JPS5892884A - 電子時計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電子時開における高精度化を月相したものであ
り、その精度−を長期に渡って維持するような時計の改
良に関するものである。

従来、水晶振動子を用いた電子詩語は比較的精度が良く
、月差で数秒、又年間誤差としても数１０秒程度のもの
が提供されている。　　−しかしながら、年間の誤差を
１秒以内に高精度化することは限られたスペースの電子
時開では困難とされていた。

この理由として、ウォッチ用として普及しているＸＹタ
イプ杢晶振動子を屈曲音叉珊切子として用いた場合と、
クロック用として普及しているＡＴカット水晶撮動子の
厚み滑り振動を用いた場合について、次の要因があげら
れる。

・（１）ＸＹタイプの３２　ｋ　ｌ（ｚ台の水晶振動子
は、非・常にバラツキの少ない２次曲線的な周波数温度
特性を何するため温度補償機能を付加することでその温
度特性を比較的広い温度範囲にわたり良好なむのとする
ことは可能であるが、振動子の長期にわたるエージング
特性の改良は、その振動モード、支持などにより超高精
度を達成するという面からは困難であった。

（２１ＡＴカツトのＭＨｚ帯の水晶振動子は、その振動
モード、及び高い発振周波数などの有利な点に支えられ
て、非常に高い安定性を有しているが、はぼ三次曲線で
あられされる周波数温度特性は、カット角誤差などによ
り非常にバラツキ大となり。

使用温度範囲でフラットとすることは困難であり、又温
度補償も三次曲線のため困難でありた。

以とに１各べたようｆｆ、　Ａ　Ｔ水晶振動子とＸＹＹ
晶振動子は各々長所と短所をもつため上記水晶振動子の
どちらか一個を選択した場合では、時数の到達可能な精
度はＡＴ水晶振動子を選別して特に良いものを選別した
場合でも年間誤差は数秒が限度であった。

本発明は上記欠点を無くし、時間基準発撮源に温度補償
の容易なＸＹＹ晶振動子を用い、エージング誤差の補正
基準発振源としてＡＴ水晶振動子を用いて、高精度を長
期に渡って維持する電子時計を提供することを目的とし
ている。

具体的には、時計の温度変動に対してはＸＹＹ晶振動子
を用いて温度補償を施すことにより温度の与える時計誤
差を吸収し、前記ＸＹ水水晶振動動子時間経過にともな
って変動するエージング誤差に対しては長期安定性にす
ぐれているＡＴ水晶振動子の特定温度範囲（１例として
２４〜２５℃）のみの値を基準値として前記ＸＹＹ晶振
動子を校正゛することにより、時計に誤差を発生させる
要因のほとんどを取り除くことをめざしている。

次に本発明による電子時開の動作の概要について第１図
に示す電子時計のブロック図により説明する。

図中１はＸＹＹ晶振動子を有し、基準信号を発生するた
めの低周波発振回路、２は低周波発振回路１は出力周波
数を補正する補正装置、６は分周回路３１及び表示駆動
回路６２等により構成される時計回路ブロック、４は温
度センサを含む温度検出装置、５は時刻表示ブロック、
６はＡＴ水晶振動子を有し、校正用信号を発生する高周
波発振回路、７は前記高周波発振回路６０発振動作り制
御する発振制御回路、８は低周波発振回路１と高周波発
振回路乙の出力周波数を比較する比較回路である。

上記構成による電子時計の動作を３動作に分けて説明す
る。

第１の動作は電子時計の通常動作であり、低周波発振回
路１からの信号が補正装置２を通って分周回路３１と表
示駆動回路３２を含む時計回路ブロック乙に印加され、
時刻表示ブロック５を駆動゛するようになっている。

第２の動作はエージング補正動作であり、温度検出装置
４は特定の温度、例えば２４°Ｃ〜２５°Ｃν検出した
ときに発振制御回路７と比較回路８に信号を送り、発振
制御回路７はこれを受けて高周波発振回路６を作動させ
、比較回路８は前記高周波発振回路６と低周波発振回路
１との周波数のズレを測定してエージング誤差情報を作
成し、補正装置２はこのエージング誤差情報を受は取っ
て低周波発振回路１の信号を補正しているのである。

槙３の動作は温度補正動作であり、温度検出装置４より
補正装置２に対して直接温度情報が送られ、補正装置２
は、この温度情報により低周波発振回路１の温度補正を
行なっている。

以上の３動作より補正装置２は２つの機能を有すること
になる。すなわち、エージング誤差情報を受けとって、
全温度領域に渡って同量の補正を行う機能と、温度情報
を受は取って低周波発振回路１のもつ２次曲線的藺波数
温度特性をフラットにすべ（温度毎に異った補正をする
機能である。

以下では前者をエージング補正機能、後者を温度補正機
能とする。

第２図は上述した動作による温度特性の様子を示した特
性図である。横軸は温度θ（℃）、縦軸は周波数偏差酵
をあられす。

ｆ、は高周波発振回路６の温度特性を示しており、はぼ
三次曲線といえるうねりを有している。この温度に関す
るうねりは前述したように容易に取り除くことはできず
、このためＡＴ水晶振動子といえども絶対基準発振源と
することが困難で、あった。

そこで、本発明は特定の温度、例えば図示の如く２４９
Ｃ〜２５℃においてのみ参照することでこのうねりを無
視できるようにした？である・なお・高周波発振回路６
は前記特定温度でのみ動作するので、他の温度での周波
−数は参考用として図示しである。

ｆ４は低周波発振回路１の周波数温度特性を示しており
、常”門付近に頂点を有する二次曲線とな・ている。ｆ
２は前記温度補正機能により温度補正され広い温度範囲
にわたって誤差がわずかなものとなった温度特性曲線で
あり、ｆ、はエージング誤差が発生して遅れとなってし
まつｊこときの周波数温度特性曲線を示しており、’２
　とｆ、の差ｆ２−ｆ３が、補正すべきエージング誤差
と℃１うことになる〇 したがっ七、本発明°の比較回路８から補正装置２に送
られるエージング情報はこのｆ２−ｆ、にほかならない
。

そのため、比較回路８は２つの機能を有することになる
。すなわち、エージング誤差が零の初期データとしての
ｆ’、、ｔ　−ｆ　２を、あらかじめ記憶してお（機能
と、温度検出装置４の動作指令が来たときにｆ、、−’
　ｆ”、を測定して、修正すべきエージング誤差ｆ２−
ｆ、を割り出す機能である。以下では前者を初期データ
記憶機能、′後者を修正データ割り出し機能と呼ぶこと
にする。

こうして、比較回路８が初期データ記憶機能と修正デー
タ割り出し機能を備えたことにより、低周波発振１回路
１のみでは実現できなかったエージング誤差の補正が高
周波発振回路６の特定温度における発振周波数を絶対基
−と）ることにより可能ここで、具体例の１′−に入る
前に第１図に於ける補正装置２について説明を加えてお
、（。

第１図では、低周波発振回路１の発振信号な分周回路６
１により分周し時計用の時間基準信号ｆｌｌを得て、こ
れにより時刻表示を行なう標準的な電子時計の発振・分
局−表示システムに於いて時間基準信号ｆ８を補正する
補正装置２が挿入されている。電子時計としてみるとき
、との゛補正装置２は結果的に計時用の時間基準信号ｆ
８を補正するものであればよ（、実際にはこの観点から
補正手段が選らばれる。この補正手段として主なものに
発振周波数を直接制御するものとして電圧制御発振回路
を用いる手段、発振容量の制御による手段など、又分周
比を可変とするものとして分周回路へのパルス割込み手
段などがある。次に説明する実施例は補正手段として、
このうち発振周波数を直接制御する発振容量制御手段の
一つである発振容量を時分割で切換え平均発振周波数を
この時分割比で制御する手段を採用している。

第３図は第１図における電子時計の具体的な構成を系す
回路図であり、第４図、第８図はこの第３図の電子時計
における要部回路図であり、これら第３図、第４図、第
８図により前記第１の動作筒２の動作、第３の動作をそ
れぞれ説明する。

第３図は第１図における低周波発振回路１と補正装置２
を具体的に示す電子時計の回路図である。

図中、低周波発振回路１と補正装置２は一体となって基
準信号発生装置９を構成する。基準信号発生装置９にお
いて、低周波発振回路１は基本的なＣＭＯ８発振回路で
あり、帰還抵抗１１、発振用インバータ１２、水晶振動
子１３、入力側容量１４、出力側容量１５により構成さ
れ低周波発振信号ｆＬを出力する。なお、この基本構成
のみによる出力信号を基準信号ｆ、とあられす。補正装
置２は比較回路８よりエージング情報信号Ｓ、が供給さ
れエージング補正信号ＳＡを出力するエージング補正回
路２１と、温度検出装置４より温度情報信号Ｓ４が供給
され温度補正信号Ｓ、を出力する温度補正回路２２と、
前記エージング補正信号ＳＡ、温度情報信号Ｓ？を制御
入力信号とする発振周波数制御回路２３．２４により構
成される。

なお発振周波数制御回路２６及び２４と補正回路２１及
び２２は第１及び第２の補正手段を構成し゛ている。発
振周波数制御回路２３．２４は前記低周波発振回路１の
発振容量であるそれぞれ入力側容量１４、出カー側容量
１５と盤側にそれぞれスイッチング容量２３２．２４２
を配置し、それぞれエージング補正信号ＳＡ、温度補正
信号Ｓ？を制御入力信号とし、この信号の論理Ｏで前記
発振容量にスイッチン（容量をプラスし低周波発振信号
ｆＬの周波数を下げるためのそれぞれスイッチ素子２３
１．２３２により構成される。

上記構成における前記第１の動作について説明する。今
、エージング補正−信号８Ａ、温度補正信号Ｓ、が論理
１をとる時間割合をそれぞれψ６、ψ７とおき以下エー
ジング補正率、温度補正率とし、両補正率ψについてψ
＝１とψ−０の低周波発振周波数ｆＬ、の差をそれぞれ
ｆ　ＩＩＷＡ　、ｆ　ｓｗｔとおり鐸本実施例のＣＭＯ
８水晶発振回路では、ｆ　ｇｗＡとψ、による周波数シ
フトとｆ８ＷＴと９丁による周波数シフトは独立で１き
、又ψいψｉとこのψ６、ψ、による周波数シフトは線
形とみることができることより、低周波発振周波数ｆＬ
は平均周疲数で次式であられされる。

ｆＬ　＝ｆｌ　　　’ＩＩＷＡ　　Ｘ　（１−ψＡ　　
）　−ｆｓｗｔ　　Ｘ（１−ψＴ　）・・・・・・・・
・（１） すなわち、基準低周波発振周波数ｆＩｌにエージング補
正項　−ｆｉｗａ　Ｘ’（１−ψ、）　と温度補正項　
−’ｓｗｔＸ（１−ψ？）　を加えた低周波発振周波数
ｆＬが実現されることになる。

第４図は第３図における温度検出装置４．高周波発振回
路諷、発振制御回路７、比較回路８、エージング補正回
路２１の具体的な構成を示す要部回路図である。第５図
、第６図、第７図の電圧波形図を参照しながら第４図に
ついて説明する。

温度検出装置４において、λ１は温度情報信号Ｓ４を出
力する温度レジスタ４０を備えた温度検出回路であり、
この温度情報信号Ｓ、はＴｏ、Ｔ７、・・・・・・・・
・Ｔ、の９ビツトよりなり次式で示す温度情報値Ｔをあ
られす。

Ｔ＝Ｔ０Ｘ２°十’ｒ、　Ｘ２’　十　・・・・・・　
＋Ｔ８Ｘ２’　　・・・（２）なお温度検出回路４１の
内容については後述するが、この温度情報値Ｔは温度と
比例するものである。

４２は前記温度情報信号Ｓ４のうちＴ３ｓ　Ｔ４ｓＴ５
　ｓ　Ｔ６　とＴ７を入力とＱ全入力信号が同じ論理値
のときのみ論理１を出力する ＥＸ　（！　１　ｕ　ｓ　ｉ　ｖ　ｅ−ＮＯＲ（以下Ｅ
ＸＮＯＲと略す）回路４２１と、このＥＸＮＯＲ回路４
２１の出力信号と前記温度情報信号Ｓ４のうちＴ８をイ
ンバータ４２２により反転した信毎を入力し特定温度ｉ
件信号Ｓ４２を出力するＡＮＤ回路４２６よりなる特定
温度検出回路である。

４３は２個のＮＯＲ回路よりなる公知のセットリセット
型フリップフロップ（以下Ｒ８ＦＦと略す）であり、セ
ット入力端子Ｓには同期４時間信号ｇ１６４ｈ　　が供
給され、リセット入力端子Ｒには後述の発振タイミング
信号８４１１が供給され、出力端子Ｑより比較時間条件
信号８４３を出力する。

なお本願では低周波発振信号ｆＬを分周した信号を同期
信号とするとき、記号ダに。その周波数又は周期（秒は
Ｓ％瞬時間ｈをつける）の概略値を添えてあられす。

４４はＡＮＤ回路であり前記特定温度検出回路４２より
特定温度条件信号Ｓ、２を入力し、前記Ｒ８ＦＦ４５よ
り比較時間条件信号Ｓ４．を入力し、比較条件信号８４
４を出力する。

４５はＲＳ　Ｆ　Ｆ−１１−ありセット入力端子Ｓには
前記比較条件信号Ｓ４４が供給され、リセット入力端子
Ｒには同期６４秒信号グ。４１１が供給され、出力端子
Ｑより発振タイミング信号Ｓ４５を出力する。

４６はＡＮＤ回路であり、この発振タイミング信号Ｓ４
５と同期３２秒信号１３２ｇを入力し比較タイミング信
号Ｓ４６を出力する。上記構成を有する温度検出装置４
の動作について第５図により説明する。

第５図において、（イ）は同期６４秒信号ダ。４ＢＴｈ
←）は同期３２秒信号１ｓ２−１ｆｅは同期４時間信号
１ａ　ｈｌに）は特定温度条件信号Ｓ４□、（ホ）は比
・較時間条件信号Ｓ４３、（へ）は比較条件信号５４４
１（ト）は発振タイミング信号Ｓ４６、（イ）は比較タ
イミング信号Ｓ４６をあられす。

温度検出回路４１の温度レジスタ４０は（ハ）に示、す
同期６４秒信号０６４ｓの立下りのタイミングで温度情
報値Ｔをセットする。このとき特定温度検出回路４２は
１３ｍ　　４％　１４１％　Ｔ６ｓ　Ｔ？が同値でＴ８
が論理Ｏのとき、すなわち １２０≦Ｔ（１３６のとき特定温度条件信号Ｓ４□を論
理１とする。

今ｔ１時点で（ハ）に示す如（同期４時間信ｆＡｈが立
上るときＲ８ＦＦ４３はセットされ比較時間条件信号８
４３は（ホ）に示す如く論理１となる。この比較条件信
号８４３が論理１の状態に於いて１、時点でに）に示す
如く特定温度条件信号Ｓ４２気ｋ が論理１となるときＡＮＤ回路４４により（へ）に示す
如（比較条件信号Ｓ４４は立上りＲ８ＦＦ４５により（
ト）に示す如（発振タイミング信号８４５が立上る。こ
の発振タイミング信号８４Ｂの論理１　、は（ホ）に示
す比較時間条件信号８４＋１をリセットし。

これにより（へ）に示す比較条件信号８４４−も論理Ｖ
となる。

ｔ１時点でＲＳ　Ｆ’Ｆ、、４５は（ハ）に示す同期６
４秒信号ｙ３，４．によりリセットされ、（ト）に示す
如く発振タイミング信号Ｓ４．が論理０となる。この（
ト）に示す発振タイミング信号８４５のｔ、〜ｔ４間の
論理１のうちＡＮＤ回路４６により←）に示す同期３２
秒信号グ、２８とＡＮＤがとられ（至）に示す如（比較
タイミング信号ｓａｇは後半ｔ３〜ｔ４気〃 の時点で論理ｌをとることになる。（ホ）に示す如くｔ
２時点で論理Ｏとなった比較時間条件信号Ｓ４３はｔ、
から４時間後のｔ５時点でｅ→に示す同期４時間信号５
２’４　ｈが立上るまで論理０を維持することになる。

すなわち、温度検出装置４は温度情報値が　１２０≦Ｔ
＜１３６　　となるとき最小時間間隔４時間毎に３２秒
間論理１となる発振タイミング信号Ｓ６．を出力すると
ともに、この発振タイミング信号８４５の後半の１６秒
間論理１となる比較タイミング信号Ｓ４’６を出力する
。

高周波発振回路６は発振用インバータ６１、帰還ゝ抵抗
６２．水晶振゛動子６６、入力側容量６４、出力側容量
６５と波形整形用インバータ６６からなり、高周波発振
信号ｆヨを出力する基本的なＣＭＯ８水晶発振回路より
なる。

発振制御回路７はグラス電源７１を前記高周波発振回路
６の発振用インバータ６１のプラス電源端子に供給し、
インバータ７２により前記温度検出装置４からの発振タ
イミング信号”４５を反転し発振インバータ６１のマイ
ナス電源端子に供給する。

上記構成となる発振制御回路７と、高周波発振回路６に
おいて、今、温度検出回路４から論理０の発振タイミ／
グ信号Ｓ４．が供給されるとき。

この信号はインバータ７２により反転され発振用インバ
ータ６１のマイナス電源端子に供給される。

これにより発振用インバータ６１のプラス電源端子とマ
イナス電源端子はともに論理１となるため電力が供給さ
れず、高周波発振回路６の発振動作は止まる。逆に、論
理１の発振タイミング信号Ｓ４．が供給されるときイン
バータ７２により論理Ｏが発振用インバータ６１のマイ
ナス電源端子に供給されるため、これにより発振用イン
バータ６１に電力が供給され、高周波発振回路６は発振
し高周波発振回路ｆ８を出力する。すなわち、高周波発
振回路６は発振タイミング信号Ｓ４５の論理〃 理１で発振する間欠発振動作を行う発振回路である。

比較回路８について説明する。

８１はＤタイプＦＦよりなり、位相検出手段を構成する
位相比較回路であり、クロック入力端子ＣＬには基準信
号発生装置９より低周波発振信号ｆＬが供給され、デー
タ入力端子りには高周波発振回路６より高周波発振信号
ｆＨが供給され、出力端子Ｑより位相信号ｆ、を出力す
る。

８・２はＡＮＤ回路であり、この位相信号ｆ、と前記温
度検出装置４からの比較タイミング信号Ｓ４６　とを入
力し位相差パルス列信号５１１２を出力する。

８３はＮＯＲ回路′であり同期６４秒信号Ｖ、４８と同
期３２秒信号グ８，８を入力し位相差クリア信号ｓａｓ
を出力する。

８４は１０桁のカウンタにより構成される位相差カウン
タであり、クロック入力端子グには前記位相−１′パル
ス列信号Ｓ８２が供給され、リセット入力端子Ｒには前
記位相差クリア信号ＳＳＳが供給され、】０桁目の出力
端子Ｑ、より補正符号信号Ｓ８．を出力する。

８５は補正信号作成回路であり、前記比較タイミング信
号Ｓ、６をインバータ８５０により反転した信号を入力
端子り、より入力し同期２信号号ダ２３の反転信号１２
’２ｇを入力端子Ｌ２より入力し出力端子Ｑより１パル
ス補正信号Ｓ８６．を出力するラッチ回路８５１と、こ
の１パルス補正信号Ｓ８３．と同期８　Ｈｚ信号グ、を
入力とし８パルス補正信号Ｓ８，２を出力するＡＮＤ回
路８５２と、前記１τ”Ｉ相差カウンタ８３の出力端子
Ｑ３ｈＱ４　％・・・・・・Ｑ７％Ｑ８の信号を入力し
特定位相差信号Ｓ８，３を出力するＥＸＮＯＲ回路８５
６と、この特定位相差信号Ｓ８，３を入力端子Ｃより入
力し、入力端子Ａより前記１パルス補正信号Ｓ８，１を
入力し、入力端子Ｂより前記８パルス補正信号Ｓ８，２
を入力し、出力端子Ｑよりパルス補正信号８８５を出力
するＡＢセレクタ８５４とにより構成される。なおラッ
チ回路８５１とＡＢセレクタ８５４は周知の回路であり
、ラッチ回路８５１は図示の如＜ＡＮＤ回路１個とＮＡ
ＮＤ回路２個より構成され、入力端子Ｌ１がらの入力信
号の立上りから、入力端子Ｌ２の入力信号の立下り時点
まで論理１となるパルス信号を出力端子Ｑより出力する
ものであり、ＡＢ古レしタ８５４は制御入力端子Ｃの入
力信号が論理１のとき入力端子Ａからの入力信号を出力
端子Ｑに通し、論理Ｏのとき入力端子Ｂからの入力信号
を出力端子Ｑに通すものである。上記構成を有する比較
回路８の動作について第６図により説明する。

第６図において、（イ）は同期６４秒信号ダ。４６％（
ロ）は同期３２秒信号ダ、□８、（ハ）は位相差クリア
信号Ｓ８３、に）は比較タイミング信号Ｓ４６、（ホ）
は補正符号信号Ｓ８４、（へ）は１パルス補正信号Ｓｓ
　５１　、（））’＆ま８パルス補正信号５８５２、（
イ）は特定位相差信号５ｓｓｓ、Ｑ））はパルス補正信
号Ｓ８５をあらおす。なおｔ、〜ｔ３間は３２秒、ｔ３
〜ｔ４間は１秒である。

ヒ）、（ロ）に示す同期信号に対しＮＯＲ回路８６によ
り位相差クリア信号ｓ８３はを今に示す如＜ｔ＋〜ｔ２
で論理ｌとなり位相差カウンタ８４はリセットされるた
め（ホ）に示す如く補正符号信号ｓ８４は論理Ｏとなる
。次にｔ２からｔ８時点でに）に示す如く温度検出装置
４から供給される比較タイミング信号Ｓ４６が論理１と
なるとき、すでに説明の如く温度検出装置４はｔ、から
１３時点で発振タイミング信号”４５を論理１とし、こ
れにより高周波発振回路６は発振動作中であるため位相
比較回路８１は低周波発振信号ｆＬをサンプリング信号
として高周波発振信号ｆ１１の位相検出を行ない位相信
号ｆ、を出力しており、ＡＮＤ回路８２はこの位相信号
ｆ、を通し位相差パルス列信号Ｓ８２とし、位相差カウ
ンタ８４ば、このｔ２から１３時点の１６秒間この位相
差パルス列信号Ｓ８２すなわち位相信号ｆ、をカウント
する。

すなわち、比較タイミング信号ｓ４６は位相信号ｆ、の
サンプリング動作を制御する信号となっぞいる。（ホ）
に示す位相符号信号ｓ８４は、位相差カウンタ８４の最
上位桁の出力信号であることがら、ｔ１時点で位相差カ
ウンタ８４のカウント数ゼロのとき論理０でスタートし
＆　　２２０時点でカウント数５１２となるとき論理１
に反転し、ｔ２２時点でオーバーフローが起こりカウン
ト数が１０２３からゼロとなるとき論理０となる。ｔ２
から１３時点で補正符号信号ｓ、４は、このｔ２からｔ
２１　　までの動作を繰返すことになる。

このときＥＸＮＯＲ回路８５３の出力信号である特定位
相差信号Ｓ８５．は位相差カウンタ８４のカウント数が
５０４以上５２０未満のとき論理１となるため（イ）に
示す如くなる。前記サンプリング動作終了時点であるｔ
８時点の位相差カウンタ８４の内容を位相差カウント数
ＣＰとおくとき、次式であられされる。

Ｃｐ　””〔ｆｐ　Ｘｌ、６　）　　２’°Ｘ　”　ｐ
　　　−−（３）ここでｎ、はｔ２がら２３間での位相
差カウンタ８４のオーバーフローの回数であり、’［）
“はデジタル値化をあられす。１３時点の（ホ）に示す
補正符号信号Ｓ８４と（イ）に示す特定位相差信号Ｓ６
，３はこの位相差カウント数Ｃ１により一義に決まり、
ｔ２時点ｅつに示す位相差クリア信号８８３の論理１で
位相差カウンタ８４がリセットされるまで維持される。

Ｉｔ＋ｅｆｉはＣ，＝５１５１１．＝１の例であり５３
時点で補正符号信号５ｌ１４は５１２≦ＣＰにより論理
１、特定位相差信号Ｓ８，３は ５０４≦Ｃｐ’　（５２０により論理１となっている。

次のｔ３から２４時点ではラッチ回路８５１により（へ
）に示す１パルス補正信号Ｓ６３．に１パルスが出力さ
れ、又ＡＮＤ回路８５２により（ト）に示す８パルス補
正信号Ｓ８，２に８パルスが出力される。ＡＢセレクタ
８５４は（イ）に示す如く特定−位相差信号Ｓ８，３が
論理１のときは（へ）に、示す１パルス補正信号Ｓ８，
１をω）に示す如くパルス補正信。

号Ｓ８．とする。なお逆に特定位相差信号Ｓ８，３が論
理０のときは（ト）に示す８パルス補正囁〃 信号Ｓ８３．をパルス補牢信号Ｓ８５　とする。　−゛
すな、わち、比較回路８は比較タイミング信号Ｓ４６の
論理Ｙで高周波発振信号ｆ８と低周波発振信号ｆＬどの
位相比較を行ない、これをカウントした値である位相差
カウント数Ｃｐに応じてエージング情報信号Ｓ８として
の補正方向に対応した信号である補正符号信号Ｓ、４を
定めるとともに、同じく王−ジング情報信号Ｓ８として
のｉ正量に対応した信号であるパルス補正信号８１１５
を出力する。

具体的には補正符号信号８１１４は５１２≦Ｃｐで論理
１、Ｃｐ（５１２で論理０となり、又パルス補正信号Ｓ
８．は５０４≦Ｃｐ＜５２０のとき１パルス、その他ρ
ときは８パルスよりなるパルス信号となる。

エージング補正回路２１について説明する。

２１１は前記比較回路８で説明したラッチ回路であり、
入力端子り、には同期２秒信号の反転信号ｙ５２．が供
給され、入力端子Ｌ２には同期５１２Ｈｚ信号の反転信
号戸５１・１．、が供給され、出力端子Ｑよりエージン
グ補正同期信号グ、を出力する。

２１２は１０桁のアップダウンカウンタより成る切替比
記憶回路であり、クロック入力端子グには前記比較回路
８よりパルス補正信号Ｓａｓが供給され、アップダウン
モード入力端子ＵＤには前記比較回路８より補正符号信
号Ｓ８４が供給される。

このアップダウンカウンタ２１２はアップダウンモード
入力端子ＵＤかもの入力信号が論理ｌのときはアップカ
ウンタ、論理Ｏのときはダウーンカウ／りとして働く公
知のカウンタである。２１６は。

ＡＮＤ回路であり後述する切替回路゛２１５の出力端子
Ｑの出力信号と同期５１２Ｈｚ信号り６１．を入力しカ
ウントアツプ信号５２１３を出力する。

２１４は１０桁のプリセッタブルカウンタであり、デー
タ入力端子り。、Ｄｌ、・・・・・・Ｄ９には前記切替
比記憶回路２１２の出力端子Ｑ。、Ｑｌ、・・・・・・
Ｑ、の出力信号が供給され−プリセットイネーブル端子
ＰＥには前記エージング補正同期信号ｙ３Ａが供給され
、クロック入力端子ダには前記カウントアツプ信号Ｓ２
，３が供給され出力端子Ｑ、よりオーバーフロー信号Ｓ
２，４−を出力する。

このプリセッタブルカウンタ２１４はプリセット気〃 イネーブル島子ＰＥの入力信号の論理１でデータ入力端
子ｂ０、Ｄｌ、・・・・・・Ｄ、の入力信号にプリセッ
トされる公知のカウンタである。２１５はトリガータイ
プＦＦより成る切替ＦＦであり、クロック入力端子グに
は前記オーバーフロー信号Ｓ２，４が供給され、リセッ
ト入力端子Ｒには前記エージング補正同期信号ダ、が供
給され、出力端子Ｑよりエージング補正信号ＳＡを出力
する。

このトリガータイプＦＦはクロック入力端子ダからの入
力信号の立下りで出力信号を反転するカウンタで用いら
れる公知のＦＦである。上記構成を有するエージング補
正回路２１の動作について第７図を用いて説明する。

第７図において、（イ）は同期５１２Ｈｚ信号Ｏ，，’
、、（ロ）はエージング補正同期信号９１Ａ、（ハ）は
カウントアツプ信号Ｓｔｔユ、に）はオーバーフロー信
号５ｔ１４、（ホ）はエージング補正信号ＳＡをあられ
す。ｔ、から１３間は２秒となっている。

（イ）に示す同期５１２Ｈｚ信号グ２，２に対し、ラッ
チ回路２１１は（ロ）に示す如く２秒周期のノくルス信
号であるエージング補正同期信号グ、を出力する。

１７時点で（ロ）に示す如くエージング補正信号ｙ３Ａ
が論理１となるときプリセッタブルカウンタ２１４には
切替孔記憶回路２１２の値がプリセットされる。又、切
替ＦＦ２１５はリセットされ。

（ホ））に示す如くエージング補正信号ＳＡが論理Ｏと
なり、Ａ凶り回路２１３は以後（ｆ）Ｉｃ示す同期５１
２Ｈｚ信号を（ハ）に示す如くカウントアツプ信号Ｓ２
，３とする。

次Ｋｔ、時点でブリセクタプルカウンタ２１４がオーバ
ーフローしくニ）に示ｊ如＜＋ｔ−ハーフ　ｏ　−隼号
Ｓｔ　ｌ　４が立下るとき切替ＦＦ２１５は（ホ）に示
す如くエージング補正信号ＳＡを論理１に反転さ゛せる
。これにより以後ＡＮＤ回路２１３は同期５１２Ｈｚ信
号を通さず（ハ）に示す如くカウントアツプ信号Ｓ２２
．は論理Ｏとなる。ｔ、からｔ、の２秒間の動作はｔ３
以後も繰返し行なわれる０ここでアンプダウンカウンタ
、のカウント数スナわち切替孔記憶回路２１２の記憶内
容なＣｃとおく。

このときｔ、からｔ２の時間は （１０２４’Ｃｃ　）／’５１２となる。

前に定義口だ如くエージング補正率ψ、はエージング補
正信号ＳＡの論理１をとる時間割合であること、ｔｌか
らｔ、が２秒間であること、ｔ２からｔ、で（ホ）に示
す如くエージング補正信号ＳＡが論理１となることから
結局次式、が成立する。

ψ、　、Ｃｏ／　１０２４　　　　　　−・−’、：（
４））エージング補正率ψ、により低周波発振信号ｆＬ
の周波数が補正されることは、すでに前記（１）式で示
したが、（４）式によ、り切替孔記憶回路２１２の記憶
内容Ｃｃの変更によりエージング補正率ψ、が変更され
、結果として低周波発振周波数ｆＬを補正できることが
示される。

この切替孔記憶回路２１２の記憶内容Ｃｃの変更は、パ
ルス補正信号ＳＳＳのパルス数だけ補正符マイナスさ２
れることにより行なわれる。

すなわち、エージくグ補正回路２−１は比較回路８より
出力されるエージング情報信号Ｓ、である補正符号信号
Ｓｓ４とパルス補正信号ＳＳＳにより切替孔記憶回路２
１２の記憶内容Ｃｃを補正する゛とともに、（４）式に
よるエージング補正率ψえにより低周波発振信号ｆＬを
（１）式により補正するものである。

上記構成になる電子時計の第２の動作であるエージング
補正動作について説明する。　　　−今、温度検出装置
４が温度情報値Ｔが １２０≦Ｔ（１３６となる特定温度を検出するとき、最
低４時間の間隔で発振タイミング信号Ｓ４　ｓを３２秒
間論理１とする。これにより発振制御回路７は高周波発
振回路６を発振動作状態とする。又温度検出装置４はこ
の３２秒間の後半の１６秒間比較タイミング信号８．４
８を論理１とする。これにより比較回路８は低周波発振
信号ｆＬとすでに発振、している高周波発振回路６の高
周波発振信号ｆＷとの比較を行なう。

ここで、高周波発振周波数ｆＢと低周波発振周波数ｆＬ
について説明する。高周波発振周波数ｆＨの標準値をｆ
、、＝４１９４３０４（ｈ）、低周波発振周波数ｆｔ、
の標準値を ｆＬ８＝３２７６８（１１２）と設定するとき、このｆ
ｉｌ、ＩＩとｆＬＩには次の関係が成立する。

ｆ　Ｍ、　＝　ｆ　、　、　、Ｘ　ｍ　　　　　　　　
　−＋−・・・、−（５１ｍは正の整数、本実施例では
１２８である。このｆｉｌがｆＬ、−の整数倍であるこ
とにより低周波発振周波数ｆＬと高周波発振周波数ｆＭ
との比較は位相比較により行なわれることになる。

比較回路８の位相比較回路８１はこの位相比較を行なう
回路であり、その出力信号である位相信号ｆ、の周波数
は次式となる。

ｆ　、　＝　１．ｆ　ＩＩｆ　、、　Ｘｍ　ｌ　　　　
　　”＝・＝・・（６）ここで’ｌ　　ｌ　“は絶対値
信号である。

高周波発振回路６の発振周波数ｆｌＩの前記標準高周波
発振周波数ｆ３．対する周波数偏差ｄ、ｌを次式により
設定する。

ｎ、゛は前記比較回路８で説明した位相差カウンタ８４
のオーバーフローの回数であり、本実施例では高周波発
振周波数ｆヨがその標準値’ＩＩＢから太き（ズレない
範囲で適当逓正め整数値をとる。

このときｆ　Ｌ　”’ｉ　ｆ　Ｌ　ｌの条件で（６）式
の絶対値記号が不要となることと、（６）式、（７）式
と前記（３）式を用いるとき位相差カウント数ＣＰは次
式であられされる。

Ｃ２＝〔（ｆｌｌｌ　−ｆＬ　ｘｍ）×１６〕＋−５１
２、・・、・・・・・・・（８） ｆＬ＞ｆＬ８となった場合について説明する。

このとき（８）式よりＣ，（５１２となり比較回路（８
）は補正符号信号Ｓ８４を論理０とし、ＣＰ≧５０４な
ら１パルス信号が、Ｃ，（５０４なら８パルス信号がパ
ルス補正信号８１１５に出力され、この）くルス数だけ
エージング補正回路２１は切替比記憶内容Ｃｃをマイナ
スする。これにより前記（４）式によりエージング補正
率ψ、が減少し前記（１）式により低周波発振周波数ｆ
１は結局減少する様に補正される。

すなわち低周波発振周波−数ｆＬの標準周波数ｆＬ、に
対するプラスのズレはニー°ジングー補足動作によりマ
イナス方向に補正されることになる。

逆に、ｆ　ｔ、　＜　ｆ　ｔ、　ｓとなる場合はｃ、≧
５１２と憶内容ＣｅはＣ，（５２０ならプラス１、ＣＰ
≧５２０ならプラス８され、（４）式によりψ。

が増加し、（１）式によりｆ、が増加する様に補正され
る。すなわち低周波発振周波数ｆＬの標準周波数−ｆＬ
、に対するマイナス 正動作によりプラス方向に補正されることになる。

よって低周波発振周波数ｆ、はエージング補正動作によ
り標準高周波発振周波数ｆ・８に補正される。

すなわち（５）式より低周波発振周波数ｆＬは標準高周
波発振周波数ｆＭ８に補正されるので、結局（７）式か
ら高周波門振周波数ｆＭの精度となる。

なお、１−回のエージング補正動作においては位相差カ
ウント数Ｃ２がｆ　Ｌ　＝ｆ　Ｌ　ｓの時の標準値５１
２に対して＋８の範囲に入るときと・人らな（・ときで
パルス補正信号の）くルス数は１と８に限定されている
。このパル及数により切替比記憶内容ｃｄの変更量が決
まり（４）式（１）式により低周波発振周波数ｆｔの補
正量が決まる。よってエージング補正動作は１回の補正
動作の補正量を制限かつ限定することになる。

この補正量の制限は、エージング補正誤動作、例えば外
部温度の急漱な温度変化による温度検出装置４の検出温
度と外部温度のズレによる誤動作などに対し１回の誤動
作による補正量が制限されるので、その影響を最小限に
押える効果をもつ。

又、補正量の限定は低周波発振回路１の通常のエージン
グに対しては最小補正量で対応し、衝撃などによるある
程度大きな周波数シフトに対しては数回の大きな補正量
の補正−作で速やかに対応するエージング補正動作を臀
算回路などを用いない簡単な回路で実現できる効果をも
つ。

次に、エージング補正動作の分解能と補正幅について説
明する。温度検出装置４における比較タイミング信号８
４６の論理Ｙをとる時間幅を位相比較時間’ｐ　（本実
施例では１６秒）とし、比較回路８における位相差カウ
ンタ８４の桁数を位相差カウンタ桁数に、（本実施例で
は１０）とする。

これを用い高周波発振信号ｆヨとｆｉｌｌに対する周波
数偏差ｄｉＩを次式により設定する。

こめときの位相差カウント数Ｃ１Ｐは次式となる。

Ｃｐ　＝（（’ｍｅ　　ｊＬｘｍ）ｘｔ、　）＋２に’
−’　　　”’ＱＯＩこの（９）式、ａＯ）式は本実施
例でばＣ７）式、（８）式となる。これにより比較回路
ｄによ為分解能をｄＰｓ補正幅をり、とすると となる。本実施例では、おおよそ ｄｐ　＝０．０１４９　（−）・　ｂｙ　＝、１５．２
６　（解）。

である。次にエージング補正回路２１の切替比記憶回路
２１２の桁数をＫＡ（本実施例では１０）とし、エージ
ング補正同期信号グ、の周期を一エージング補正周期ｔ
Ａ（本実施例では２秒）とおく。

このとき当然プリセッタブルカウンタ２１４のクロック
入力とラッチ回路２１１の入力端子り、の入力の周波数
はＫＡ／ｌＡとなる。この時エージング補正回路２１に
よる理論上の分解能をｄＡ１補正幅をｈＡとすると、前
記α）式を用い、となる。このうち低周波発振周波−数
ｆ１で実現される分解能はｄＰｌｄＡのうち大きい方を
とり、補正幅はり、、ｈ、のうち狭い方をとる。よって
ｄ、とｄ、、ｈ、とり、は一致するように設定するのが
望ましく、この条件は０υ％（１２１式と６）式を用（
１て ＫＡ−Ｋｐ−ｆ＊ｗａ　＝２　　”／（ｔｐＸｍ）　　
”’Ｑ３となる。本実施例ではＫＡ＝に１ｐ＝１０であ
りｊｐ　”１６．　ｍ＝ｌ　２８より’５ｖＡ＝０．５
　（Ｈｚ）と設定する。但しこのｆ　ＩＷＡは少々バラ
ツキがあっても前記エージング補正の分解能と゛補正幅
に影響を与えるがエージング補正動作自体には問題とな
らない。　　　　　゛ 第８図は第３図における温度検出装置４と温度検出回路
２２の具体的な構成を示す要部回路図である。従来より
電子時計等の小型電子装置に温度センサを搭載し携帯中
の温度を感知して時間基準信号ｆ、の温度補償を行なう
方法は数多く提案されを採用しても良いことは言うまで
もない。本実てとらえ、るものであり、さらにはこのデ
ジタル温度情報を感温素子例えばサーミスタ、又は別の
水晶振動子などの外付は部品を用いずモノシリツクＩＣ
化された温度検出回路により得るものであ４すなわち、
第９図の温度特性図を参照に第８図について説明する。

温度検出装置４において温度検出回路４１は温度レジス
タ４０よりＴＯｓ　Ｔ１　ｓ・・・・・・Ｔ８よりなる
温度情報信号Ｓ４を温度補正回路２２に供給する。温度
補正回路２２はこの温度数制御回路２４に供給する。

温度検出回路４１において４７は感温発振回路、４８１
はこの感温発振回路４７の出か信号を所定個数だけ数え
るゲート信号カウンタ、４８２はあらかじめ所定の値に
セントされたのち前記ゲート。

信号カウンタ４８１と同じ期間だけ計数動作して基準信
号発生装置９の出力信号ｆＬ又はその分周信号を計数す
る比較カウンタ、４０はこの比較カウンタ４８２の最終
値を記憶する温度レジスタ、４８６は前記構成部分一時
系列制御する制御回路、４９１はゲート信号カウンタ４
８１に対して計数すべき数値Ａを与える数値Ａ記憶回路
、４９２は比較カウンタ４８２に対してあらかじめセッ
トしてあ（べき数値Ｂを、与える数値Ｂ記憶回路である
。

なお、本実施例において数値記憶回路４９１．４９２は
同−ＩＣ内の記憶回路にて構益されるが、ＩＣチップ外
に設けられた選択接続パターンを用いることもできる。

上記構成を有する温度検出回路４１の動作を説明する。

前述の如く温度検出回路４１は同期６４秒信号の立下り
で温度情報値Ｔを温度レジスタ４０にセットする回路で
あり、制御回路４８６はこれと同期して一定の時間間隔
すなわち６４秒毎に温度検出動作を制御する先のである
。この温度検出すべき時間が°くると、まずゲート信号
カウンタ４８１及び比較カウンタ４８２にそれぞ、れ数
値Ａ、数値Ｂがセットされ、次にゲート信号カウンタ４
８１には感温発振回路４７を信号源とする同期τの信号
Ｐτが入力され、比較カウンタ４８２には基準信号発生
装置９を信号源とする周波１．ｒｃの同期Ｃ信号グ。が
入力される。さらに比較カウンタ４８２はカウント内容
が数値Ｂの状態から計数動作を開始し、ゲート信号カウ
ンタ４８１と丁度同じ期“間だけ動作するように制御回
路４８３により制御され、ゲート信号カウンタ４８１が
周期−τの信号ＰτをＡ個計数し終えた時、すなわちＡ
×τ秒後に停止する。この間比較カウンタ４８２は何回
かオーバーフローするが、最後に残った値が温度情報値
Ｔとなり、制御回路４８６によって同期６〜４秒信信号
ｊ　６．、の立下りのタイミングで温度レジスタ４０に
転送され記憶される。この結果得られる温度情報値Ｔは
次の式であられすことが□できる。

Ｋ。

Ｔ＝（ＡＸｒｘｆｃ）＋Ｂ−２Ｘｎｔ’　　　　　　・
・−・−（ｔ４）ここでに、は温度レジ）り４０のピッ
ド数、ｎｊはオーバーフローの回数をあられす。

次に温度検出回路４１の温度セ／すである感温発振回路
４７について説明す７ｙ０４７１は周囲温度に従ってそ
の出力電圧ｖ、ｌが直線的に変化する感温型定電圧回路
、４７２は前記出力電圧を電流に変換する電圧電流変換
回路、４７３は前記電圧電流変換回路４７２に直列に接
続されたリング発振回路、４７４は発振信号の波形整形
回路、４７５は発振周期を適当な長さにする分周回路、
４７６は前記各回路の電源を入れるためのスイッチング
用インバータである。上記構成を有する感温発振回路４
７の動作について説明する。今、スイッチ用インバータ
４７６は論理１が入力されるとき、感温型定電圧回路４
７１、電圧電流変換回路４７２、波形整形回路４７４の
動作電流が通るように働（。リング発振回路４７３の発
振周期は電流に依存し、電流は電圧電流変換回路４７２
に−用いられるｎチャンネルＰＥＴのしきい値電圧■Ｔ
ＩＩと前記感温型定電圧回路４７１の出力電圧■８の関
係に依存する。すなわち、温度が高（な電流も小さくな
り、発振周期τが長（なる。この発振周期τの温度特性
はほぼ一定の傾斜をもった直線であ灼、次の式で表わす
ことができる。

τ＝α×θ十τ。　　　　　　　　　・・・・・・・・
・Ｑ５１但し、θは温度、τ。は０℃での周期τを表わ
し、αは温度係数を表わしている。

したがって、α沿式０５１式より温度情報値Ｔは次式で
あられされる。

Ｔ’＝＝（Ａｘｆｃｘ（α×θ＋τ。）　）＋Ｂ−２−
Ｋｔ　Ｘｎｔ−・・０６）（１６）式はオーバーフロー
環２　Ｋ　ｔ　Ｘ　ｎ　（を除（と温度情報値Ｔは温度
θの一次関数となっており、かつこの−次間数は数値Ａ
と数値Ｂにより自由に調整できることを示している。

次に温度補正回路２２について説明する。

図に示す如（温度補正回路２２は同期信号として分周回
路３１の出力検分を用いている。分周回路３１を連続し
た分周回路３１１．６１２．３１６．３１４に分け、こ
のうち６１２を第１分周回路、３１３を第２分周回路と
し、各７ビツト構成の分周回路とする。この分周回路６
１２の７ビノトの出力信号を第１同期信号１１　ｓ　ｔ
、分周回路３１６の７ビツトの出力信号を第２同期信号
グ２ｎｄとする。

温度補正回路２２において、２２１は温度レジスタ４０
からの温度情報信号Ｓ４のうち下位７ビノトであるＴ。

からＴ６と、前記第１同期信号Ｓ、、ｔとを比較して、
この第１同期信号り、８．の７ビノトが全ビットゼロか
らＴ。からＴ６の７ビノトと一致するまで論理１となる
パルス信号Ｐ。

を出力する第１比較回路、２２２はやはり温度レジスタ
４０からのＴ。からＴ、の７ビノトと、前記第２同期信
号ダ２□ｄとを比較し、この第２同期信号９１２ｙｌｄ
がゼロからＴ。からＴ６の７ビノトと一致するまで論理
１となるパルス信号Ｐ２を出力する第２比較回路、２２
３は両比較回路２２１．２２２からの信号と前記温度レ
ジスタ４０からの温度情報信号Ｓ４の上位２ビット−で
あるＴ７、Ｔ８より温一度補正信号ＳＴを合成する］く
ルス合成回路である。上記構成を有する温度補正回路２
２の動作を説明する。

温度レジスタ４０の下位７ピノトＴ。からＴ６が示す値
をｎとし、前記第１分周回路６１２の入力信号の周期を
１とするとき、両比較回路２２１２２２の出力パルスＰ
、　、Ｐ２の周期はそれぞれ１２８．１６３８４であり
、信号波形のデユーティ、すなわち周期に対する論理Ｙ
の時間割谷は共に□となる。パルス合成回路′２２３は
温度情２８ 報信号Ｓ４の最上位ピア）Ｔ、が論理１のとき、温度補
正信号ＳＴを論理１とする。すなわち温度補正率ψアは
次式となる。

ψＴ＝１　　（２５６≦Ｔ＜　５１２　）　　　　　　
　　・・・・・・・・・ａηＰ１とＰ２の論理積信号Ｐ
１　・Ｐ２を温度補正信号ＳＴとして出力する。このと
き温度補正信号ＳＴの１６３８４の期間中に論理１をと
る時間はｎ２であり温度補正率ψ、は次のようになる。

との論理積信号Ｐ、−Ｐ、を温度補正信号ＳＴとして出
力する。この温度補正信号Ｓ？の１６３８４の期間中の
論理ｌをとる時間は（１２８−ｎ）２どなる。ただし前
記ｎは温度レジスタ１０の温度情報値Ｔと次の関係にな
る。

ｎ＝Ｔ　　　　　　　（Ｑ≦Ｔ（１２８）ｎ＝Ｔ−１２
８（１２８≦Ｔ＜２５６）従って温度補正率ψ７は次式
となる。

・・・・・・・・・（１８） すなわち、温度補正回路２２は温度レジスタ４０からの
温度情報値Ｔに対して、　（１７）式Ｑ８）式で示され
る温度補正率ψ７を有する温度補正信号ＳＴを出力する
回路である。

上記構成になる電子時計の第３の動作である温度補正動
作について第９図を用℃・て説明する。

第９図は横軸に温度θ（’Ｃ）をとる各温度特性図であ
り、第９図（ａ）は基準信号発生装置９の温度特性図、
第９図（ｂ）は温度補正率ψテの温度特性図、°第９図
（Ｃ）は温度情報値Ｔの温度特性図である。基準信号発
生装置９の出力周波数ｆＬは前記（１）式であられされ
るが、この（１）式において温度補正率ψ、がＯのとき
と１のときの周波数をそれぞれｆＬＯｓ　　ｆＬｌ　と
おくとき、’＋、ｏ　−ｆＢ　　ｆａｗＡＸ（１−ψＡ
　）−ｆＩＩＷ？　　　　”’α■ｆＬｌ　＝　’　Ｌ
Ｏ＋　ｆ　ｓｗｔ　　　　　　　　　−−−（２０）と
あられされる。前記（１）式で温度補正率９丁とエージ
ング補正率ψ、が独立に低周波発振周波数ｆＬに働くこ
とが示されている。ここではさらに温度補正を論じるた
めエージング補正率ψ、を一定とする。

又基準低周波発振周波数ｆ、は温度に対し上尾臼の２次
特性を示し、ｆｏ、とｆ　Ｓ’ｌＦＴは温度に対して一
定とみなすことができる。これより、ｆ。

の２次曲線の頂点温度なθ、とじ、２次温度係数１へ をａとし、θ２ＴにおけるｆＬＯを標準低周波発振周波
数ｆＬ８すなわち３２７６８Ｈｚに設定するとき’Ｌ（
ｌｓ’Ｌ１のこのｆＬｌに対する周波数偏差をｄｏ％　
ｄ、とすると、次式であられされる。

ｆ　＠ＷＴ ここでａは２次温度係数％ｄｌｌＷ’ｒは□の一定Ｌｆ
ｉ 値となる。図に示した具体例はθｚｒ＝２５℃、ａ　＝
　　０．０３３ｐｐｍ／　”Ｃ”　、　　ｄＩＩＷ？　
＝３　Ｑｐｐｍである。

第９図（ａ）は縦−軸にこのｆｕｌｌに対する周波数偏
差ｐｐｍをとったものである。曲線ｄ。、曲線ｄ。

は前記（２１）式、（２２）式に対応する。ここでｄ、
が零となる温度θ１．θ２としく２２式でｄｊ＝Ｑとお
き求めると次式となる。

・・・・・・・・・（２り 具体例ではθ、＝−５．１５°、θ２＝５５．１５゜で
ある。

第９図（ｅ’）に示す如く温度情報値Ｔばこのθ１、θ
２でそれぞれ０．２５６となる様に、調整される。すな
めち温度清報値Ｔは次弐九調整される。

具体例では　Ｔ＝４．２４５３ｘθ＋２１．８７　　で
ある。温度情報値Ｔを（２４Ｊ式のθの一次関数に調整
するのは前述の０６）式における数値Ａ１数値Ｂにより
行なわれる。この時、温度情報値Ｔは９ビツトなのでデ
ジタル誤差を無視すると第９図（ｃ）に示す如くなる。

このとき前記（＋７）式、（１８＋式より温度補正率ψ
、は第９図（ｂ）に示す如くなる。一方、低周波発振周
波数ｆＬは前記１１）式ＩＣＯ！１式を代入して次式と
なる。

ｆ　　Ｌ　＝ｆＬＯ＋　　ｆｓｗテ　　Ｘ　　ψ　Ｔ上
式に００式、（２２１式を適用するとき低周波発振信号
ｆＬの周波数偏差ｄＬは次式となる。

ｄＬ＝ｄｏ−１−ｄｓ、ア×ψ７　　　　　・・・・・
・・・・（ハ）この式に０９式を代入し次式が求まる。

ｄｂ　＝ｄ６　＋　ｄｓｗｔ　　　　（−２５５≦Ｔ＜
　５１２）結局、次式が成立する。

ｄＬ＝ｄｌ　　　　（２５６≦Ｔ（５１２’）　　・・
・Ｉ２Ｑ又　！２５）式に（Ｉ８）式を代入し次式が求
まる。

この式にｔ２４）式の温度情報値Ｔを代入し次式が求ま
る。

ｄＬ＝ｄＯａ−（θ−θｚ）２　　（０≦Ｔ＜２５６）
結局（２１）式より次式が成立する。

ｄＬ＝０　　　　（ｏ≦Ｔ（２５６）　　　・旧・・（
２７）よってこの（２６）式、（５）式より低周波発振
周波数偏差−ｄ、、は第９図（ａ）に示す如くなる。よ
って０≦Ｔ＜　２５６　　すなわち（ハ）式にょるθ１
と０２間の温度で温度補正が達成されることになる。

以上で説明した３動作により本実施例による電子時計の
動作を第１０図により説明する。

第１０図は横軸に温度θ（℃）をとるもので、・第１０
図（ａ）は両発振回路１，６の周波数偏差の温度特性、
第１０図（ｂ）は温度情報値Ｔの温度特性を示す。

第１０図（ａ）において曲線ｄＯｂ　　ｄｌ、ｄｌ。

曲線ｄＨは特定温度範囲θ、がらθ、で前記ｃ７）式で
ｎ、＝４としたときの周波数偏差となるように設定され
た高周波発振周波数偏差をあらゎす。この曲線ｄ、は図
に示す如く３次曲線となり、このためθ３から０４が狭
いときｄＭのズレは非常に小さく無視できることになる
。ここで、このｎ、＝４と、特定温度範囲θ、からθ４
について説明する。

ｎＰ＝４は前記（７）式で説明した条件の他に比較回路
８におけるｆＩＩとｆＬすなわちｄ□とｄＬの位相比較
動作の安定化のためｄＭとｄＬをある程度離す必要があ
り、又ｄＬがｄｏとｄ、との時分割によることから具体
例ではｎ、≧２が絶対条件で、これよりさらに安全をみ
て選らばれた値である。特定温度範囲は第１０図（ｂ）
により説明する。　　　　　　　　　　パ 前述の如（１２０≦Ｔ’＜、１３６　　が特定温度範囲
であり前記（２４）式より逆算しておおよそθ、＝２３
．１　、　　θ４＝２６．９　　となり、約２５°±２
°の狭い温度範囲となる。

以上に説明の如（、高周波発振周波数偏差ｄヨが設定さ
れ、かつ第１０図（ａ）に示す如く低周波発振周波数偏
差ｄＬがゼロ、すなわち低周波発振周波数ｆ、、を標準
低周波発振周波数ｆ１．に設定するとき、前述したエー
ジング補正動作により、例えば低周波発振周波数偏差が
図に示す曲線ｄＬ′の如くズレるとき、速やかにｄＬに
補正されることになる。

ここで位相差カウンタ８４のオーバーフローの同数ｎ、
について説明を加える。

前述の如（位相信号ｆ、の周波数は（６）式であられさ
れ、位相差カウンタ８４はこの周波数ｆＰを計数する。

このサンプリング動作に於いて実際の位相検出手段を構
成する位相比較回路８１は６）式におけろｆ、とｆＬｘ
ｍが近い時、（６）式以上の周波数を出力してしまうこ
とが知られている。そこで本実施例においては（７）式
に示す如く、整数値ｎ、ＶＣよって高周波発振周波数ｆ
６をズレしている。もちろん（７）式に示す如く基準周
波数ｆＩＩ＠に対しプラ艮にズレしても、又逆のマイナ
スにズレすことも可能である。なお、オーバーフローの
回数ｎ、については位相比較回路８１として実施例の１
段のＤタイプＦＦを多段のシフトレジスタを用いるなど
位相比較動作を安定化した場合においても１以上とする
ことが望ましいという実験結果を得ている。

なお、本実施例では高周波発振周波数ｆヨと低周波発振
周波数ｆ１の設定に関しては、高周波発振回路６の発振
容量、すなわち入力側容量６４又は出力側容量６５、に
トリマーコンデンサーを採用し、両発振回路の両水晶振
動子とこのトリマーコンデンサーのみ集積回路の外付は
部品としている。このため低周波発振回路１にガラス封
止された水晶振動子を取り付けた後、レーザーによりこ
の水晶振動子の周波数調整を行なっている。このとき一
般に低周波発振回路１のエージングが若干悪（なるとさ
れるが、本願ではエージングは高周波発振回路６による
ので問題とならない。又高周波発振回路６はトリマーコ
ンデンサーにより周波数調整するが、この調整量は理論
的にはエージング補正幅り、の】／２（具体例では７．
６３９ｆ１ｍ）でよく、これに余裕分をみてもかなり小
さい量で−よい。この調整幅が小さくてすむことは高安
定高周波発振回路の実現のために良い条件となる。

ここで低周波発振周波数差）リマーコンデンサーを省略
する別法について述べる。周波数選別した水晶振動子を
用いること、又はこれと併用して前記切替比記憶回路２
１２の桁数に、を増しエージング補正幅り、を増すこと
により、エージング補正幅内にエージング分の余裕をも
って、低周波発振周波数ｆＬを入れこむことにより可能
である。

第１１図は第４図に示す比較回路８の別の具体例を示す
要部回路図である。

第１１図において比較回路８８は第４図における比漱回
路８に初期位相差記憶回路８６が追加され、これに付随
して若干の変更が′ある他は全く同じであるので、この
変更による違いのみ説明する。

図中、比較回路８８において、８６は１０ビツトの初期
位相差記憶回路であり、出力端子ＱｏｓＱ、％・・・・
・・Ｑ、より初期位相差信号ｓｓｅを出力する。この初
期位相差記憶回路８６も前記数値記憶回路４９１，４９
２と同じ（ＩＣチップ外に設けた選択接続パターンによ
り設定されても良い。

８７は１０ビツトのプリセッタブルカウンタよりなる位
相差カウンタであり前記初期位相差信号Ｓ８６の１０ビ
ツトをデータ入力端子り。％Ｄ８、・・・・・・Ｄ、よ
り供給する。なお、この位相差カウンタ８７は前具体例
での位相差クリア信号５ｌ１３を位相差プリセット信号
としてプリセットイネーブル入力端子ＰＥより供給する
。

以上の点を除いて比較回路８８は前具体例と同じ構成”
となる。

上記構成において前記ｖＪ助位相差記憶回路８６の記憶
内容をＣ３とおくとき、前記Ｃ３）式における位相差カ
ウント数Ｃ２はここでは次式であられされる。　　　　
　　　　１　゛ Ｃ，＝（ｆ、ＸＩ６＋Ｃｓ　）−２１０Ｘｎ、　　　　
　　−・・・−＠前記Ｑ）式にあられされる高周波発振
周波数１８をここでは次式で設定する。

ここでＣｓを０≦Ｏｓ＜１０２４の実数とすると、位相
差カウント数Ｃ２は［Ｆ］）式と同じとなる。実際はこ
のＣｓはデジタル値なので、これによるデジタル誤差を
無視するとき、本実施例においても前記実施例と全く同
じエージング補正動作が実現されることになる。

−これを見方を変えて述べると、高周波発振信号ｆＩ！
は、・前記初期位相差記憶回路８６に適当な初期位相差
Ｃ８を記憶させておくとき、エージング補正用信号とし
てそのまま用いることができる。

このことは、高周波発振回路６を高安定発振のための最
適条件で設計することを可能とする。

又、この具体例ｄおいては集積回路の外付は部品として
は両水晶振動子のみとすることが可能となる。

以上、本発明になる電子時計は、任意の整数値ｎ、の関
数として（７）式に示す周波数偏差となるように高安定
発振回路を設計するとき、両発振信号ｆＭとｆＬｏの比
較を両信号の位相差を計数する位相差カウンタにより行
ない、この位相差カウンタは１回のサンプリング動作に
於いて（３）式に示す如く必要なエージング補正幅以上
はオーバーフローをｎ、回繰返しく８）式に示す如く低
周波発振周波数ｆＬの経時変化のみによる位相差が得ら
れる構成となっている。すなわち、高周波発振周波数ｆ
、Ｉは位相比較動作に悪影響を与えない範囲、すなわち
前述の如くオーバーフロー回数ｎ、≧１の条件で適当な
値に設定されれば良く、よってこのことは高周波振動子
の共振周波継の調整工程を減少することになり、高安定
振動子の製造上の大きな利点となる。さらに位相差カウ
ンタをプリセット可能とするとき、前述の如く高周波発
振回路の発振周波数の調整が不要となる。これにより高
周波発振回路り最適な高安定発振回路として設計できる
ことになる。すなわち電子時計にとって時間基準となる
発振回路の高周波化とその高安定化した設計を同時に可
能とする大なる利点を有する。

本発明になる電子時計のもたらす波及効果は大き（次に
述べるようなメリットを有する。

■：生年間誤差を１秒以内として時計を提供できる。

■：基準ＡＴ振動子は限定された温度範囲外での特性は
要求されないため、精度の高い振動子を低いコストで作
製することができる。

■：前記ＡＴ振動子は限定された温度範囲でのみ動作さ
せれば良く、又その動作頻度はあまり多（する必要がな
いので、総合の消費電力は非常に小さく、従来の低周波
発振回路のみの電子時計の消費電力とほとんど同等であ
る。

かくして、本発明になる電子時計によれば、従来の時計
に対し、わずかな消費電力の増加で年間の誤差を１秒以
内に高精度化することが可能となり電子時計の商品力向
上に大なる効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の゛電子時計のシロツク図。第２図は第
１図の周波数温度特性図、第３図は本発明の具体例を示
す電子時計の回路図、°第４図、第８図。、第３図ＫＰ
Ｍける要部、略図−０第５図、第一６図、第７図は第４
図における電圧波形図。第９図は第８図の温度特性図。 第１０図は第３図、第４図、第８図の温度特性図。第１
１図は第４図の比較回路の別の具体例を示す要部回路図
である。 １・・・・・・低周波発振回路 ２・・・・・・補正装置 ４・・・・・・温度検出装置 ６・・・・・・高周波発振回路 ７・・・・・・発振制御回路 ８．８８・・・・・・比較回路 第１図 第２図 第５図 第６図 ｔ２σ２１ 第７図　　　　　　百 ■ ｔ＋　　　　ｔ２ｔ３　　　１ 第８図 ２４ｔ１　！ｉ；Ｉ”ｌｉ否イ葦１ ；Ｔ２２ １ ｐ２　　　　　　　　””２２ ２３ 一°□ Ｔｏ〜Ｔ ４、！３３　　　　　　　　　　　４９２８２ 」９１ 第９図 ｐｐｍ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１１基準信号を発生する低周波発振回路、前記基準信
   号を分周して時間基準信号を作成する分周回路、前記時
   間基準信号により時刻表示を行う時刻表示手段を備えた
   電子時計に於いて、前記時間基準信号を補正するための
   補正手段、校正用信号を発生する高周波発振回路、前記
   低周波発振回路と高周波発振回路との出力信号を比較す
   る比較回路を設け、前２比較回路は前記低周波発振回路
   の出力信号と高周波発振回路の出力信号との位相比較を
   行なう位相検出手段と該位相検出手段より出力される位
   相信号を計数する位相差カウンタと該位相差！・ウンタ
   の計数内容に従った補正用の信号を作成する補正信号作
   成回路により構成され、かつ前記高周波発振回路と低周
   波発振回路との発振周波数の関係は゛晶記位相差カウン
   タが１回のサンプリング動作に於いて１回以上オーバー
   フローさせるように設定され、前記補正手段を比較回路
   の出力信号にて、制御することを特徴とする電子時言１
   ゜（２、特許請求の範囲第１項記載の位相差カウンタは
   プリセット可能なカウンタであることを特徴とする電子
   時開。