パル
ス系列復号値ｙ’、、ｍｊを入力してｍ′、の位置に振
鳳凰１ 幅ｈ　をもち、他のサンプル位置は振幅を０とする駆動
パルス系列を１フレ一ム分発生させる。パルス発生回路
４２０は、駆動パルス系列を合成フィルタ回路４００へ
出力する。

合成フィルタ回路４００は・パルス発生回路４２０から
駆動パルス系列を入力し、Ｋパラメータ符号化回路２０
０から有声／無声判別情報ｄと予測係数復号値３．を入
力する。合成フィルタ回路４００は、入力した駆動パル
ス系列と予測係数復号値ａ、とを友 用いて１フレ一ム分の応答信号系列ｘｆｎｌを次式に従
って計算する。

Ｐ　、　Δ Ｑ　（ｎ　ｌ＝ｄ　（ｎ）十、　Ｅ　、”　６−ｘ（”
−’　）　（’３ここでｘ（ｎｌの値は２フレ一ム分（
ｌ≦ｎ≦２Ｎ）計算される。ｄ（ｎｌは駆動信号を表わ
し、ｌ≦ｎ≦Ｎではパルス発生回路４２０から入力した
駆動パルス系列を用いる０またＮ＋１≦ｎ≦２Ｎでは全
て００系列を用いる。次数Ｐは判別情報ｄに従って切り
換え、有声の場合はＭｅ　（例えば１２）次を無声の場
合はＭｔ（例えば４）次とする。（１３１式でめたぐ（
ｎｌのうち、２フレーム目の仝（ｎｌ　（Ｎ＋　ｌ≦ｎ
≦２Ｎ）の値が減算器２８５へ出力される。

次にマルチプレクサ４５０は、Ｋパラメータ符号化回路
２００から出力された符号系列と符号化回路４７０から
出力された符号系列とを組み合わせて送信側出力端子４
８０から通信路へ出力する０以上で本発明による音声符
号化方式の符号器側の説明を終える。

次に本発明による音声符号化方式の復号器側について第
４図１ｂ）を参照して説明する。デマルチプレクサ５０
０は、復号器側入力端子４９０から組み合わされた符号
を入力する。デマルチプレクサ５００は入力した符号の
うち、Ｋパラメータを表わす符号を最初のＭｌ　（例え
ば４）次発だけ分離し、Ｋパラメータを表わす符号をに
パラメータ復号回路５２０へ出力する。

次ににパラメータ復号回路５２０は、Ｋパラメータを表
わす符号を入力し、Ｍｌ　（例えば４）次発だけあらか
じめ定められた復号特性に従って復号する。この復号さ
れたにパラメータ値に′、（１≦ｉ≦Ｍｌ　）を用いて
前記（７）式に従って正規化予測誤差■二１を計算する
。次にＶ：Ｊ、の値をあらかじめ定められたしき贋値と
比較して、■′Ｍ、がしきい値よりも小さければ有声と
判断する。一方、■伝がしきい値よりも大きければ無声
と判断する。このようにして有声／無声判別情報をっく
シ、これをデマルチプレクサ５００とパルス系列復号回
路５３０と合成フィルタ回路５５０とへ出力する。無声
と判断された場合には、Ｋパラメータ復号回路５２０は
Ｍｌ次のにパラメータ復号値を合成フィルタ回路５５０
へ出力する。一方、有声と判断された場合には、デマル
チプレクサ５００からＭｚ（例えば１２）次までのにパ
ラメータを表わす符号がＫ　パラメータ復号回路５２斥
出力されるＯＫパラメータ復号回路５２０は新たに入力
した符号を用いてにパラメータの復号処理を続け％Ｍｔ
（例えば１２）次のにパラメータを復号し・復号値に′
ｌ（１≦ｉｆ−Ｍ、）を合成フィルタ回路５５０へ出力
する。以上の処理によってにパラメータを表わす符号が
分離される０次にパルス系列復号回路５３０は、有声／
無声判別情報をにパラメータ復号回路５２０から入力し
、パルス系列を表わす符号をデマルチプレクサ５００か
ら分離して入力し、有声／無声判別情報に従って、有声
の場合にはＬｔ（例えば３２）個のパルス系列を復号化
する〇一方、無声の場合にはＬ２（例えば５０）個のパ
ルス系列を復号化する０復号化されたパルス系列の振幅
、位置情報はパルス発生回路５４０へ出力される０パル
ス発生回路５４０は、復号化された振幅、位置情報を入
力し駆動パルス系列を発生させ、合成フィルタ回路５５
込出力する。

次に合成フィルタ回路５５０は、有声／無声判別情報と
駆動パルス系列と、Ｋパラメータ復号（ＰＨとを入力す
る。Ｋパラメータ復号値にμ前述の（ｓｃ）、（５ｄ）
　、（５ｆ）式を用いて予測係数値ａｔに変換される。

この際に有声／無声判別情報に従って次数ＰをＭｌまた
はＭ２に切シ換えておく。合成フィルタ回路５５０は次
式に従りて合成信号Ｘ（Ｉｔ）を１フレーム分計算し、
受信側出力端子５６０から出力する。

ここでｄ（ｎｌは駆動パルス系列を示す０また次数Ｐは
有声／無声判別情報に従って、ＭｌまたはＭ。

に切り換えられる０以上で本発明による復号器側の説明
を終える０ 本実施例の構成によれば、パルス系列を前述の（１３式
に従いめているので、文献１．の従来方式のように・音
源パルスで合成フィルタを駆動して再生信号をめ、原信
号との２乗誤差をフィードバックしてパルスを調整する
という径路がなく、またその処理をくシ返す必要もない
ので、演算量を大幅に低減できる。但し、パルス計算ア
ルゴリズムは実施例で説明した方法に限定されるわけで
はなく演算量の増加を許せば、前記文献１．に例を示す
ようなＡ−ｂ−８的手法によるパルス計算アルゴリズム
を用いてもよい。

岡、　（１３式に示したパルス計算法においては、パル
スを１つずつ順番に計算していた０この方法においては
次のパルスを計算する際にこれよシ過去にまった複数個
のパルスの振幅を再調整するようにしてもよい。このよ
うにすることによってパルス間の距離が短く、パルスが
互いに独立でない場合に特性が向上する。また音源パル
スをめる方法としては、よシ最適なパルス系列を計算す
る方法のような他の良好なパルス系列計算法を用いても
よい０ また本実施例においては、理解を容易とするために合成
フィルタ回路５５０の次数を、有声／無声判別情報を入
力して切り換えていたが、有声／無声判別情報を用いた
切シ換え操作はなくてもよいＯこれはにパラメータ復号
回路５２０から入力するにパラメータ復号値の次数が有
声／無声判別情報に応じてすでに切り換えられているた
めである。

また本実施例においては、有声／無声判別情報を用いて
、符号器側では符号化回路４７０の量子化特性、量子化
ビット配分を切シ換え、復号器側では、パルス復号回路
５３０の復号特性を切り換えていた。装置構成をより簡
略化するために量子化特性、量子化ビット配分、復号特
性については、切り換えずにあらかじめ定められた特性
としておいてもよい。

また本実施例においては、パルス計算回路３９０でパル
ス数切り換えの種類をり、またはＬ２の２種類としだが
、切シ鴎えの種類を３種類以上としてもよい。これに伴
なってにパラメータの次数、量子化特性、量子化ビット
配分の切り換え種類を３種類以上とし一〇もよい°０但
しこのようにした場合には・Ｋパラメータ符号化回路２
００、Ｋパラメータ復号回路５２０において判別のため
のしきい値の種類を増やす必要がある。

本実施例の構成においては、短時間スペクトル構造を表
わすインパルス応答系列の自己相関々数を計算する際に
、インパルス応答計算回路２１０によってにパラメータ
復号値を用いてインパルス応答を計算した後に、このイ
ンパルス応答を用いて自己相関々数計算回路３６０にて
自己相関々数を計算していた。ディジタル信号処理の分
野でよく知られているように、インパルス応答の自己相
関々数はパワスペクトルと対応関係にある。従ってまず
にパラメータ復号値を用いてパワスペクトルをめ、その
後にこの対応関係を用いて自己相関々数を計算するよう
な構成としてもよい。一方、音声信号と短時間スペクト
ル包絡を表わすインパルス応答との相互相関々数を計算
する際に、本実施例の構成では重み付は回路４１０の出
力値ｅｗ（ｎｌとにパラメータ復号値に、を用いてイン
パルス応答計算回路２１０にて計算したインパルス応答
ｈ−１を用いて相互相関々数へ４・）を計算していた０
よく知られているように、相互相関々数はり算ス・パワ
スペクトルと対応関係にある０従りてまずｅ　Ｊｎ）と
Ｋ。

とを用いてクロス・パワスペクトルをめ、その後に相互
相関々数を計算するような構成としてもよい。伺、パワ
スペクトルと自己相々関数との対応関係、クロスパワス
ペクトルと相互相関々数との対応関係については、ニー
・ブイ・オフペンハイム（Ａ、Ｖ、ＯＰＰＥＮ）ＬＩＤ
ＩＭ）氏らにょる［ディジタル信号処理Ｊ　（”ＤＩＧ
ＩＴＡＬ　５ＩＧＮＡＬ　ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ”）と
題した単行本（文献３．）の第８章にて詳細に説明され
ているので、ここでは説明を省略する。

本実施例においては、１フレーム内のパルス系列の符号
化は、パルス系列が全てまった後に、第４図ｔａ＋の符
号化回路４７０によって符号化を施したが、符号化をパ
ルス系列の計算に含めて、パルスを１つ計算する毎に、
符号化を行ない、次のパルスを計算するという構成にし
てもよい。このような構成をとることによって、符号化
の歪をも含めた誤差を最小とするようなパルス系列がま
るので、更に品質を向上させることができる。

本実施例によれば、フレーム境界での波形の不連続に起
因したフレーム境界近傍での再生信号の劣化かはとんど
ない。これは、符号器側において、現フレームのパルス
系列を計算する際に、ｌフレーム過去の駆動パルス系列
によって合成フィルタを駆動して得られた応答信号系列
を１、現フレームにまで伸ばしてめ、これを入力信号系
列から減算した結果に対して現フレームのパルス系列を
計算するという構成にしたことに起因している。また、
本実施例ではフレーム長を一定とした場合について説明
したが、フレーム長を時間的に変化させる可変長フレー
ムとしてもよい。また、１フレーム内にたてる音源パル
スの個数は一定でなくてもよい。例えばＳ／Ｎを一定と
するように各フレームのパルス系列の個数を変化させる
ようにしてもよい。

また、本実施例においては、短時間音声信号系列のスペ
クトル包絡を表わすパラメータとしてはに／＜ラメータ
を用いたが、これはよく知られてい　゛る他のパラメー
タ（例えばＬ８Ｆパラメータ等）を用いてもよい。更に
前述の（８）式、（１１式において重み付は関数ＷＶＪ
）はなくてもよい。

また、本実施例においては、フレーム境界での再生波形
の不連続に起因する品質劣化を防ぐために、現フレーム
よ６ｉフレーム過去の駆動パルス系列に由来した応答信
号系列を計算し、現フレームの入力信号からこの応答信
号を減算した後に、パルス系列を計算したが、第６図に
示すように、パルス系列の計算に用いるデータとして、
パルスＮ、ｒはパルスを伝送するフレームを示し、Ｎは
パルスを計算するフレームを示す。このような構成とす
ることによって、ｌフレーム過去の駆動パルスに由来し
た応答信号系列を計算する必要がなくなる。

（発明の効果） 以上説明したように本発明によれば、入力信号に対する
子側利得の小さいフレームでは、フレームあたりのパル
ス数を増加させているので、１６にビット／秒程度のビ
ットレイトでは良好な特性を得ることが困難であった音
声信号の子音部の特性を改善することができるだけでな
く、やはシ良好な特性を得ることが困難であった２４０
０ビット／秒程度の音声帯域データモデム信号も良好に
伝送できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の構成を示すブロック図、第２図は音
源パルス系列の一例を示す図、第３図は入力音声信号系
列の周波数特性と第１図に記載の重み付は回路の周波数
特性の一例を示す図、第４図（ａｌ　、　（ｂｌは本発
明による音声符号化方式の一実施例を示すブロック図、
第５図（ａｌ〜（ｅｌはパルス探索過程の一例を示す図
、第６図はパルス伝送フレームと音源パルス計算フレー
ムとの位置関係を説明するための図である。 図において、１１０，３４０・・・バッフアメそり回路
、１２０．２８５・・・減算回路、１３０，４００，５
５０・・・合成フィルタ回路％　１４０．４２０，５４
０・・・パルス発生回路、１５０・・・誤差最小化回路
、１８０，２８０・・・Ｋパラメータ計算回路、１９０
，４１０・・・重み付は回路、２００・・・Ｋパラメー
タ符号化回路、２１０・・・インパルス応答計算回路、
３５０・・・相互相関関数計算回路、３６０・・・自己
相関関数計算回路、３９０・・・パルス計算回路、４７
０・・・符号化回路、４５０・・・マルチプレクサ、５
００９１．デマルチプレクサ、５２０・・・Ｋパラメー
タ復号回路、５３０・・・パルス復号回路、をそれぞれ
示す０ 、ミ理人ｆｒ二±　ｒ’：！　Ｌλ　晋オ　１　図 第２図 第３図 手続補正書（自発） 特許庁長官　殿 １、事件の表示　昭和５９年　特許　願第０６７１１４
号２、発明の名称　音声帯域信号符号化方式とその装置
３、補正をする者 事件との関係　出　願　人 東京都港区芝五丁目３３番１号 電話　東京（０３）　４５６−３１１１（大代表）（連
絡先　日本電気株式会社特許部） ５、補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄 ６、補正の内容 （１）明細書第１５頁第１行目および第３行目に「音声
符号化」とあるのを、「音声帯域信号符号化」と補正す
る。 （２）明細書第１６頁第１９行目に「λ＝１．２．・・
・Ｐ」とあるのをｒｔ：＝１．２．・・・Ｐ」と補正す
る。 （３）明細書第２４頁第４行目に「相互相関々数を」と
あるのを「相互相関々数の一例を」と補正する。 （４）明細書第２８頁第１６行目および第１８行目に「
音声符号化」とあるのを「音声帯域信号符号化」と補正
する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１１送信側では離散的な音声帯域信号系列を入力し、
   短時間スペクトル包絡を表わすスペクトルパラメータ系
   列を抽出し、符号化し、前記符号化されたスペクトルパ
   ラメータ系列をもとに算出した予測利得を用いて探索す
   べきパルス系列の個数をきめる判別情報をつくり、前記
   音声帯域信号系列と前記スペクトルパラメータ系列とを
   もとに前記判別情報に従って前記音声帯域信号系列を良
   好に表わし得るパルス系列を探索し符号化し、前記スペ
   クトルパラメータ系列を表わす符号と前記パルス系列を
   表わす符号とを組み合わせて出力し、受信側では前記組
   み合わされた符号を入力し、前記スペクトルパラメータ
   系列を表わす符号を復号し前記判別情報をつくり、前記
   判別情報に従って前記パルス系列を表わす符号を分離し
   復号し、前記復号されたスペクトルパラメータ系列と、
   前記復号されたパルス系列とを用い前記音声帯域信号系
   列を再生するようにしたことを特徴とする音声帯域信号
   符号化方式。 （２１離散的な音声帯域信号系列を入力し、前記音声帯
   域信号系列から短時間スペクトル包絡を表わすスペクト
   ルパラメータ系列を抽出する手段と、符号化し、前記符
   号化されたスペクトルパラメータ系列をもとに算出した
   予測利得を用いて探索すべきパルス系列の個数をきめる
   判別情報をつくるパラメータ計算回路と、前記音声帯域
   信号系列と前記スペクトルパラメータ系列とをもとに前
   記判別情報に従って、前記音声帯域信号系列を良好に表
   わし得るパルス系列を探索し符号化するパルス探索回路
   と、前記スペクトルパラメータ系列を表わす符号と前記
   パルス系列を表わす符号とを組み合わせて出力す乏マル
   チプレクサ回路とを有することを特徴とする音声帯域信
   号符号化装置０（３）送信側において離散的な音声帯域
   信号系列から短時間スペクトル包絡を表わすスペクトル
   パラメータ系列を抽出し符号化し、前記符号化されたス
   ペクトルパラメータ系列をもとに算出した予測利得を用
   いて探索すべきパルス系列の個数をきめる判別情報をつ
   くシ、前記音声帯域信号系列と前記スペクトルパラメー
   タ系列とをもとに前記判別情報に従って前記音声帯域信
   号系列を良好に表わし得るパルス系列を探索し符号化し
   、前記スペクトルパラメータ系列を表わす符号と前記パ
   ルス系列を表わす符号とを組み合わせて出力された符号
   列が入力され、前記音声信号系列を復号する音声帯域信
   号復号化装置であって、前記組み合わされた符号系列を
   入力しスペクトルパラメータ系列を表わす符号を分離す
   るデマルチプレクサ回路と、前記スペクトルパラメータ
   を復号し、前記判別情報をつくり前記判別情報に従って
   パルス系列を表わす符号を分離し復号する手段と、前記
   復号されたパルス系列を入力して駆動パルス系列を発生
   させるパルス系列発生回路と、前記復号されたスペクト
   ルパラメータ系列と前記駆動パルス系列とを用いて音声
   帯域信号系列を再生し出力する合成フィルタ回路とを有
   することを特徴とする音声帯域信号復号化装置〇