JPS589292Y2 - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、その制御電圧に応じて出力パルス幅を制御す
るパルス幅変調器と、このパルス幅変調器の出力に応じ
て入力直流電圧をスイッチングして供給するスイッチン
グ回路とを有するスイッチングレギュレータに関する。

オーディオアンプ等の装置に供給する安定化直流電力を
スイッチングレギュレータによって得る場合、負荷の消
費電力が大きく変動するため、このレギュレータの出力
容量は、平均出力に比べ数倍のピーク出力が要求される
。

一般に、このようなスイッチングレギュレータに釦いて
は、平均出力では連続動作を保証し、またピーク出力で
は短時間のみ電力供給できるように設計されている。

この場合、アンプの最大出力測定時、或は短絡事故など
で、平均出力以上の電力を連続して取出すと、レギュレ
ータの構成部品が過熱して破壊するかそれがある。

本考案は上述の問題点にかんがみてなされたものであっ
て、その制御電圧に応じて出力パルス幅を制御するパル
ス幅変調器と、このパルス幅変調器の出力に応じて入力
直流電圧をスイッチングして供給するスイッチング回路
とを有するスイッチングレギュレータにおいて、上記パ
ルス幅変調器の出力を温度−抵抗変換素子（例えば正特
性サー□スタ）を介して上記スイッチング回路に供給す
るように構成すると共に、上記温度−抵抗変換素子と、
上記スイッチング回路のスイッチング素子とを熱的に結
合し、過負荷時において上記スイッチング素子が過熱し
た場合、上記温度−抵抗変換素子の抵抗値の変化によっ
て上記スイッチング回路の動作が停止されて上記入力直
流電圧の上記供給が停止され得るようにしたものである
。

このように構成することによって、スイッチング素子が
熱破壊しないようにしている。

以下本考案の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は本考案を適用したスイッチングレギュレータの
ブロック回路図である。

第１図に示すようにスイッチングレギュレータはチョッ
パ回路Ａ及びＤＣ／ＤＣコンバータＢを備えている。

商用電流からの交流入力は整流回路１０によって整流さ
れ、スイッチング回路１１に供給される。

このスイッチング回路１１では整流回路の直流出力電圧
Ｖ１をスイッチングして交流電圧Ｅ１’ｌｃ変換する。

このスイッチング回路１１の出力は、ローパスフィルタ
１２によって平滑された後、インバーター回路１３に供
給される。

このインバーター回路１３においては、フィルター２の
直流出力電圧Ｖ２から所定周波数の交流電圧Ｅ２が形成
され、この交流電圧Ｅ２は出カドランス１４によって昇
圧または降圧される。

そして出カドランス１４の出力は整流回路１５によって
整流され、定電圧出力が得られるようになっている。

また上記ローパスフィルター２の出力はＤＣ電圧帰還回
路１７を介してパルス幅変調器１８に加えられる。

一方、上記出カドランス１４には、その−次巻線に供給
されるインバーター回路１３の交流出力電圧Ｅ２に同期
した同期信号Ｅ３を検出するための巻線１９が施されて
いる。

そしてこの巻線１９によって検出された同期信号は積分
回路等を含む三角波発生回路２０を介してパルス変調器
１８に加えられる。

そしてこのパルス変調器１８によって上記ローパスフィ
ルター２の直流出力変動がパルス幅の変動に変換され、
このパルス変調器１８の出力に応じてスイッチング回路
１１のスイッチング時間が制御される。

故に定電圧の直流出力ＤＣが第１図のスイッチングレギ
ュレータから得られる。

第２図は第１図のチョッパ回路Ａの詳細を示し、また第
３Ａ図及び）第３Ｂ図は第２図の各部の波形を示してい
る。

商用電源２２の電圧は整流回路１０によって整流され、
コンデンサＣ１でもって平滑される。

平滑された直流電圧Ｖ１はダーリントン接続されたトラ
ンジスタＱ１．Ｑ２ 、Ｑ３．Ｑ４及び抵抗Ｒ１ｔＲ２
ｔＲ３ｗＲ４ｔＲ５から成るスイッチング回路１１に供
給され、ここで交流電圧Ｅ１に変換される。

この交流電圧Ｅ１は、チョークコイルＬ及びコンデンサ
Ｃ２から成るローパスフィルタ１２に供給され、直流電
圧Ｖ２が形成される。

この直流電圧Ｖ２はインバーター回路１３に供給され、
ここで第３Ａ図ａに示す矩形波の交流電圧Ｅ が形成さ
れる。

この交流電圧Ｅ２は第１図に示すように出カドランス１
４に供給される。

出カドランス１４の巻線１９から得られるインバータ回
路１３の交流出力電圧Ｅ２に同期した同期信号Ｅ３は三
角波発生回路２０において積分され、ここで第３Ａ図す
に示すような三角波Ｅ４が形成される。

一方、ローパスフィルター２の出力電圧Ｖ２は抵抗Ｒ７
ｓ Ｒ６によって分割され、この分割電圧Ｖ３は、上記
三角波Ｅ４と混合された後、トランジスタＱ５のベース
に供給される。

従ってトランジスタＱ５のベース電圧は第３Ａ図Ｃに示
すように分割電圧Ｖ３（一点鎖線）に三角波Ｅ４を重畳
したものとなる。

上記トランジスタＱ５とトランジスタＱ６とはパルス幅
変調器１８を構成していて、第２図に示すようにこれら
のトランジスタＱ５ 、Ｑ＋）は差動増幅器となってい
る。

即ち、トランジスタＱ５及びＱ６のエミッタは共通に接
続され、抵抗Ｒ８を介して整流回路１０の直流出力電圧
Ｖ□が供給されるようになっている。

またトランジスタＱ６のベースには、ローパスフィルタ
１２の直流出力電圧Ｖ２から抵抗Ｒ９及びツェナーダイ
オードＺＤによって形成された一定直流電圧Ｖ４が供給
されている。

この直流電圧ｖ４は、第１図に示すレギュレータの出力
電圧が定格のとき、即ち、第２図のローパスフィルタ１
２の直流出力電圧Ｖ２が上記定格出力に相当する電圧の
とき、第３Ａ図Ｃに示すように三角波Ｅ４の平均レベル
に一致するヨウに設定されている。

トランジスタＱ５及びＱ６から成る差動増幅器において
は、トランジスタＱ６のベース電圧Ｖ４よシトランジス
タＱ５のベース電圧（Ｖ３＋Ｅ４）が低いときに、トラ
ンジスタＱ５がオンとなる。

従って、レギュレータが定格で動作しているときには、
第３Ａ図ｄ、に示すように、デユーティがほぼ５０％の
電流ｉが抵抗Ｒ８、トランジスタＱ５、正％性サーミス
タＴＨを通って制御トランジスタＱ４のベースに流れる
。

このためトランジスタＱ４がこの電流ｉに応じてオン・
オフし、従って、スイッチング回路１０の各トランジス
タＱ１．Ｑ２゜Ｑ３がほぼ５０条のデユーティでオン・
オフする。

な卦サーミスタＴＨと並列接続されているコンデンサＣ
３はトランジスタＱ４のスイッチングを良好にするため
のスピードアップコンデンサである。

なおトランジスタＱ５及びＱ６ のコレクタ電流の平均
値■は、トランジスタＱ５−Ｑ６のエミッタの電圧がン
エトダイオードの電圧Ｖ４にトランジスタノヘースーエ
ミッタ電圧ＶＢＥを加えたものであるので、 となっている。

次に第１図に示すスイッチングレギュレータの負荷が増
加して、その出力電圧ＤＣが低下したとすると、第２図
のローパスフィルタ１２の直流出力電圧Ｖ２もそれに応
じて減少し、抵抗Ｒ７とＲ６との分割点の電圧Ｖ３が減
少する。

従って、トランジスタＱ５のベースの電圧は第３Ｂ図Ｃ
′に示すようになり、トランジスタＱ４のベースに流れ
る電流ｉのパルス幅が増加する。

そしてこのパルス幅に応じてスイッチング回路１１がオ
ンとなるので、第３Ｂ図ｄ′に示す電流ｉが流れる。

故に負荷が増えた場合には、より多くの電流がローパス
フィルタ１２を介してインバーター回路１３に供給され
この結果、レギュレータの出力電圧ＤＣが一定に保たれ
る。

なお過大な負荷が長時間連続してかけられた場合には、
スイッチング回路１０の出力トランジスタＱ１が過熱す
る。

このトランジスタＱ１のコレクタ若しくはコレクタ放熱
板にはトランジスタＱ５のコレクタに接続された既述の
サーミスタＴＨが取り付けられている。

このサーミスタＴＨは正の温度特性を有していて、温度
が上昇すると抵抗値が増加する。

従って、トランジスタＱ１が過熱して、サーミスタＴＨ
の両端の電圧降下が（ｖ４＋ＶＢＥ）に近ずくと、トラ
ンジスタＱ５のエミッタ電圧はほぼ（Ｖ４＋ＶＢＥ）に
保たれているため、抵抗Ｒ５の両端の電圧がＶＢＥ 以
上となる。

この結果、トランジスタＱ４がオフ状態となり、トラン
ジスタＱ１−Ｑｚ−Ｑ３のスイッチング動作が停止され
る。

このようにして、レギュレータが連続的に過負荷となっ
てその構成素子が過熱により破壊するのを防止すること
ができる。

なお上記サーミスタＴＨをインバーター回路内の駆動ト
ランジスタのコレクタまたはコレクタ放熱板に取付けて
も同様な効果を得ることができる。

本考案は上述の如く、スイッチングレギュレータにおけ
るスイッチング回路を制御するパルス幅変調器の出力を
、温度−抵抗変換素子を介して上記スイッチング回路に
供給するようにすると共に、スイッチング回路のスイッ
チング素子と上記温度−抵抗変換素子とを熱的に結合す
るようにし、過負荷時において上記スイッチング素子が
過熱した場合、上記温度−抵抗変換素子の抵抗値の変化
によってスイッチング回路の動作が停止されて上記入力
直流電圧の上記供給が停止され得るようにした。

故に過負荷時にスイッチング素子が熱破壊するおそれが
ないスイッチングレギュレータヲ比較的簡単な回路構成
で以って得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案を適用したスイッチングレギュレータの
ブロック回路図、第２図は第１図のチョッパ回路Ａの詳
細を示す回路図、第３Ａ図及び第３Ｂ図は第２図の各部
の波形を示す波形図である。 なお図面に用いられている符号において、１１はスイッ
チング回路、１８はパルス幅変調器、ＴＨはサーミスで
ある。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. その制御電圧に応じて出力パルス幅を制御するパルス幅
   変調器と、このパルス幅変調器の出力に応じて入力直流
   電圧をスイッチングして供給するスイッチング回路とを
   有するスイッチングレギュレータにおいて、上記パルス
   幅変調器の出力を温度−抵抗変換素子を介して上記スイ
   ッチング回路に供給するように構成すると共に、上記温
   度−抵抗変換素子と、上記スイッチング回路のスイッチ
   ング素子とを熱的に結合し、過負荷時に卦いて上記スイ
   ッチング素子が過熱した場合、上記温度−抵抗変換素子
   の抵抗値の変化によって上記スイッチング回路の動作が
   停止されて上記入力直流電圧の上記供給が停止され得る
   ようにしたスイッチングレギュレータ。