JPS59114979A - ゴ−スト除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、トランスバーサルフィルタを用いたゴース
ト除去装置に関し、新規な構成を有するとともに、製造
および集積化の容易なゴースト除去袋・置を提供しよう
とするものである。

従来、建物や山などで放送電波が反射されることによっ
てテレビ画面の映像が二重、三重になって現われ見づら
くなる現象、いわゆる「ゴースト」現象は大きな受信障
害であシ、しかも最近は高層ビル、高速道路その他の大
形建築物が増加してきて、とくに都市部で、のゴースト
による受信障害はますます深刻になってきている。

そして前述のゴーストを除去するには、なんらかの方法
で画面にあられれているゴーストの遅れ時間と強さと位
相を知り、受信電波を検波して得たテレビジョン複合映
像信号に含まれるゴースト成分と同じ振幅の補正信号を
、ゴースト成分の時ら減算すればよい。

そこで前述の原理にもとつくゴースト除去装置は、従来
よシ種々提案されているが、最近特にトランスバーサル
フィルタを使用したものがクローズアップされてきた。

そして従来のゴースト除去装置に用いられるトランスバ
ーサルフィルタは、原理的には、第１図に示すように、
ＧＣＤなどの電荷転送素子からなる遅延時間Ｔの複数の
遅延素子を縦列接続したタップ付遅延線（ＤＹ）に入力
信号ｘｌｔ）を入力し、各遅延素子のタップから時系列
の出力を得るとともに、各遅延素子それぞれに対して設
けられた乗算器（ＶｖＬＰ）によシ、各遅延素子の出力
それぞれと、任意の係数、すなわち各タップ係数０＋　
、Ｃ２、・・、ＯＮとの掛は合わせを行ない、さらに、
加算器（ＡＤ）にょシ、各乗算器（ＭＰ）の出力の総和
を算出し、出方信号Ｙ（Ｌ）を得るように構成されてい
る。

すなわち、入力信号Ｘ（ｔ）をタップ利得加重して遅延
加算するものであシ、ゴースト除去装置に使用すれば、
補正信号の振幅と遅延時間の２つのパラメータを同時に
制御できるという利点を備えている。

ソシテトランスバーサルフィルタを用いたコースト除去
装置は、前述の原理にもとづき、第２図に示すように構
成され、テレビジョン受像機の映１象検波回路から導出
された複合映像信号、すなわち入力ビデオ信号８ｉｎが
、トランスバーサルフィルタ（１）および減算器（２）
に直接入力されるとともに、減算器（２）の出力信号と
入力ビデオ信号Ｓｉｎとがゴースト検出回路（３）に入
力される。

そこでゴースト検出回路（３）は、減算器（２）の出力
信号と入力ビデオ信号８ｉｎとの相関関数を計算し、ゴ
ースト検出回路（３）の出力信号にもとづくタップ利得
切換回路（４ａ）の出力信号によシ、トランスバーサル
フィルタ（１）の各タップ係数を修正し、トランスバー
サルフィルタｉｌｌから減算器（２）に補正信号を出力
し、ゴーストの除去された複合映像信号。

すなわち出力ビデオ信号８０ｕ　ｔを得る。

ところで映像検波回路から出力される複合映像信号をＸ
ｋ　、減算器（２）の出力信号をＥｋとした場合、トラ
ンスバーサルフィルタ（１）の１番目のタップのυ回目
のタップ係数の修正値ＣＪ　　は、つぎの（１）式で示
される手法によって制御される。

Ｃ！ｊ”　＝　Ｏｊ’−Δ”　ＳｇｎＬｊ、　Ｘｋ−ｊ
　”　ＳｇｎＥｋ　）　　−ｆｉ１式％式％ ］ そして、（１）式の手法による制御方法は、デジタル信
号処理における適応形自動等化アルゴリズムのＭＡＥ　
（ｍｅａｎ　ａｂｓｏｌｕｔｅ　ｅｒｒｏｒ　）法とし
て知られているものであシ、＋１１式におけるＳｇｎ（
ｔＪ、　Ｘｋ−ｊ”ｇ”　Ｌｋ　）は、複合映像信号Ｘ
ｋと、減算器（２）の出力信号Ｅｋの二値化信号、すな
わち正か負かを示す信号との相関演算の結果の符号をと
ることを意味してお９、相関演算の結果が正であればタ
ップ係数を増加し、逆に、相関演算の結果が負であれば
タップ係数を減少させる。

ところでトランスバーサルフィルタ（１）が、第１図の
ような遅延素子（ＤＹ）を用いたものであれば、たとえ
ば集積化して製造する場合に、２層ポリシリコンのＣＯ
Ｄの製造工程と、遅延素子（ＤＹ）以外の各部を形成す
るＭＯＳトランジスタの製造工程とを要し、煩雑化する
とともに高価なものとなる欠点がある。

この発明は、前記の点に留意してなされたもの成すると
ともに、該補正信号と前記複合映像信号とを合成し、前
記複合映像信号のゴースト成分を除去するゴースト除去
装置において、前記複合映像信号および該信号の反転信
号を順次にサンプルホールドすることをくり返す複数の
サンプルホールド部と、該各サンプルホールド部から前
記複合映像信号または前記反転信号を選択的に出力させ
るためのサインデータの保持部と、各時刻に前記各サン
プルホールド部から出力された前記複合映像信号または
前記反転信号と重みづけデータであるタップ係数との積
の和を演算し、各時刻の前記補正信号を出力する演算部
とにより前記トランスバーサルフィルタを形成し、かつ
、前記複合映像信号の垂直同期信号前縁部近、傍を抽出
する抽出手段と、抽出された垂直同期信号をデジタル変
換する変換手段と、前記デジタル変換により形成された
デジタル信号をフィールド周期またｆｄ７Ｌｚ−ム周期
毎に（１−α）倍　（０＜α〈１）シた信号と巡回積分
回路のランダムアクセスメモリに読み込まれだ１フイ一
ルド周期またば１フレ一ム周期前のデジタル形成するこ
とをくり返し雑音の軽減されたデジタル信号を出力する
雑音軽減手段と、前記雑音の軽減されたデジタル信号の
１クロック差分を演算する差分手段と、前記複合映像信
号から前記補正信号を減算して形成された前記ゴースト
成分の除去された複合映像信号の微分または差分の信号
とゴースト検知基準信号との比較によりゴーストの有無
を示すための２値化されたゴースト情報信号を出力する
ゴースト情報出方手段と、前記ゴースト　　　゛情報信
号と前記差分手段がら出力されたｌクロック差分信号と
の相関演算を行ない、相関演算結果の正負を判定して前
記トランスバーサルフィルタの前記タップ係数を増減す
る相関演算手段とを備えたことを特徴とするゴースト除
去装置である。

したがってＯＣＤなどを用いることな（ＭＯＳ）ランジ
スタ回路によりトランスバーサルフィルタを形成するこ
とができ、新規な構成を有するとともに、容易かつ安価
に製造することができるものである。

つぎに、この発明のゴースト除去装置を、その１実施例
を示した第３図以下の図面とともに説明する。

全体構成を示した第３図に示すように、まず最初に、テ
レビ受像機の映像検波出力である入力ビデオ信号８１ｒ
−は、トランスバーサルフィルタ（１）と減算器１２）
に入力されるとともに、タイミング回路（５）および信
号反転回路（６）Ｋ入力され、該反転回路（６）から出
力された反転ビデオ信号Ｓｉｎも、トランスバーサルフ
ィルタ（１）に入力される。

そしてタイミング回路（５）は、第４図の波形ａ。

１）に示すように、ビデオ信号Ｓｉｎから同期信号を分
離して、ゴースト情報を検出するだめの同期信号前縁区
間信号（５ＹＮＯ）を抽出するか、または、第５図に示
すように、複合映像信号に別途挿入されたゴースト除去
用基準波形信号（ＧＣ！Ｒ）を抽出する。

なお、第４図の波形すは、波形ａにおける垂直同期パル
スを拡大反転した波形である。また、第５図の基準波形
信号（ＧＯＲ）はバー信号とパルス信号とからなる。

ところでゴーストの重畳したビデオ信号Ｓｉｎの垂直同
期信号部分は、第６図に示すように、ゴーストｇによシ
段差の生じた波形になシ、ゴーストの大きさ、遅延時間
および位相などの情報が含まれている。なお、第６図の
ｐは等価パルスを示し、■は１水平走査期間を示す。

そしてタイミング回路（５）により、カラー信号のサブ
キャリヤに同期しｒｚ　１０．７Ｍ［（ｚ″ｆ、たけ＋
　４．３Ｍ（４゜のクロック信号も、前述の抽出と同時
に行なう。

つきに、奔命ビデオ信号Ｓｉｎをアナログ／デジタル変
換回路（以下Ａ／Ｄ変換回路と称する）（７）に入力し
てＮビットのデジタル信号に変換する。なお、このとき
、Ａ７’Ｄ変換回路（７）に、タイミング回路（５）の
クロック信号を入力し、第６図のＨの区間のみをデジタ
ル信号に変換する。

すなわち、Ａｌ１）変換回路（７）によりゴーストの重
畳した複合映像信号のうち、垂直同期信号のほぼ前縁部
のみがフィールド周期毎またはフレーム周期毎にデジタ
ル信号の形で得られる。

そしてＡｌ１）変換回路（７）のデジタル信号を巡回積
分回路（８）に入力し、該積分回路（８）（（よシ、デ
ジタル信号の雑音を低減する。

すなわち、巡回積分回路（８）は、第７図に示すように
構成され、Ａ／Ｄ変換回路（７）のフレーム周期毎また
はフィールド周期毎のデジタル信号が入力端子（ＩＮ）
を介して（１−α）倍の乗算器（Ｍｌ））’に入力され
、前記デジタル信号が（ｌ−α）倍される。なお、αは
０〈α〈１である。

まだ、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）に、１フレー
ムまたは１フイールド前のデジタル信号が読み込まれ、
該メモＩＪ　（ＲＡＭ）のデジタル信号がα倍の乗算器
（ＭＰ）”によりα倍されるとともに、加算器のデジタ
ル信号と、乗算器（ＭＰ）“から出力されたα倍のデジ
タル信号とが加算される。

そして前述の動作を連続してくり返し、出力端子（ＯＵ
Ｔ）に、雑音の低減されたデジタル信号を出力する。

つぎに、巡回積分回路（８）から出力されだデジタル信
号、すなわち雑音の低減されたデジタル信号を１クロッ
ク差分回路（９）に入力し、該差分回路（９）によシ、
時刻（ｔ＋１　’）における巡回積分回路（８）のデジ
タル信号と、時刻ｔにおける巡回積分回路（８）のデジ
タル信号の１２」の補数の演算値信号との加算を行ない
、ゴースト情報を得るだめの垂直同期信号部分部付近の
１クロック差分信号、すなわちＮビットのデジタル信号
Ｘｋが形成されるとともに、該信号Ｘｋが相関器（９）
に入力される。

一方、減算器（２）から出力されるビデオ信号５ｏｕｔ
い、１，７７７、−　＋）　／ｌｚ　フイ／ｌ／　ｌ　
ｆｉｌ。イエイヨッ、よ　　（す、ゴーストの除去され
た複合映像信号であるが、ビデオ信号５ｏｕｔを微分回
路（１１）に入力し、該微分回路（１１）によりビデオ
信号８ｏｕｔの微分を演算する。なお、微分回路（１１
１の代わりに差分回路を設け、差分を演算してもよい。

そこで、補正信号によるゴースト除去が不完全なために
、ビデオ信号Ｓｏｕ　ｔの垂直同期信号部分が第８図の
波形Ｃに示すように、ゴーストｇにより乱れていれば、
微分回路０υから比較回路αのに、同図の波形ｄに示す
ように、ゴーストｇによる乱れを微分した信号を出力す
る。

さらに、比較回路α４によシ、第９図（ａ）に示すよう
に、入力された信号すなわち実線の信号レベルと、破線
のゴースト検知基準信号のレベルとを比較し、入力され
た信号のレベルがゴースト検知基準信号のレベルよシ大
きければゴーストがあるとみなし、第９図（ｂ）に示す
ように、ゴーストの有無にもとづいて２値化されたゴー
スト情報信号を出力する。なお、比較回路αのに入力さ
れる信号は、第８図の波形ｄに示すように、ゴーストに
応じてゴーストに対するコンパレータとを設ける。

そして比較回路（１２のゴースト情報信号を、タイミン
グ回路（５）のクロック信号のタイミングで、メモリ（
１３に読み込むとともに、メモＩＪ　（１１の読み出し
を行ない、メモリ（１階から相関器ｒｌＧに、（１）式
のＳｇｎ　＆の信号を出力する。

そこで相関雄叫は、１クロック差分回路（９）から出力
されたＸｋの信号と、メモＩＪ　ｆｌ、１から出力され
たｓｇｎ　Ｅｋの信号との相関演算を、つぎの（２）式
にもとづいて行なう。

さらに、相関器ａＱは、前述の相関演算後に、（１）式
の手法にもとづき、トランスバーサルフィルタ（１）の
３番目のタップの（υ＋１）回目のタップ係数を補正す
る。

すなわち、たとえば３番目のタップｊの値が最初０の場
合に、１回目の相関演算の結果、タップｊのところにゴ
ーストがあると判定されたときは、タップｊのところの
タップ係数をまずΔだけ増加する。

つぎに、２回目の相関演算の結果、タップＪのところの
ゴーストがまだ補正されていないと判定されると、タッ
プＪのタップ係数をΔがら２Δに修正する。

そして以上の動作をくり返し、タップ係数を順次に増加
させ、ゴーストが検出されなくなり、補正が行なわれた
と判定されたときに、タップＪのタップ係数の修正を終
える。

ところでタップｊのところにゴーストがないにもかかわ
らず、タップＪのタップ係数が、たとえばΔになってい
れば、っぎの相関演算のときに、逆極性のゴーストがあ
ると判定し、タップ係数をΔ減少させる。

そして前述のように、タップｊのタップ係数の増減をく
り返してタップ係数を平衡のとれた所定値にするととも
に、トランスバーサルフィルタ（１）のすべてのタップ
についても、タップＪのときと同様の動作により、タッ
プ係数を制御する。

なお、相関器（１１からタップ係数メモリ（仙）に、相
関演算にもとつくタップ係数データｄｄとアドレサルフ
ィルタ（１）の各タップにタップ係数が出方される。な
お、（Ｃ）はメモ’）　（４ｂ）のタップ係数データ出
力端子であり、（Ｓ）はメモＩＪ　（４ｂ）のサインデ
ータ出力端子である。

ところで、トランスバーサルフィルタｆｌ）で行なわれ
る処理は、基本的には信号数列（Ｘｎ　）　−Ｘｏ　、
Ｘ　１゜Ｘ２．、、、、Ｘｎと信号数列（Ａｎ）＝Ａｏ
、Ａｔ　、Ａ２．−、Ａｎとの掛は合わせの総和Ｇを単
位時間Ｔ毎に求める演算処理であシ、従来は、前述した
ようにＣＯＤなどの遅延線（ＤＹ）を用いてトランスバ
ーサルフィルタ（１）を形成するが、第３図の場合は、
遅延線（ＤＹ）を用いる代わりにサンプルボールド６４
を用いてトランスバーサルフィルタ（１）を形成する。

なお、実際は、ゴーストの極性に従ってタップ係数を増
減するため、信号数列（Ｘｎ）の各値が、第３図のビデ
オ信号Ｓｉｎまたは反転ビデオ信号扁ｉの各時刻の値に
なる。

そこでトランスバーサルフィルタ（１）ハ、ビデオ信号
８１ｒ１と反転ビデオ信号Ｓｉｎとを同時にサンプルホ
ールドすることをくり返すとともに、サンプルホールド
した両信号Ｓｊｎ、Ｓｉｎのいずれか一方を、タップ係
数メモリ（４ｂ）から出力された１ビツトのサインデー
タにより選択するように構成されている。

すなわち、トランスバーサルフィルタｆ１）がＭ個のタ
ップを有する場合は、第１Ｏ図に示すように構成され、
同図において、（ＳＰ＋　）　、　（ＳＦ３）　、・・
、　（ＳＰＭ）はサンプルホールドパルス用シフトレジ
スタを構成するＭ個のフリップフロップであり、タイミ
ング回路（５）のクロック信号に同期して各フリップフ
ロップ（８Ｐｌ）〜（ＳＰＭ）から順次にサンプルホー
ルドパルスを出力することをくり返す。

また、（ＳＨ＋−＋　）　、　（５Ｈ２−１）　、・・
・、（ＳＨＭ−＋）は各フリップフロップ（ＳＰ＋　）
〜（ＳＰＭ）に対応して設けられた一方のサンプルホー
ルド回路、（ＳＨ＋−２）　、　（５）Ｌ２〜２）、・
・・、（池−２）は各フリップフロップ（ＳＰ＋　）〜
（８ＰＭ）に対応して設けられた他方のサンプルホール
ド回路である。なお、一方のサンプルホールド回路（Ｓ
Ｈ＋−１）〜（Ｓ＆−＋）と他方のサンプルホールド回
路（ＳＩ（＋−２）〜（ＳＨＭ−２）により７Ｍ個のサ
ンプルホールド部が形成される。

そして各フリップフロップ（ＳＰ＋）〜（ＳＰＭ）から
順次にくり返して出力される単位時間Ｔ毎のサンプルホ
ールドパルスニヨリ、ニ一方のサンプルホールド回路（
５Ｉ−Ｌ−＋　）　〜（ＳＨＭ−＋　）に、ビデオ信号
Ｓｉｎが時系列にサンプルホールドされるとともに、他
方のサンプルホールド回路（ＳＨ＋−２）〜（ＳＨＭ−
２）に、反転ビデオ信号Ｓｉｎが時系列にサンプルホー
ルドされる。

また、タップ係数メモリ（４ｂ）から出力されたサイン
データＳ＋−８ＭはＭビットのサインデータ用シフトレ
ジスタの各ビットを構成するフリップフロップ（ＦＧ、
　）　、　（’、ＦＧ２）　、・・・、（ＦＧＭ）を巡
回シフトし、各時刻に、各フリップフロップ（ＦＧ＋）
〜（ＦＧＭ）のサンプリング順の論理１または論理Ｏの
サインデータＳ１〜ＳＭそれぞれが巡回しながら格納さ
れる。

そして各サインデータＳ＋−８Ｍにより、サインデータ
用スイッチ（８Ｃ＋−１）、　（ＳＣ２−１）、・、（
ＳＣｕ−Ｑと、サインデータ用スイッチ（ＳＣ＋−２）
　、　（８Ｃ２−２）　、・・、　（８０Ｍ−２）との
いずれか一方が閉成し、各時刻に各サンプルホールド部
からは、サンプルホールド回路（ＳＩ（＋−＋）〜（８
１（Ｍ−１）に保持されたビデオ信号Ｓｉｎと、サンプ
ルホールド回路（８１（＋−２）〜（８ＮＭ−２）に保
持された反転ビデオ信号冨とのいずれか一方が選択的に
出力される。

一方、各タップ係数がＮビットのデジタルデー・　　タ
である場合、タップ係数メモ１月４）から出力された各
タップに対するデジタルデータの第１ビツトＩ）＋・１
〜１）１・Ｍが、サンプルホールドパルスに同期したタ
イミングで、第１タツプ係数用シフトレジスタのフリッ
プフロップ（Ｆｌ・、）、（ｐ、・２）、・・・、（Ｆ
ｌ−Ｍ）に予め格納され、同様に、デジタルデータの第
１ビツトＩ１・Ｎ〜珈・Ｍが、第Ｎタップ係数用シフト
レジスタのフリップフロップ（ＦＮ−１）　、　（’Ｆ
Ｎ・２）、・・・、（ＦＮ−Ｍ）に予め格納される。

そして第１ビツトＩ）Ｉ・Ｉ〜ｌ）ｌ−Ｍが、サンプル
ホールドパルスの出力タイミングに同期したタイミング
で、各フリップフロップ（ｐ＋・１）〜（Ｆｌ−Ｍ）を
巡回シフトし、同様に、第Ｎビット１）Ｎ−１−珈・Ｍ
が、サンプルホールドパルスの出力タイミングに同期し
たタイミングで、各フリップフロップ（−・ｌ）〜（Ｆ
Ｎ−Ｍ）を巡回シフトする。

また、各フリップフロップ（Ｆｌ・す〜（ＦＮ、Ｍ）そ
れぞれに対応してコンデンサ（Ｃト１）〜（ＯＮ・］）
、・＋　（”・（、Ｍ−１））〜（ＯＮ・（Ｍ−＋、）
）　、　（Ｃ＋−Ｍ）〜（α−Ｍ）それぞれが設けられ
るとともに、各コンデンサ（Ｃ＋・］）〜（ＯＮ−Ｍ）
の容量が、デジタルデータのビット位置に対応して２′
″°Ｃｏ　（ｉ＝１、・・、ＮＯＯは定数）に設定され
る。

すなわち、第１ビツトに対応するコンデンサ（０＋−Ｑ
。

・・＋（”・（Ｍ−＋　））　、　（Ｏｌ−Ｍ）の容量
をＣＯにし、第Ｎビットに対応するコンデンサ（ＯＮ−
１）、・、（ＯＮ・（Ｍ−１））　ｌ　（ＣＮ−Ｍ）の
容量を２Ｎ−１°Ｃｏにする。

そしてクロック信号のがハイレベルになる所定のタイミ
ングで、充電側スイッチ（ＳＡＩ−＋　）〜（ＳＡＮ・
１）。

・・、（８Ａ＋・（トｌ））〜（８ＡＮ−（Ｍ−１））
　、　（ＳＡＩ−Ｍ）〜（８ＡＮ−Ｍ）を閉略し、コン
デンサ（Ｃ１・ｌ）〜（ＯＮ・Ｉ）ヲ、サンプルホール
ド路（８ＮＭ−＋）まだは（８ＮＭ−２）の出力信号の
電圧に充電し、コンデンサ（Ｃト（Ｍ−＋　））〜（Ｏ
Ｎ・（Ｍ−１　））を、サンプルホー亀 ルド回路（ＳＨ２−１）または（８１（２−２）の出力
信号の電圧に充電し、同様に、コンデンサ（Ｃ＋・Ｍ）
〜（　ＯＮ−Ｍ）をサンプルホールド回路（ＳＢ＋−＋
）または（ＳＨＩ−２）の出力信号の電圧に充電する。

さらに、前記所定のタイミングに続くタイミング、すな
わちクロック信号０がローレベルになるタイミングで、
出力側スイッチ（ＳＤＩ・Ｉ）〜（ＳＢＮ−１）、・・
・。

（ＳＢ＋・（Ｍ−１））〜（ＳＢＮ・（Ｍ−１　））　
、　（８Ｂｌ・Ｍ）〜（ＳＢＮ−Ｍ）のうち、能動のビ
ット（以下ゝゝ１″と称する）のフリップフロップ（、
Ｆｌ・１）〜（ＦＮ−Ｍ）に対応するスイッチ（ＳＢ＋
・＋）〜（ＳＢＮ．Ｍ）のみが閉略し、Ｓｌｌ“のフリ
ップフロップ（Ｆｌ・Ｉ）〜（ＦＮ−Ｍ）に対応するコ
ンデンサ（Ｃ＋・１）〜（ＯＮ−Ｍ　）に充電された電
荷が全て合計される形となって出力端子（■０）に現わ
れる。なお、能動でないビットをゝゝ０″と称する。

そこで、たとえば時刻ｎＴにおいて、各一方のサンプル
ホールド回路（ＳＢ＋−＋）〜（８Ｉｋ−＋）に保持さ
れるビデオ信号Ｓｉｎを、Ｘ（（ｎ−ｋ）Ｔ’）　（ｋ
−＋，２，ー，Ｍ）に、各他方のサンプルホールド回路
（ＳＨＩ−２）〜（ＳＨＭ−２）に保持される反転ビデ
オ信号Ｓｉｎを、Ｘ（（ｎ−ｋ）Ｔ）に、また、サイン
データ８＋〜８Ｍを８ｋにするとともに、Ｍ個のデジタ
ルデータをＡｋとした場合、出力端子（ｖＯ）の出力Ｙ
（ｎＴ）は、つぎの１３）式のようになる。

なお、（３）式において、サインデータＳｋが１″のと
きは、１°蔦匍の項がＯになり、サインデータ８ｋがゝ
ゝ０″のときは、Ｓ　ｋ　°Ａ−ｋ）Ｔ７の項がＯにな
る。

そして各時刻に、＋３１式の出力を得ることができると
ともに、＋３１式の出力が補正信号になる。

そして、第１０図の場合は、アナログ変換やデジタル変
換などを行なう必要がＩＳり、高速演算を行なうことが
できるとともに、実際には、Ｍの値に比してＤＩ−１〜
ＤＮ−Ｍの１″になるところが十分少なく、かつ、出力
端子（Ｖｏ　）に派生する寄生容量（Ｃｓ　）に対して
Ｏｓ）ΣΣ２Ｎ−１°ＣＯ°珈・Ｍ　になるだめ、出Ｎ
＝１Ｍ＝１ 力に単調性があれーば、実用上十分な直線性を得ること
ができる。

また、各出力側スイッチ（ＳＢ＋−＋）〜（ＳＵＮ−Ｍ
）のうち、出力１）＋・１〜ＤＮ−Ｍのゝゝｌ″に対応
するスイッチのみを導通し、０“に対応するスイッチを
非導通にするだめ、出力レベルの低下を極力防止するこ
とができる。

なお、出力端子（■０）には、寄生容量（Ｏｓ）が派生
し、該容量（Ｃｓ　）の残留電荷によシ各時刻の出力に
誤差が生じるだめ、クロック信号０により導通ずるリセ
ットスイッチを設け、該スイッチによシ、単位時間Ｔ毎
に出力端子（■０）を所定時間だけ所定放電電圧に保持
し、出力端子（ＶＯ）に生じる出力電圧の直流成分の漸
増を防止し、出力の誤差を排除すれば、より正確な出力
を得ることができる。

また、集積化した場合の消費電力を低減する場合は、２
組以上に分割配置するように形成するとともに、タップ
係数を各組に切り換え出力する切９換え回路を設け、分
割数に応じてトランスバーサルフィルタ（１）を作動さ
せるクロック周波数を低くすればよい。

さらにクロック信号０の高周波成分が出力に重畳する場
合は、１タップ分のダミー回路を設け、該ダミー回路の
出力を反転した反転ダミー出力を、出力端子（■０）の
出力に重畳すれば、前述の高周波成分を除去することが
できる。

そしてトランスバーサルフィルタ（１）にＣＣＤ　ｔ、
ｚどの遅延線（１）Ｙ）を用いる必要がなく、各回路を
ＭＯＳトランジスタにより形成することができるため、
容易かつ安価に製造することができ、とくに、集積化す
る場合に製造が容易で安価なものとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のトランスバーサルフィルタのブロック図
、第２図はゴースト除去装置のブロック図、第３図以下
の図面はこの発明のゴースト除去装置の１実施例を示し
、第３図はブロック図、第４図および第５図はタイミン
グ回路の動作説明用波形図、第６図はゴーストの重畳し
た入力ビデオ信号の波形図、第７図は巡回積分回路の詳
細なブロック図、第８図は微分回路の動作説明用波形“
図、第９図ｉａ）　、　（ｂ）は比較回路の動作説明用
波形図、第１０図はトランスバーサルフィルタの結線図
である。 （１）・トランスバーサルフィルタ、（２）・・・Ｍ　
’ＩＦ　器、（４ｈ）・・・タップ係数メモリ、（５）
・・・タイミング回路、（６）・・・信号反転回路、（
７）・Ａ／Ｄ変挽変格回路８）・・・巡回ア第１４１や
、（９）　、−１９゜ッ、。、あ、１、。９１、エヤ、
　　ｉ（１ト・微分回路、（２）・・・比較回路、＋１
．’ｌ・メモリ、（ＡＩ））’・・・加算器、（１％Ｌ
Ｐ）’　、　（ＭＰ）“・・・乗算器、（ｍ）・・・ラ
ンダムアクセスメモリ、（ＳＰ＋）〜（ＳＰＭ）・・サ
ンプルホールドパルス用シフトレジスタを形成するフリ
ップフロップ、（ＦＧ＋）〜（ＦＧＭ）・・・サインデ
ータ用シフトレジスタを形成するフリップフロップ、（
Ｃ＋−＋）〜（ＯＮ−Ｍ　）・・コンデンサ、（Ｃｓ　
）・・・寄生容量、（Ｐ＋・１）〜（ＦＮ−Ｍ）−・デ
ジタルデータ用シフトレジスタを形成するフリップフロ
ップ、（８Ａ＋・１）〜（ＳＡＮ−Ｍ）・・・充電側ス
イッチ、（８Ｂ＋−＋　）〜（８ＢＮ−Ｍ）・・・出力
側スイッチ、（Ｓｅｔ−＋）〜（ＳＣＭ−２）・サイン
データ用スイッチ、（浸（１）〜（８１（Ｍ）　、　（
Ｓ）Ｉ＋−＋　）〜（ＳＨＭ−２）・・サンプルホール
ド回路、１）１・１〜ｌ凡ｕ・デジタルデータ、８１　
ＡＩＳＭ・・・サインデータ→→、Ｓｉｎ・・入力ビデ
オ信号、８ｉｎ・・・反転ビデオ信号、５ｏｕｔ　・出
力ビデオ信号、０・・・クロック信号。 代理人　弁理士　　藤田龍太部 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ■　テレビジョン複合映像信号をトランスバーサルフィ
   ルタに入力し、ゴーストの補正信号を形成するとともに
   、該補正信号と前記複合映像信号とを合成し、前記複合
   映像信号のゴースト成分を除去するゴースト除去装置に
   おいて、前記複合映像信号および該信号を反転した反転
   信号を順次にサンプルホールドすることをくり返す複数
   のサンプルホールド部と、該各サンプルホールド部から
   前記複合映像信号または前記反転信号を選択的に出力さ
   せるだめのサインデータの保持部と、各時刻に前記各サ
   ンプルホールド部から出力された前記複合映像信号また
   は前記反転信号と重みづけデータであるタップ係数との
   積の和を演算し、各時刻の前記補正信号を出力する演算
   部とにより前記トランスバーサルフィルタを形成し、か
   つ、前記複合映像信号の垂直同期信号前縁部近傍を抽出
   する抽出手段と、抽出された垂直同期信号をデジタル変
   換する変換手段と、前記デジタル変換によシ形成された
   デジタル信号をフィールド周期まだはフレーム周期毎に
   （］−α）倍　（０〈α〈１）シた信号と巡回積分回路
   のランダムアクセスメモリに読み込まれた１フイ一ルド
   周期または１フレ一ム周期前のデジ号を形成することを
   くり返し雑音の軽減されたデジタル信号を出力する雑音
   軽減手段と、前記雑音の軽減されたデジタル信号の１ク
   ロック差分を演算する差分手段と、前記複合映像信号か
   ら前記補正信号を減算して形成された前記コースト成分
   の除去された複合映像信号の微分または差分の信号とゴ
   ースト検知基準信号との比較によシボ−ストの有無を示
   すだめの２値化されたゴースト情報信号を出力するゴー
   スト情報出力手段と、前記ゴースト情報信号と前記差分
   手段から出力された１クロック差分信号との相関演算を
   行ない、相関演算結果の正負を判定して前記トランスバ
   ーサルフイルタの前記タップ係数それぞれを増減する相
   関演算手段とを備えたことを特徴とするゴースト除去装
   置。