JPS5854747B2

JPS5854747B2 - イ−バ−タ装置

Info

Publication number: JPS5854747B2
Application number: JP53005293A
Authority: JP
Inventors: 良一黒沢
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-01-23
Filing date: 1978-01-23
Publication date: 1983-12-06
Also published as: BR7900403A; AU4355079A; AU526460B2; US4264952A; JPS5499933A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はインバータ装置に係り、特（こ直流電源から交
流電動機を駆動するの（こ適した可変電圧、可変周波数
の多相交流出力を得るインバータ装置に関する。

第１図は従来の三相の電圧形インバータ装置の主回路列
である。

逆導通形の主サイリスタＭ１〜Ｍ６）こ転流用補助サイ
リスクＡ１〜Ａ６、転流用コンデンサＣ１〜Ｃ３、転流
用リアクトルＬ１〜Ｌ３で構成される転流回路が付属し
、出力端子Ｕ。

■、Ｗから三相交流出力を取り出す。

このインパーク装置の特色は対応する主サイリスクたと
えばＭｌとＭ２の転流を１つの転流用コンデンサＣ１と
転流用リアクトルＬ１ｆｎより転流用コンデンサの電荷
の反転を利用して交互に行ない効率が良いことと転流用
リアクトルＬ１の作用により転流する負荷電流ｔこ応し
て転流用コンデンサＣ１が直流電源Ｅの電圧よりも高く
充電されて自動的に転流限界が高くなること等である。

しかしこのインバータ装置で交流電動機を駆動し、その
速度制御範囲が広くて電圧を大きく変化させる必要があ
ったり、出力波形を方形波状の波形でなくパルス幅変調
により正弦波状の波形１こ制御する場合、交流出力周波
数の一周期の間に多数回の転流を行う必要がある。

このような場合、たとえば主サイリスタＭ１を消弧する
と負荷である交流電動機に含まれるインダクタンスの作
用で負荷電流の方向は変化せず主サイリスタＭ２のダイ
オード部を通って流れる。

したがって次に主サイリスタＭ１を点弧させればふたた
び主サイリスクＭ２）こ電流が流るる転流コンデンサＣ
１の電荷が反転しているため次の転流が行なえない。

そのため主サイリスクＭ１を点弧させる前ｔこ転流用補
助サイリスタＡ２を点弧させて、転流コンデンサＣ１の
電荷を反転させておく必要があり、第１の利点である転
流用コンデンサの電荷の反転の交互利用が行なわれない
。

また第２の利点である負荷電流ｔこ応じた転流限界の変
化も、インバータ装置の人容最高電圧化ｔコ伴ない、主
サイリスタＭ１〜Ｍ６をを素子耐圧の限界まで使用する
と、転流用補助サイリスタＡ１〜Ａ６は転流コンデンサ
の過充電電正分だけ余分に耐圧が必要で素子を直列にし
なければならない欠点となる。

また比較的低電圧の場合でも、この転流限界の変化は転
流用コンデンサや転流用リアクトルの損失等で定まり、
これらを正確に測定する事が難しいため、この利点を十
分に生かした設計が困難であった。

第２図はインバータ装置自身で電流制御を行なうことが
できる従来の電流形インパーク装置の主回路例である。

主サイリスタＭ１〜Ｍ６とそれぞれに付属する逆導通形
の転流用補助サイリスタＡ１〜Ａ６、転流用リアクトル
Ｌ１〜Ｌ６、転流用コンデンサＣ１〜Ｃ６によって６組
のチョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ６が構成され、正、負母線
ｔコ接続されたそれぞれ対応するチョッパ回路の間１こ
平滑りアクトドＬＤ１〜ＬＤ６を挿入し、ざらＦこ
各チョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ６と正、負母線間をこ相選
択環流用サイリスク８１〜Ｓ６を挿入して平滑リアクト
ルを介して交流出力を取り出すよう（こ横取されている
。

このインバータ装置ｔこおいて第３図ｔこ示すようなタ
イミングでチョッパ回路ＣＨ１〜ＣＨ６の主サイリスク
が出力周波数の一周期の１／６、電気角６０°を単位と
して順次オンオフ制御される。

出力周波数は６００ごとｔこ行なわれる相を変えてのオ
ンオフ制御ｔこより決定され、電流制御は６０°のチョ
ッパ期間内の同一相のチョッパ回路のオンオフの時比率
を制御することにより行なわれる。

このようにインバータ装置自身で出力電流の大きざと周
波数を制御することができるので、直流電源Ｅとしては
一定電圧の電源で良く、商用交流電源から直流電源を得
る場合でも整流装置をダイオードで横取でき、電源力率
が向上する。

更にチョッパ制御ｔコよる早い電流制御が可能等の利点
を有している。

しかし第２図ｔこ示したインバータ装置は、たとえば、
主サイリスタＭ１と相選択環流用サイリスクＳ１がとも
ｆこオフしている時に負荷の電動機の誘起電圧１こより
Ｕ相出力端子の電位が負母線よりも低くなることがあり
、その時、転流用コンデンサＣ１が転流用補助サイリス
タＡ１を通る回路で過充電される欠点を持ち、転流用補
助サイリスクＡ１〜Ａ６の耐圧を高める必要があった。

また転流回路が各チョッパｔコ付属して、回路が複雑で
経済的１こも高価であり、また第３図からもわかるよう
ｌこ１つのチョッパ回路がチョッパ制御を行なっている
のは６０°の間だけであり、転流回路としては非常（こ
無駄があった。

本発明目的は上記事情ｔこ鑑みなされたもので、転流回
路が集中化され、転流用コンデンサが過充電されること
なくしかも経済性をも兼ね備えた大容量高電圧化（こ適
したインバータ装置を提供するものである。

以下本発明を図面を参照して説明する。

第４図は本発明の一実施例を示す電流形インバータの主
回路図である。

第２図と同一機能を持つ部分は同一記号で示した。

陽極が正母線にそれぞれ接続される主サイリスクＭＬＭ
３．ＭＳと、陰極が負母線にそれぞれ接続される主サイ
リスクＭ２、Ｍ４、Ｍ６との間ｔコそれぞれ磁気的
に結合された平滑リアクトルＬＤ１とＬＤ２、ＬＤ３と
ＬＤ４、ＬＤ５とＬＤ６の直列回路を挿入し、この直列
回路の各接続点から３相交流出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗを取り
出す。

陽極が正母線ｔこ接続される転流用サイリスクＡ１１と
、これに並列接続される転流用リアクトルＬ１１と転流
用コンデンサＣ１１からなる直列回路で横取される転流
回路ＣＣ１は主サイリスクＭ１．Ｍ３．Ｍ５を転流させ
る。

同様をこして陰極が負母線ｔ（接続される転流サイリス
タＡ２１と、これｔこ並列接続される転流リアクトルＬ
２１と転流コンデンサＣ２１から戒る直列回路で横取さ
れる転流回路ＣＣ２は主サイリスクＭ２、Ｍ４。

Ｍ６を転流させる。

陽極が共通に転流用サイリスタＡ１１の陰極１こ接続さ
れる相選択環流用サイリスクＳ１，８３゜Ｓ５の各陰極
をそれぞれ主サイリスクＭｌ、Ｍ３゜Ｍ５の陰極ｔコ各
別に接続し、更ｔコ陰極が共通（こ転流用サイリスクＡ
２１の陽極に接続される相選択環流用サイリスタ８２．
Ｓ４．Ｓ６の各陽極をそれぞれ主サイリスクＭ２、Ｍ
４、Ｍ６の陽極ｌこ各別ｔこ接続する。

陽極が負母線ｔこ接続され陰極が転流用リアクトルＬ１
１とコンデンサＣ１１の接続点ｆこ接続されるダイオー
ドＤＷＩ及び陰極が正母線ｔこ陽極が転流用リアクトル
Ｌ２１とコンデンサＣ２１の接続点をこ接続されるダイ
オードＤＷ２は環流クランプ用ダイオードで転流用コン
デンサＣ１ｌ、Ｃ２１の過充電を防止すると共ｔこ、主
サイリスクのオフ時の電流を環流させる。

次（こ前述構成からなる第４図の動作、特Ｅこ転流動作
）こついて説明する。

第４図ｔこおいて、直流電源Ｅから正母線、主サイリス
タＭ１、平滑リアクトルＬＤ１を通り、出力端子Ｕから
図示していない負荷のＵ相、Ｗ相を通って、出力端子Ｗ
、主サイリスタＭ６、負母線、直流電源Ｅの回路で電流
が流れ、主サイリスクＭ１がチョッパ期間となっている
とする。

また転流用コンデンサＣ１１の電圧が図示の向きで電源
Ｅと同じ電圧（こ充電されているとする。

主サイリスクＭ１を消弧するため、転流用サイリスタＡ
１１を点弧すると、転流用コンデンサＣ１１の電荷は転
流用サイリスクＡ１１゜転流用リアクトルＬ１１で構成
される共振回路を通して反転される。

相選択環流サイリスクＳ１を点弧しておくことｆこまり
、反転された電荷は転流用リアクトルＬ１１．相選択環
流用サイリスクＳ１．及び導通している主サイリスクＭ
１ｒこより構成される共振回路を通してふたたび反転を
始める。

この電流が負荷電流に等しくなると、主サイリスクＭＵ
こ逆バイアスがかかり始め消弧する。

主サイリスクＭ１１こ流れていた負荷電流は正母線から
転流用コンデンサＣ１１、転流用リアクトルＬ１１、相
選択環流用サイリスクＳ１を通り、平滑リアクトルＬＤ
１へと流れ始める。

この電流１こより転流用コンデンサＣ１１は図示の極性
に充電を続ける。

この電圧が直流電源Ｅの電圧ｔこ等しくなった時点で環
流クランプ用ダイオードＤＷ１が導通し、負荷電流は負
母線から環流用クランプ用ダイオードＤＷ１．転流リア
クトルＬ１１．相選択環流用サイリスタＳ１．平滑リア
クトルＬＤＩ、負荷、平滑リアクトルＬＤ６、主サイリ
スクＭ６を通り負母線へ戻る環流を始め、一連の転流動
作が完了する。

次（こふたたび主サイリスタＭ１を点弧すれば環流して
いた電流が転流リアクトルＬ１１の作用で電流の立上り
（ｄｉ／ｄｔ）が抑制されながら主サイリス
タＭ１へと移り、説明の始めの状態の直流電源Ｅからエ
ネルギーが注入されている回路状態となる。

このエネルギーの注入と環流の２つの回路状態の時間比
を適当にこ制御することｌこより負荷電流の制御を行な
うことができる。

また負荷として電動機のようｐコ誘起電圧を持ち、発電
機動作をしている場合は環流中ｆこ電流が増加するので
、主サイリスタＭ６を負側転流回路２により消弧させる
ととｌこより、負荷電流は直流電源Ｅの負母線から環流
クランプ用ダイオードＤＷ１．転流用リアクトルＬ１１
．相選択環流用サイリスタＳ１．平滑リアクトルＬＤＩ
、負荷、平滑リアクトルＬＤ６、相選択環流用サイリス
タＳ６、転流用リアクトルＬ２１、環流クランプ用ダイ
オードＤＷ２を通り直流電源Ｅの正母線へとエネルギー
を電源へ回生する回路状態となり、同様にこの時間比を
適当に制御することＥこより回生電流の制御が行なえる
。

次に周波数制御のため、電流を流す負荷の相を移す場合
ｔこついて説明する。

主サイリスタＭ１を通して負荷のＵ相へ電流を流してい
る状態］こおいて、主サイリスタＭ１を消弧して環流さ
せる。

次（こチョッパ期間ではふたたびＭｌを点弧したが、こ
の場合は主サイリスタＭ３を点弧させる。

平滑リアクトルＬＤ１とＬＤ３は密ｔこ結合しているた
め負荷のＵ、Ｖ相間に端子■が正、端子Ｕが負の極性で
直流電源Ｅの電圧が印加されることとなり、電流はＵ相
から■相へ移り始め、Ｕ相電流が零となった時点で相選
択環流用サイリスタＳ１には逆電圧が印加され消弧する
。

以上−例として主サイリスタＭ１のチョッパ期間でのオ
ンオフ動作、及び負荷電流のＵ相から■相への転流）こ
ついて説明したが、以後、同様な制御を相を変えて行え
ば良いことは容易に理解できる。

第４図と同一部）コ同−記号を付して示す第５図は本発
明の他の実施例を示す電流形インバータの主回路図で第
４図と異る点は転流回路である。

即ち、転流回路ＣＣ１を、陽極が正母線に接続される転
流用サイリスクＡ１１．Ａ１２と、これ）コ同極性で各
別に直列接続される転流用サイリスクＡ１４．Ａ１３と
、この直列接続点間に設けられる転流用コンデンサＣ１
１と、転流用サイリスクＡ１４．Ａ１３の陰極側及び相
選択環流用サイリスタＳ１，８３．Ｓ５の陽極側の間に
挿入される転流用リアクトルＬ１１で構成したものであ
る。

同様にして転流回路ＣＣ２は転流用サイリスタＡ２１〜
Ａ２４、転流用コンデンサＣ２１，及び転流用リアクト
ルＬ２１で構成される。

第５図の回路において、転流動作は、転流用すイリスク
Ａ１１とＡ１３或は転流用サイリスタＡ１２とＡ１４と
を対ｔこして点弧することＥこよって行なわれる。

即ち、転流用コンデンサＣ１１が図示視性て充電されて
いる時は転流用サイリスクＡ１１、Ａ１３を点弧し、
逆向きに充電されている時は転流用サイリスタＡ１２．
Ａ１４を点弧する。

これと同時に導通している主サイリスクＥこ対応した相
選択環流用サイリスク、例えば主サイリスクＭ１を消弧
させる場合は相選択環流用サイリスタＳ１を点弧するこ
とをこより、直ちｔこ主サイリスタＭ１を通る共振回路
が形成され、消弧動作が行なわれる。

一回の転流が完了すると、転流コンデンサＣ１１の電荷
が反転されるので２組の転流用サイリスクを交互（こ点
弧させて、転流を効率良く行なうことが出来る。

この場合、転流用リアクトルＬ１１゜Ｌ２１は転流用サ
イリスタＡ１１〜Ａ１４、Ａ２１〜Ａ２４及び相選択環
流サイリスク８１〜Ｓ６の電流立上り（ａｉ／ａ
ｔ）を抑制する程度のものでよい。

前述のよう）コ、第４図の回路では転流用コンデンサＣ
ＩＬＣ２１が−・回の転流につき二度の極性反転を行な
っていたのｔこ対し、第５図の回路では一回の転流につ
き一度の極性反転であるため転流用コンデンサの容量（
ＫＶＡ）を半減でき、転流ｔこ要する時間も短縮される
。

このためチョッパ周波数を高くして電流制御をさらｔこ
速くでき、出力周波数上限を高くすることができ、又平
滑りアクドルＬＤＩ−ＬＤ６のインダクタンスも小さく
できる。

第４図、第５図ｔこ示した実施例Ｆこおいては主サイリ
スタＭ１〜Ｍ６は逆阻止形のサイリスクを用いているが
、サイリスクと逆並列にダイオードを接続した機能を有
する逆導通形のサイリスクを用いてもよい。

この場合、負荷である電動機の誘起電圧の位相により、
導通（順方向）していない主サイリスタが逆導通して平
滑リアクトルの平滑作用が阻害される状態が生ずるが、
これがあまり問題とならない用途をこは使用出来る。

第６図は主サイリスクとして逆導通形サイリスクＤＳ１
〜ＤＳ６を使用した場合前述の平滑作用の悪化を除去し
た本発明の更ｌこ他の実施例の主回路図である。

第６図は第４図の主サイリスタＭ１〜Ｍ６の代りｔこ逆
導通形の主サイリスタＤＳＩ〜ＤＳ６を用い、又、負荷
の誘起電圧）コよる主サイリスクＤＳ１〜ＤＳ６の逆導
通を防ぐため主サイリスタＤＳ１〜ＤＳ６ｆコそ
れぞれ直列に逆阻止用ダイオードＣＤ１〜ＣＤ６を挿入
しである。

更ｔこ、第６図の実施例では転流用サイリスタＤＡ１１
、Ｉ）Ａ２１も逆導通形のサイリスクを用い、これに
直列にリアクトルＬ１２．Ｌ２２を直列接続している。

第６図の転流回路ＣＣＬＣＣ２は第４図ｔこおける実施
例の転流回路ＣＣ１，ＣＣ２と同じ構成でも良いが、現
在逆阻止形のサイリスクの方が逆導通形のサイリスクよ
りもターンオフ時間が長く、転流用サイリスクのターン
オフ時間ｔこ合わせた転流回路の共振周期を決めなけれ
ばならず、逆導通形の主サイリスクを使用した目的が半
減する。

このため転流用サイリスタＤＡ１１゜ＤＡ２１も逆導通
形のサイリスクとしたもので、転流用コンデンサＣ１１
，Ｃ２１の反転電流による逆電流が主サイリスクと転流
用サイリスクの双方Ｆこ分流して主サイリスクの消弧が
不確実となるのを防ぐため転流用サイリスクＤＡＩＩ、
ＤＡ２１に直列分流阻止用のりアクドルＬ２１、Ｌ２
２を挿入しである。

又、転流回路ＣＣＬＣＣ２としては第５図の実施例１こ
おける転流回路と同じ構成とすることもできる。

第７図は、第６図の回路において相選択環流用サイリス
ク８１〜Ｓ６の代りにダイオードＤ１〜Ｄ６を用い、更
ｆこ逆阻止用ダイオードＣＤＩ〜ＣＤ６の代りＥこサイ
リスクＣ８１〜Ｃ８６を用いたものでその他の回路構成
は第６図と同様な、本発明の更ｔコ他の実施例を示す主
回路図である。

第７図ｆｃおいて、直流電源Ｅから正母線、主サイリス
タＩ）８１、サイリスタＣ８１，平滑リアクトルＬＤ１
を通り出力端子Ｕから図示しない負荷のＵ相、Ｗ相を通
って、出力端子Ｗ、平滑リアクトルＬＤ６サイリスタＣ
８６主サイリスクＤＳ６、負母線、直流電源Ｅの回路で
負荷電流が流れていて、主サイリスタＤＳ１がチョッパ
期間となっているものとする。

又転流用コンデンサＣ１１の電圧が図示極性で直流電源
Ｅと同じ電圧に充電されているものとする。

この場合主サイリスタＤＳ１を消弧するためｔこ転流用
サイリスクＤＡ１１を点弧すると、転流用コンデンサＣ
１１の電荷は転流用サイリスタＤＡ１１．リアクト
ルＬ１２、Ｌｌ１で構成される共振回路で反転さ
れる。

反転された電荷は、転流用リアクトルＬ１１を通り、ダ
イオードＤ１、主サイリスクＤＳ１の回路と、分流阻止
用リアクトルＬ１２と転流サイリスクＤＡ１１の回路と
１こ分流して、更に始めの電圧極性）コニ度目の反転を
始めるが、分流阻止用リアクトルＬ１２の作用で大部分
の電流は主サイリスタＤＳ１）こ分流する。

この場合ダイオードＤ３、Ｄ５と主サイリスタＤＳ３
．ＤＳ５の直列回路も形成されるが、主サイリスタＤＳ
１ｉこは負荷電流が流れており順方向ｌこ通電している
ため陰極電位が正母線ｔこ対して負電位となっているの
（こ対し、主サイリスタＤＳ３．ＤＳ５の逆方向のダイ
オード部が通電するためには陰極電位が正母線より、正
電位となる必要があるので電流は流れない。

主サイリスタＤＳＩを通る反転電流が負荷電流よりも大
きくなると、主サイリスクＤＳ１は逆方向（こ導通し、
この時点から反転電流は主サイリスクＤＳＩ、ＤＳ３
．ＤＳ５と転流用サイリスタＤＡ１１を通る回路に分流
して反転を続け、主サイリスタＤＳＩ及び転流サイリス
タＤＡ１１は順方向阻止機能を回復し、消弧する。

再び反転電流が減少し、負荷電流と等しくなった時点で
主サイリスタＤＳＩが消弧しているため負荷電流は、正
母線から転流用コンデンサＣ１１，転流用リアクトルＬ
１１．ダイオードＤ１を通り、サイリスクＣ８１へと流
れ始める。

この電流ｔこより転流コンデンサＣ１１は図示極性（こ
更に充電されその電圧が直流電源Ｅの電圧）コ等しくな
った時点で環流クランプ用ダイオードＤＷＩが導通し、
負荷電流は負母線から環流クランプ用ダイオードＤＷＩ
、転流リアクトルＬ１１：・・ダイオードＤ１、サイリ
スクＣ８１平滑りアクドルＬＤＩ、負荷、平滑りアク１
−ルＬＤ６、主サイリスクＤＳ６、負母線へ戻る環流と
なり、連の転流動作が完了する。

次に、再び主サイリスタＤＳ１を点弧すれば環流してい
た前述電流はか、転流リアクトルＵ１の作用で電流の立
上り（ｄｉ／ｄｔ）が抑制されながら主サイリスクＤＳ
１へと移り、説明の示めの状態の直流電源Ｅからエネル
ギーが注入されている回路状態となる。

このエネルギーの注入と環流の二つの回路状態の時間比
を適当に制御することをこより負荷電流の制御を行なう
ことができる。

また負荷として電動機のように誘起電圧を持ち、発電機
動作をしている場合は環流している状態ｌこおいて電流
が増加するので主サイリスクＤＳ６を負側転流回路ＣＣ
２により消弧させることにより負荷電流は直流電源Ｅの
負母線から環流クランプ用ダイオードＤＷ１．転流用リ
アクトルＬ１１．ダイオードＤＩ、相サイリスタＣ８Ｉ
、平滑リアクトルＬＤＩ、負荷、平滑リアクトルＬＤ６
サイリスクＣ８６、ダイオードＤ６、転流用リアクトル
Ｌ２１環流りランプ用グイオードＤＷ２を通り直流電源
Ｅの正母線へとコネルギーを電源へ回生する回路状態と
なり、同様ｔここの時間比を適当に制御することｔこよ
り回生電流の制御が行なえる。

次１こ周波数制御のため、電流を流す負荷の相を移す場
合ｔこついて説明する。

主サイリスタＤＳＩを通して負荷のＵ相へ電流を流して
いる状態ｔこおいて、主サイリスクＤＳ１を消弧して環
流させる。

次ｔこチョッパ期間ではふたたび主サイリスクＤＳ１を
点弧したが、この場合は主サイリスタＤＳ３とサイリス
タＣ８３を点弧させる。

平滑リアクトルＬＤ１とＬＤ３は密に結合しているため
負荷のＵ、■相間１こ直流電源Ｅの電圧が印加されるこ
ととなり、電流はＵ相から■相へ移り始め、Ｕ相電流が
零となった時点でサイリスクＣ８１には逆電圧が印加さ
れ消弧する。

以上−例として主サイリスタＤＳ１のチョッパ期間での
オンオフ動作、及び負荷電流のＵ相から■相への転流ｔ
こついて説明したが、以後、同様な制御を相を変えて行
えば良いことは容易ｔこ理解できる。

又、第７図の実施例Ｅコおいて、その転流回路を第５図
（こ示す転流回路に置き換えても同様ｔこ実施出来、こ
の場合の効果も第５図の実施例で述べた効果が得られる
。

前述、説明において、転流回路の転流コンデンサの初期
充電は、第４図、第６図、第７図の実施例においては、
環流クランプ用ダイオードＤＷＩＤＷ２ｔこそれぞれ並
列に充電用抵抗器を設けるだけでよく、又この充電抵抗
器には初期充電流だけ流れ、運転中は流れないので小容
量の抵抗器でよい。

又第５図の実施例では、ミーケンス的ｌこ初期充電を行
なう。

又、平滑リアクトルＬＤ１〜ＬＤ６はＬＤｌ。

ＬＤ３、ＬＤ５と、ＬＤ２、ＬＤ４、ＬＤ６の２
組の鉄心１こ分割しても良く、更Ｉこ、ＬＤＩ、ＬＤ３
ＬＤ５、、又はＬＤ２、ＬＤ４、ＬＤ６のい
ずれかの組のインダンスを零、即ち省略してもその作用
、効果は変らない。

更ｔコ又、２組の負荷を附勢する場合は平滑リアクトル
の両側から出力を取り出し平滑リアクトルの利用率を上
げることも出来る。

第６図と同一部ｆコ同−記号を示して示す第８図は本発
明）コよる電圧形インパークの一実施例の主回路図であ
る。

第８図の回路は第６図の回路から平滑リアクトルＬＤ１
〜ＬＤ６及びダイオードＣＤ１〜ＣＤ６を除去したもの
であって、その基本動作は変らない。

即ち、主サイリスタＤＳ１が点弧されていて、負荷のＵ
相へ電流が流れ、転流コンデンサＣ１１は図示の向きｔ
こ充電されている状態で主サイリスクＤＳ１を消弧され
る場合の動作は次のよう（こなる。

転流用補助サイリスクＤＡ１１を点弧すると転流用コン
デンサＣ１１の電荷は転流用補助サイリフＡ１１転流用
リアクトルＬ１１．分流阻止用リアクトルＬ１２で構成
される共振回路を通して反転される。

反転された電荷は、相選択環流用サイリスクＳ１を点弧
しておくこと（こより、転流用リアクトルＬ１１を通り
、相選択環流用サイリスタＳ１．主サイリスタＤＳ１の
直列回路と、分流阻止用リアクトルＬ１２と転流用補助
サイリスタＤＡ１１の直列回路とをこ分流してふたたび
反転を始める。

分流阻止用リアクトルＬ１２はこの期間中に転流用補助
サイリスクＤＡ１１の方への電流の分流を少なくするた
めに挿入されており、大部分の電流は主サイリスタＤＳ
Ｉの方へ分流する。

この電流が負荷電流よりも大きくなると主サイリスクＤ
Ｓ１は逆方向ｔこ導通し、主サイリスクＤＳ１及び転流
用補助サイリスクＤＡ１１は順方向阻止機能を回復、す
なわち消弧する。

ふたたび反転電流が減少し、負荷電流と等しくなった時
点で主サイリスタＤＳＩが消弧しているため負荷電流は
正母線から転流用コンデンサＣ１１，転流用リアクトル
Ｌ１１．相選択環流用サイリスタＳ１を通って流れ始め
る。

この電流ｔこより転流コンデンサＣ１１は図示の極性）
コざらｔコ充電され電圧が直流電源Ｅの電圧に等しくな
った時点で環流クランプ用ダイオードＤＷ１が導通し、
負荷電流は負母線から環流クランプ用ダイオードＤＷ１
、転流リアクルＬ１１、相選択環流用サイリスタＳ１を
通って流れ始め、出力端子Ｕは負母線電位となり一連の
転流動作を完了する。

ふたたひ主サイリスクＭ１を点弧すれば環流していた電
流は転流リアクトルＬ１１の作用で電流の立上り（ｄ
ｉ／ｄｔ）が抑制されながら主サイリスタＤＳ
１へと移り、説明の始めの状態となる。

他の正側の主サイリスクＤＳ３゜ＤＳ５は同様に相選択
環流用サイリスク８３．Ｓ５を選択点弧することｔこよ
り消弧でき、又同時（こ２つの相選択環流サイリスクを
点弧させれば主サイリスクの同時消弧もできる。

同様１こ負側の主サイリスクＤＳ２．ＤＳ４．ＤＳ６は
相選択環流用サイリスクＳ２．Ｓ４．Ｓ６と、環流クラ
ンプ用ＤＷ２及び転流回路ＣＣ２によって消弧させる。

第８図の回路では主サイリスタＤＳＩ〜ＤＳ６及び転流
用補助サイリスタＤＡ１１、ＤＡＩ２は逆導通形の
サイリスクを使用しているが、もちろん逆阻止形のサイ
リスクのみで構成することもできる。

転流用補助サイリスタＤＡ、１１、ＤＡＩ２が逆
阻止用リアクトルＬ１２．Ｌ２２は不用となる。

また主サイリスク、転流用補助サイリスクの両方が逆阻
止形サイリスクの場合は転流動作がやや異なり、転流用
コンデンサＣ１１，Ｃ２１の２度目の反転動作）コおい
て、反転電流が負荷電流と等しくなった時点で主サイリ
スクが逆導通しないため、すぐ（こ転流コンデンサを通
して負荷電流が流れる回路となり、転流コンデンサが直
流電源電圧まで充電されて転流動作を完了する。

現在、従って主サイリスクを自由に選択して消弧でき、
パルス幅変調の技術を応用すること（こより出力波形を
正陰波状とする制御も効率もよく行なえる。

第９図Ｆこ本発明の電圧形インバータの他の実施例を示
す主回路図を示す。

この実施例は一般にインパーク装置でパルス幅変調制御
等を行なって交流電動機を駆動する場合、交流電動機の
変調周波数）こ対するインピーダンスが小さいため変調
周波数成分の電流が比較的多く流れるため、インバータ
装置の出力端子と交流電動機の端子との間（こフィルタ
効果を持たせるためのりアクドルを挿入することが多く
、このリアクトルをインバータ装置の内部に組み込み、
フィルタ効果と、従来のインバータ装置の欠点とされて
いた転流失敗等（こより正側、負側主サイリスクともＥ
こ通電して電源短絡を起した時の短絡電流の大きさとそ
の立上がりが早い点を抑制して回路の保護を行ないやす
くする効果を持たせたものである。

更ｔこ、第５図ｆこ示す転流回路を用いること（こより
高い変調周波数でパルス幅変調制能］ができ、出力周波
数上限も高くすることができる。

第９図の回路でリアクトルＬＤＩ〜ＬＤ６の動作はＬＤ
ｌ又はＬＤ２、ＬＤ３又はＬＤ４、ＬＤ５又はＬＤ
６が出力の電流の向き（こより交互）コ負荷直列に挿入
されフィルタ作用を行ない、転流失敗時等はＬＤｌとＬ
Ｄ２．ＬＤ３とＬＤ４、ＬＤ５とＬＤ４が直列になり
電流の短絡電流の立上がりと大きさを抑制する。

また主サイリスクの点弧時（こ対応する反対側の主サイ
リスクの電圧の立上り（ｄｖ／ｄｔ）の抑制作用もする
。

従来の主回路例ではこのようなりアクドルの挿入力法は
転流回路の動作をさまたげるため行なえない。

転流の動作は転流コンデンサＣ１１が図示の向きに充電
されている時は転流用補助サイリスタＡ１１．Ａ１３を
相選択環流用サイリスクととも（こ点弧させること（こ
より、相選択環流用サイリスクで選択された正側の主サ
イリスクと転流リアクトルＬ１する共振回路が形成され
、すぐ）コ消弧動作が行なわれる。

１回の転流が完了すると転流コンデンサは図示の向きと
は逆の極性（こ充電される。

従って次の転流動作時には転流用補助サイリスクＡ１２
とＡ１４を相選択環流用サイリスクとともに点弧させる
。

このように交互ｔこ２組の転流用補助サイリスクを点弧
させて転流を行なうことにより転流コンデンサの電荷の
反転を有効に利用できる。

この場合も主サイリスクを逆阻止形のサイリスクのみと
することができ、この場合転流インダクタンスＬ１１．
Ｌ２１は転流用補助サイリスクの電流の立上がり（ｄ
ｉ／ｄｔ）を抑制する程度のもので良い。

尚、第８図の実施例（こおける転流回路の場合、インパ
ーク装置の起動のための転流コンデンサの初期充電は前
述したように環流クランプ用グイオドＤＷＩ、ＤＷ２
と並列（こそれぞれ初期充電用抵抗を接続するのみでよ
い。

以上説明のよう）コ、本発明は直流電源は電圧制御する
必要がないため、商用交流電源をダイオードで整流した
電源で良く電源力率の良いこと、転流用コンデンサの初
期充電が容易で、転流時間が負荷電流、電圧の大きざに
大きく影響を受けず、高周波化をこ適し、出力波形の改
善が容易、電流の制御が早いこと転流電圧が常（こ一定
で確実な転流が行われ、転流用コンデンサの過充電がな
く主サイリスク素子に要求される耐圧が電波電圧）コ抑
えることが出来、更に正側、負側に独立して転流回路を
持っているため、一方の転流が失敗しても他方の転流回
路を動作させることをこより回路を電源からしゃ断する
ことが出来、大容量高電圧Ｆこ適した保護のしやすいイ
ンバータ装置を提供出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電圧形インバータの主回路図、第２図は
従来の電流形インバータの主回路図、第３図は第２図の
従来装置の動作を説明するための図、第４図は本発明の
一実施例の主回路図、第５図は乃至第９図は本発明のそ
れぞれ異る他の実施例を示す主回路図である。Ｅ・・・・・・直流電源、Ｍ１〜Ｍ６・・・・・・主サ
イリスク、ＬＤ１〜ＬＤ６・・・・・・平滑リアクトル
、Ｓ１〜Ｓ６・・・・・・相選択環流用サイリスク、Ｃ
Ｃ１，ＣＣ２・・・・・・転流回路、Ａ１１．Ａ２１・
・・・・・転流用サイリスク、Ｃ１１，Ｃ２１・・・・
・・転流用コンデンサ、Ｌｌｌ。Ｌ２１・・・・・・転流用リアクトル、ＤＷｌ、ＤＷ
２・・。・・・環流クランプ用ダイオード、ＤＳ１〜ＤＳ６・・
・・・・主サイリスク、ＤＡｌ１、ＤＡ２１・・・
・・・転流用す、イリスク、Ｄ１〜Ｄ６・・・・・・ダ
イオード、Ｃ８１〜Ｃ８６・・・・・・サイリスク、Ｃ
Ｄ１〜ＣＤ６・・・・・・ダイオード。

Claims

【特許請求の範囲】

１陽極が正母線に接続される少なくとも２個の正側の
主サイリスクと、陰極が負母線に接続され陽極が前記正
側の主サイリスクの陰極にそれぞれ接続される少なくと
も２個の負側の主サイリスクと、陽極が共通接続され陰
極が各別）（ｍ前記正側の主サイリスクの各陰極に接続
される正側の相選択環流用整流素子と、陰極が共通接続
され陽極が各別に前記負側の主サイリスクの各陽極に接
続される負側の相選択環流用整流素子と、前記正側の主
サイリスクの転流時前記正側の相選択環流用整流素子及
び前記正母線を介し前記正側の主すイリスクｔコ逆電流
を供給する正側の転流回路と、前記負側の主サイリスク
の転流時前記負側の相選択環流用整流素子及び前記負母
線を介して前記負側の主サイリスタ１こ逆電流を供給す
る負側の転流回路と、陽極が前記負母線に接続され陰極
が前記正側の転流回路１こ接続され前記正側の転流回路
の転流コンデンサの過充電を防止する正側の環流クラン
プ用ダイオードと、陰極が前記正母線（こ接続され、陽
極が前記負側の転流回路（こ接続され前記負側の転流回
路の転流コンデンサの過充電を防止する負側の環流クラ
ンプ用ダイオードを具備してなるインバータ装置。