JPS5847027B2 - 超音波パルス反響信号を判定する方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は超音波パルス反響試験装置に係り、超音波探索
信号が変換器プロニブから周期的に被加工物に送られ、
プローブは、送出された音響的エネルギの一部を反射す
る音響的不連続を感知する探索信号から生じる反響信号
の受信を連続的に感知する様な超音波パルス反響試験装
置に関する。

当業者に周知な様に、小さな傷や互いに比較的小さい距
離を隔てて位置する傷に関するパルス反響試験装置の分
解能の改善は非常に進んでいる。

こうした改良は、変換器構造の改良や真空管増幅器をト
ランジスタ増幅器に置換したことに依る所が大きい。

しかし、被加工物表面に近い傷が解明できない最小の間
隔が依然存在する。

この分解能の欠除は、探索パルスを送出するための衝撃
による変換器のリンギング（反響）に依る。

このリンギングは反響信号を不明僚なものにしてしまう
。

また、変換器が偽応答音響信号を受けて付勢されると、
すぐ次の同様の偽応答信号が一番目に生じた反響信号に
対する変換器の応答信号により不明僚になってしまう。

これにより、第２傷応答信号を見分けることができない
。

これら分解能の欠如は現在一般に使用されている超音波
パルス反響装置に見られることである。

送出パルスによって付勢された後の変換器プローブのリ
ンギングの防止のため、反対極性のパルスを直ちに印加
して圧電材料の発振動作を停止させる方法が提案されて
いるが、この方法はその複雑さのため成功していない。

変換器の振動を機械的あるいは電気的手段により減衰さ
せれば明らかに小言骨に対する応答が減少し、従って変
換器感度が減少する。

同様にフィルタを使用するといった形態のパルス短縮化
回路は試験装置の感度を減少させ、分解能の欠如といっ
た問題を解決するには有用でない。

本発明は、パルス信号を圧縮する特別な方法を使用して
パルス反響試験装置の分解能を増加させる方法と装置を
提供する。

ある実施例では、電子計算機あるいは電気回路がパルス
信号の受信の検出に用いられ、抑制装置を用いることな
く信号の判定を行う。

送出された周波数の一周期内に受けるパルスの分解能力
が増加する。

特に、本発明は時間領域におけるパルス受信及びその第
１サイクル中のパルス振幅を検出し、抑制装置を全く使
用することなくこの情報を処理するものである。

後述する装置においてはまた、発振の自然減衰としての
変換器のリンギング、：１はとんど問題にならない。

以下、添付図面を参照して本発明の詳細な説明する。

Ａ０反響形威 圧電要素を有する超音波変換器プローブ及びエンクロー
ジャあるいはハウジング内に包含される制動物質は印加
される電気的エネルギを超音波エネルギに変換し、また
その逆を行う。

プローブがグイラック（Ｄｉｒａｃ）テルタパルスによ
り付勢されると、その包絡線が下記の式で示す様な形を
有する指数的に減少する波形が得られる。

ここで、αはプローブによる減衰、ｔは時間である。

上記関数をラプラス変換（Ｓ＝１ωとするフーリエ変換
）すると Ｓ＋α ここで、ωミ２πｆ（ｆは周波数）、１は虚数単位（Ｖ
／−１）である。

プローブが送信器及び受信器として使用された場合には
、反響パルス包絡線のラプラス変換は上記の２乗であり 時間領域では、式１は反響信号形（包絡線）に相当し、 そして、高周波（ＲＦ）パルスは次の様な形をもってい
る。

ここで、ω。

２πｆｏ１ ｆｏはプローブの基本周 波数である。

式３は、変換器正面の保護板の反響、変換器における電
気的マッチングコ・ｆルによって生じる反響、プローブ
ハウジングの不完全な音響絶縁による反響及び受信器の
増幅器内の反響は無視しである。

Ｂ、グイラックδパルスに対する反響信号波形の低減 信号を減少させるためには、結果的に生じるパルスのラ
プラス変換形は次の様でなければならない。

Ｋ （ｓ）＝ １ （δパルスのラプラス変換形）この
結果を得るために、式１の反響パルスのラプラス変換形
に関数Ｇ（ｓ）を乗じて 鍵括弧内の表現が第１図に示す信号を表わしている。

Ｃ０δパルスの２次導関数の近似 式９の信号ｇ（ｔ）を近似すべく、有限量Ｊｔをｆ （
ｔ）のパルス巾より小さいものとして再計算する。

この近似を使用すると、最終的パルスは式９を式５に挿
入することにより得られる。

すると、 結論 ｔが２Ｊｔより大きいと、非線形抑制を使用しなくても
反響・：ハ零に補償されるので、上述の近似は原形パル
スｆ （ｔ）−ｔ ｅ の時間間隔を２Ｊｔに等し
いかあるいはそれより小さい値に短縮する。

第２図は、原形信号ｔｅ においてα＝ １ 、Ｊ
ｔを０．２、０．４、０．６、１及び１．６としたとき
のグラフを示す。

なお、原形関数は破線で示しである。小さなトランジッ
トタイムの相違をもって重なっている２つのパルスがあ
る場合（２つの欠陥は非常に近接しているものとする）
、もしトランジットタイムの相違が２Ａｔより太きけれ
ｔｉ、本発明の方法によりこれらは互いに完全に分離で
きる。

しかし、もし反響パルスが増幅器に過負荷となった場合
には上記方法はもはや効果がなく、出力信号は、正しく
設計された増幅器の線形領域になければならない。

Ｄ、ＲＦ倍信号補償（上述の近似を使用した式３）反響
信号パルスに対して上述したのと同様の方法が式３のＲ
Ｆ倍信号もまた適用できる。

唯一の相異は、Ｊｔの選択に限界があることである。

ω０が２πｆｏに等しいとすると（ｆｏは基本周波数）
、Ａｔは半周期１／２ｆｏの整数倍でなければならない
。

式９に相当する信号ｇ（ｔ）は次の様な形とする。

第３図は、α＝１ 、 ｆｏ＝３ 、 ｋ＝１．５のと
きの信号のグラフ的表現である。

本発明の方法によると、破線で示されている長い原形パ
ルスは３サイクルに短縮される。

第４図は、非常にしかし非周期的でなく減衰したパルス
（ｆｏ＝１ 、α＝２）の減小を上述の方法を使用する
理想的衝撃波パルス（ｋ＝０．５）と対比して示す。

上述の方法を包絡線（ビデオパルス）の代りにＲＦパル
スに適用することの利点は、この補償が反響パルスが増
幅器を過負荷にしないように、変換器のプローブあるい
は第１増幅器段に効果し得る点にある。

不利な点は１．Ｊｔの値を変換器プローブ周波数ｆ。

に正確に対応させなければならないことである。

Ｅ、パルスを短縮する具体的実施例 上述の様に、パルス短縮方法はＲＦ倍信号るいはビデオ
信号に適用できる。

第５図において、パルス発生器２０は変換器プローブ２
２に周期的にＲＦパルス電気信号を加える。

プローブは電気的信号を超音波探索信号に変換し、この
信号を欠陥部傷２６が探索信号を遮断する被加工物２４
に送出する。

そして、反響信号はプローブ２２で検知され電気信号に
変換されパルス短縮回路２８に導かれる。

パルス短縮回路２８は、上述の原理を用いてＲＦ信号波
列を短縮する以下に詳述する装置を有する。

回路２８から短縮化信号は増幅器３０に送られ、さらに
、例え＋ｊｃｒｒ表示装置あるいは論理回路等の周知の
評価回路に送られる。

第６図は、短縮装置２８が受信回路３２からのビデオ信
号を受けるよう結合される点を除いて同様の構成を示し
ている。

第６図の実施例においてデジタルミニコンピユータを使
用する場合、コンピュータはパルス短縮装置２８に置き
換わる。

受信した反響信号は、アナログ反響応答信号をデジタル
信号に変換するアナログ−デジタル変換器に結合した入
力コネクタに導かれる。

計算機は式１１を解くようにプログラムされている。

これは、第１項をストアし、原形の非補償信号を計算機
メモリに入れ、引き数をＪｔだけシフトし、２（負の引
き数にはＯ）を乗じ、その値をメモリから減じ、原信号
２Ａｔだけシフトし、その値をメモリに加えることによ
り遠戚される。

その結果、メモリにストアされている信号は式１１の解
となる。

低い感度の場合には、高い分解能を得るには増加分Ｊｔ
をより小さく選択すべきである。

感度を増加させるにはＪｔはより大きく選択されるべき
であるが、Ｊｔが１に近づくと分解能は減少する。

第５図に示す構成を使用してＲＦ倍信号処理する実施例
では、Ｊｔは１／ｆｏの整数倍にあるいは１／ｆｏの半
分の奇数倍に選択されるべきである。

（式１３参照）後者の場合、式の３つの項はすべて互い
に加算される。

他の解決法は、計算機を使用し、式５のコンポルージョ
ン積分を解く様プログラムする方法である。

この場合、ｆ（１）は非補償反響信号、ｇ（ｔ）は式１
２又は１３（ＲＦ倍信号としてプログラムされる。

この種の動作のための計算機は”コレレーク（ｃｏｒｒ
ｅｌａｔｏｒｓ ） ”の名で市販されている。

式５は交差相互関数と同一であり、式５を解くために相
互関係がプログラムされる。

変換器プローブからの信号はｆ （ｔ）項を有するコレ
レークに第１人力として供給され、コレレータは第２人
力に式１２あるいは１３に相当する項ｇ （ｔ）を有す
る基準信号を受ける。

式１２における電気信号ｇ（ｔ）は第７図に示す様に３
種パルスとなる。

この信号は第８図に示す様な回路で発生される。

送信パルスはマルチバイブレーク４２に加えられ、マル
チバイブレーク４２の出力は微分器４４に導かれる。

微分器出力は負極性のマルチバイブレーク４６に帰還さ
れ、負極性のマルチバイブレーク４６の出力は微分器４
８に加えられる。

加算回路網は微分器４４と４８の出力を組み合わせて、
間隔をもった２つの正のピークを有しその中央に２倍の
振幅の負のピークを有する信号を出力する。

信号減衰回路５４はパルス発生器からの信号を入力に受
けて、整流器５８を介して正のピーク値をコンデンサ５
６に充電する。

抵抗６０は減衰率を調整する。乗算器５２は回路５４か
らの信号と加算回路５０からの信号を受け、第７図の波
形の信号を供給する。

遅延線回路 もしパルスｆ（ｔ）が１つでもそのインパルス応答がｇ
、（ｔ）に相当するフィルタを通過すると、フィルタ出
力は式５のコンポルージョン積分により与えられる。

これは、フィルタのインパルス応答特性が式１２あるい
は１３に相当するときは、フィルタの出力が補償パルス
信号ｋ（ｔ）に等しいことを意味する。

この様なフィルタは反響信号を受ける変換器プローブと
増幅器との間に挿入されるべきである。

この様な特性を有するフィルタは遅延回路を使用するこ
とにより実現できる。

第９図に典型的な実施例を示す。

超音波変換器プローブ２２は２つの遅延線Ｄ１とＤ２と
３つの整合した増幅器Ａ１ ｔ Ａ２及びＡ３とをそな
える回路の入力端子３９に結合される。

遅延線Ｄ１とＤ２は式１２と１３（ＲＦ倍信号適用可能
）に示される走行時間に／ｆｏを有し インピーダンス
Ｒ８−Ｚ（Ｚは遅延線のインピーダンス）により終端が
整合され、反射が生じない。

前置増幅器Ａ１がｇｌなる利得を有していれば、他の増
幅器の利得はそれぞれ である。

ただし、ｋは整数、増幅器Ａ２の位相は反転する。

ｋが１／２の奇数倍に等しい場合は、増幅器Ａ２は位相
反転しない。

３つの前置増幅器Ａ１ｔＡ２及びＡ３は出力端４１にお
いて加え合わされ、主ＲＦ増幅器が提供されることにな
る。

第１０図は第９図の構成を簡単にしたものである。

回路４２にはただ１つの遅延線Ｄ１が使用されている。

第９図の回路の遅延線Ｄ２は第１０図の遅延線Ｄ□の終
端における反射によって置換されている。

この目的のために、遅延娘Ｄ１の終端のインピーダンス
はＲ６＋２で不整合となってお一２αに り、その結果、反射係数はｅ−となる。

Ｏ しかし、遅延線Ｄ１の入力はＲ１−Ｚと整合しており、
第７図のｇ（ｔ）の第１と第３パルスは増幅器へに供給
され、第２パルスは前述の様に増幅器Ａ２に供給される
。

第１１図は、変換器プローブの減衰が高い場合の更に別
の回路を示す。

回路４４は単純化された受動フィルタであり、上述の第
１０図の回路と同様に動作する。

回路４４においては、ｇ（ｔ）の第２パルスは側路され
た遅延線Ｄ１により加えられる。

インピーダンスＲ２は振幅 を有する填２パルスを生じさせるように選択される。

所望のパルスとは別に遅延線Ｄ１における複合反射によ
る付加的パルスが存在する。

しかし、プローブの減衰が充分に大きい場合には、複合
反射波は当初の３つの所望のパルスより非常に小さい振
幅を有するもので、結果の近似値に十分近いものが供給
される。

【図面の簡単な説明】

第１図は制御電圧を示す説明図、第２図は修正されたビ
デオ信号を示すグラフ、第３図は修正されたＲＦ倍信号
示すグラフ、第４図は信号を示す別のグラフ、第５図は
ＲＦ倍信号修正する電気回路を示すブロック図、第６図
はビデオ信号を修正する電気回路を示すブロック図、第
７図は電気的基準信号を示す説明図、第８図は第７図の
信号を発生する回路を示すブロック図、第９図は信号修
正のための遅延線を示すブロック図、第１０図は信号修
正のために１つの遅延線を使用する回路を示す別のブロ
ック図、第１１図はある信号条件に、第１０図の回路を
適合させた別の回路を示すブロック図である。 ２０・・・・・・パルス発生器、２２・・・・・・プロ
ーブ、２４・・・・・・被加物、２６・・・・・・欠陥
部、２８・・・・・・パルス短縮回路、３０・・・・・
・増幅器、３２・・・・・・受信器、３９・・・・・・
入力端子、４２・・・・・・マルチバイブレーク、４４
．４８・・・・・−微分器、４６・・・・・・負極性マ
ルチバイブレーク、５０・・・・・・加算回路、５２・
・・・・・乗算器、５４・・・・・・信号減衰回路、５
６・・・・・・コンデンサ、５８・・・・・・整流器、
６０・・・・・・抵抗、Ｄｌ、Ｄ２・・・・・・遅延線
、Ａ１．Ａ２．Ａ３・・・・・・増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 超音波パルス反響装置における音響的不連続応答反
   響信号を判定する方法において、音響的不連続応答反響
   信号を受ける過程と、前記反響信号を電気信号に変換す
   る過程と、この電気信号を電子的に処理する過程と、所
   定信号により前記電気信号の数学的コンポルージョンを
   実行する過程とを有し、前記所定信号は、前記電気信号
   と該所定信号とのラプラス変換の積が１に等しくなる様
   に選択され、実質的に前記電気信号を受けてから前記電
   気信号が減衰する前までの間継続する信号が供給される
   ことを特徴とする方法。 ２ 超音波パルス反響装置における音響的不連続応答反
   響信号を判定する方法において、下記（（）、（ロ）、
   （ハ）の過程を有する方法。 （イ）被加工物に結合された電気音響送信受信プローブ
   に狭いパルス巾のパルスを加え、被加工物に音響的エネ
   ルギを送信する過程。 ■）被加工物における音響的不連続に応じた反響応答音
   響信号を前記プローブにおいて受は前記音響信号を無線
   周波（ＲＦ）電気信号に変換する過程。 （ハ）前記ＲＦ電気信号を処理し、所定信号により前記
   ＲＦ電気信号の数学的コンポルージョンを電気的に実行
   する過程であって、前記所定信号は前記ＲＦ電気信号と
   該所定信号のラプラス変換の数学的績が１に等しくなる
   様に選択され、実質的に前記ＲＦ電気信号を受けてから
   このＲＦ電気信号が自然減衰する前まで継続する信号が
   供給される過程。 ３ 特許請求の範囲第２項に記載の超音波パルス反響装
   置における音響的不連続応答反響信号を判定する方法に
   おいて、前記ＲＦ電気信号を次の様な所定信号によりコ
   ンボルブすることを特徴とする方法。 ここで、ｋは１／２、３／２、５／２・・・・・・の様
   な１７／２の奇数倍であり、αはプローブの減衰定数、
   そしてｆ。 はプローブの基本周波数。４ 特許請求の範囲第２項に
   記載の超音波パルス反響装置における音響不連続応答反
   響信号を判定する方法において、前記ＲＦ電気信号を次
   の様な所定信号によりコンボルブすることを特徴とする
   方法 ここで、ｋは整数（例えば１，２．３・・・）、αはプ
   ローブの減衰定数、ｆｏはプローブの基本周波数。 ５ 特許請求の範囲第２項に記載の超音波パルス反響装
   置における音響的不連続応答信号を判定する方法におい
   て、下記（イ）（ロ）（／→に）（ホ）（ハ）の過程に
   より前記ＲＦ電気信号の数学的コンポルージョンを電気
   的に実行することを特徴とする方法。 （イ）前記ＲＦ電気信号を走行時間かに／ｆｏの第１遅
   延線を通して、第１信号を供給する過程。 ここで、ｋは１／２の奇数倍（例えば１／２、３／２゜
   ５／２・・・）、ｆｏはプローブの基本周波数である。 （ロ）前記第１信号を、走行時間かに／ｆｏで自らのイ
   ンピーダンスの値に等しいインピーダンスで終端された
   直列接続の遅延線を通し、第２信号を供給する過程。 （ハ）前記ＲＦ電気信号を所定の倍率で増幅して第３信
   号を供給する過程。 一αｋ に）前記第１信号を前記所定倍率の２ｅ７倍率で増幅し
   て第４信号を供給する過程。 ここでαはプローブの減衰定数。 一２αｋ （ホ）前記第２信号を前記所定倍率のｅ ｆ、一倍の
   倍率で増幅して第５信号を供給する過程。 （へ）前記第３信号、前記第４信号及び前記第５信号を
   加算して、実質的に前記’ＲＦ信号を受けたときから前
   記電気信号の自然減衰の前まで継続する信号を供給する
   過程。 ６ 特許請求の範囲第２項に記載の超音波パルス反響装
   置における音響的不連続応答反響信号を判定する方法に
   おいて、下記（イ）（ロ）（ハ）に）（ホ）（へ）の過
   程により前記電気信号の数学的コンポルージョンを実行
   することを特徴とする方法。 （イ）前記ＲＦ電気信号を走行時間に／ｆｏの第１遅延
   線に通して第１信号を供給する過程。 ここで、ｋは整数（例えば１，２．３・・・）、ｆｏは
   プローブの基本周波数である。 （ロ）前記第１信号を、走行時間かに／ｆｏで自らのイ
   ンピーダンス値に等しいインピーダンスで終端された直
   列接続の第２の遅延線を通して第２信号を供給する過程
   。 （ハ）前記電気信号を所定の倍率で増幅し第３信号を供
   給する過程。 一αｋ に）前記第１信号を前記所定倍率の２ｅ１倍率で増幅し
   て第４信号を供給する過程。 ここで、αはプローブの減衰定数。 一２αｋ （ホ）前記第２信号を前記所定倍率のｅ ヤ音の倍率で
   増幅して第５信号を供給する過程。 （へ）前記第３信号と第５信号を加え、前記第４信号を
   減じて前記音響信号に応じた出力信号を供給する過程。 ７ 特許請求の範囲第２項に記載の超音波パルス反響装
   置における音響的不連続を判定する方法において、下記
   ＠）（ロ）（ハ）に）（ホ）（ハ）の過程により前記電
   気信号の数学的コンポルージョンを電気的に実行するこ
   とを特徴とする方法。 （イ）遅延線の出力を反射係数がｅ−７０□にとなる様
   なインピーダンスで終端する方法。 ここでｋは整数、ｆｏはプローブの基本周波数、αはプ
   ローブの減衰定数。 （ロ）前記遅延線の入力を該遅延線のインピーダンスに
   等しいインピーダンスで終端する過程。 （ハ）前記ＲＦ電気信号を前記遅延線に通して前記遅延
   線の出力に第１信号を供給し、前記遅延線の入力に反射
   信号を与える過程。 に）前記電気信号と前記反射信号を所定利得を有する第
   １増幅器に供給し、前記電気信号と前記反射信号との和
   に応じた第２信号を供給する過程。 （ホ）前記第１信号を前記第１増幅器０）それより２倍
   の利得を有する反射増幅器に供給し、第３信号を供給す
   る過程。 （へ）前記第２信号と前記第３信号とを加え、前記音響
   信号に応答する出力信号を供給する過程。 ８４？許請求の範囲第２項に記載の超音波パルス反響装
   置における音響的不連続応答反響信号を判定する方法に
   おいて、下記（イ）（ロ）（／→に）（ホ）の過程によ
   り前記電気信号の数学的コンポルージョンを電気的に実
   行することを特徴とする方法。 −２αｋ （イ）遅延線の出力を反射係数がｅ となるＯ ようなインピーダンスで終端する過程。 ここで、αはプローブの減衰定数、ｋは１／２の奇数倍
   （例えば１／２、３／２、５／２−）、ｆｏはプローブ
   の基本周波数。 （Ｏ）前記遅延線の人力を自らのインピーダンスと等し
   いインピーダンスで終端する過程。 （ハ）前記ＲＦ電気信号を前記遅延線に通し、前記遅延
   線の出力に第１信号を供給し、前記遅延線の入力には反
   射信号を与える過程。 −αｋ に）前記第１信号を２ｅ１倍率で増幅される様に減衰さ
   せる過程。 （ホ）前記電気信号、前記反射信号及び前記減衰信号を
   組み合わせて前記音響信号に応じた出力信号を供給する
   過程。 ９ 特許請求の範囲第２項に記載の超音波パルス反響装
   置における音響的不連続を判定する方法において、前記
   ＲＦ電気信号の数学的コンポルージョンを下記（イ）（
   ０）（／→に）の過程により実行することを特徴とする
   方法。 （イ）前記ＲＦ電気信号を電子計算機メモリにストアす
   る過程。 （ロ）前記電気信号の引き数を値１．／２ｆｏに相当し
   た第１所定値（Ａ ｔ ）だけシフトし、この信号に２
   を乗算し、その結果計算機に生じる信号を第１信号とし
   てストアする過程。 ここで、ｆｏはプローブの基本周波数。 （ハ）前記電気信号の引き数を第２の所定量（２Ａｔ）
   だけシフトし、その結果上じる信号を第２信号として計
   算機にストアする過程。 に）前記電気信号、前記第１信号及び前記第２信号を組
   み合わせて一１実質的に前記電気信号を受けてから前記
   電気信号が自然減衰する前までの間継続する出力信号を
   供給する過程。 １０特許請求の範囲第２項に記載の超音波パルス反響装
   置における音響的不連続応答反響信号の判定する方法に
   おいて、前記ＲＦ電気信号の数学的コンポルージョンを
   下記（イ）（ロ）（／→に）の過程により実行すること
   を特徴とする方法。 （イ）前記ＲＦ電気信号を電子計算機メモリにストアす
   る過程。 （ロ）値１／ｆｏに相応した第１所定量（Ｊｔ）により
   前記電気信号の引き数をシフトし、この信号に２を乗算
   し、その結果上じる信号を電子計算機に第１信号として
   ストアする過程。 （但し、ｆｏはプローブの基本周波数） （ハ）前記電気信号の引き数を第２所定量（２Ｊｔ）だ
   けシフトし、その結果上じる信号を電子計算機に第２信
   号としてストアする過程。 に）前記電気信号と前記第２信号を加算し、前記第１信
   号を減算し、実質的に前記電気信号を受けてから該電気
   信号が自然減衰する前までの間継続する出力信号を供給
   する過程。 １１ 超音波パルス反響装置における下記（イ）（ロ）
   （ハ）に）の過程からなる音響的不連続応答反響信号を
   判定する方法。 （イ）電気音響的送信受信プローブに狭いパルス巾のパ
   ルスを加えて、超音波エネルギを被加工物に送出する過
   程。 （ロ）被加工物からの反響応答音響信号を受けて、この
   音響信号をＲＦ電気信号に変換する過程。 （ハ）前記ＲＦ電気信号を受信回路に導き、該ＲＦ電気
   信号をビデオ電気信号に変換する過程。 に）前記ビデオ電気信号を処理して、所定信号により該
   ビデオ電気信号の数学的コンボールジョンを電気的に実
   行する過程であって、前記所定信号は、前記ビデオ信号
   と前記所定信号のラプラス変換の数学的績が１に等しく
   、実質的に前記ビデオ電気信号を受けてから前記電気信
   号が自然減衰する前までの間継続する信号を供給する過
   程。 １２特許請求の範囲第１１項に記載の超音波パルス反響
   装置における音響的不連続応答反響信号を判定する方法
   において、下記（イ）（ロ）（／→に）により前記ビデ
   オ電気信号の数学的コンポルージョンを実行することを
   特徴とする方法。 ０）前記電気信号を計算機メモリ番ひドアする過程〇（
   ロ）前記電気信号の引き数を前記電気信号のパルス巾よ
   り小さい第１所定量（Ｊｔ）だけシフトし、この信号に
   ２を乗算し、その結果上じる信号を第１信号として計算
   機にストアする過程。 （ハ）前記電気信号の引き数を第２所定量（２Ｊｔ）だ
   けシフトし、この結果上じる信号を計算機に第２信号と
   してストアする過程。 に）前記ビデオ信号と前記第２信号を組み合わせ、前記
   第１信号を減じて、実質的に前記電気信号を受けてから
   前記電気信号が自然減衰する前までの間継続する出力信
   号を供給する過程。 １３超音波パルス反響試験装置における音響的不連続応
   答反響信号を判定する下記（イ）（０）ＰＭをそなえる
   装置。 （イ）被加工物に超音波エネルギを送信し、そこからの
   音響的不連続応答反響信号を受ける電気音響プローブ。 （ロ）前記プローブに結合され該プローブを周期的に付
   勢するパルス発生器。 （ハ）前記プローブに結合され、前記音響的不連続応答
   反響信号を受けて、所定信号により前記音響的不連続応
   答反響信号の数学的コンポルージョンを実行する回路網
   であって、前記所定信号は前記音響的不連続応答反響信
   号と該所定信号のラプラス変換の数学的積が１に等しい
   様に選択され、実質的に前記音響的不連続応答反響信号
   を受けたときから前記音響的不連続応答反響信号が自然
   減衰する前までの間継続する出力信号を供給する回路網
   。 １４特許請求の範囲第１３項に記載の装置において、前
   記回路網は入力端子を有し、更に下記（イ）、（ロ）を
   そなえる装置。 （イ）前記入力端子に結合され前記音響的不連続応答信
   号をデジタル信号に変換するコンバータ装置。 （ロ）前記コンバータ装置に結合され、前記デジタル信
   号を受け、値１／２ｆｏ（ｆｏはプローブの基本周波数
   ）に相当した量Ｊｔだけ前記デジタル信号に２を乗算し
   、この信号を第１信号としてストアし、前記デジタル信
   号の引き数を総計２Ｊｔだけシフトし、その結果上じる
   信号を第２信号としてストアし、２前記デジタル信号と
   前記第２信号を数学的に加算し、前記第１信号を減じ、
   前記出力端子から出力信号を供給する様にプログラムさ
   れたデジタル計算装置。 １５特許請求の範囲第１３項に記載の装置において、前
   記回路網は入力端子と出力端子とを有し、その入力端子
   が前記回路網の入力端子に結合され第１遅延線Ｄ１と、
   第２遅延線Ｄ２と、前記第２遅延線Ｄ２の出力端子と共
   通電位との間に直列に接続されたインピーダンスＲ６と
   からなる直列回路と、所定の利得を有し前記回路網の入
   力端子と前記回路網の出力端子との間に接続される第１
   増幅器Ａ１と、前記第１遅延線と前記第２遅延線との接
   続的と前記回路網の出力端子との間に接続された位相を
   反転させる第２増幅器Ａ２と、前記第２遅延線と前記抵
   抗Ｒ８との接続点と前記回路網の出力端子との間に接続
   される第３増幅器Ａ３とをそなえ、前記遅延線はに／ｆ
   ｏの走行時間を有しくｋは例えば１，２，３・・・の様
   な整数）、ｆｏはプローブの基本周波数であり、前記第
   ２増幅器Ａ２の利得は前記増幅器Ａ１の所定利得の２ｉ
   ｋ倍であり、前記増幅器Ａ３の利得は前記増幅器Ａ１の
   所定利得のｅ二１１上倍（αはプローブの減衰Ｏ 定数）であることを特徴とする装置。 １６特許請求の範囲第１３項に記載の装置において、前
   記回路網は入力端子と出力端子を有し、前記回路網の入
   力端子と共通電位との間に接続される入力インピーダン
   スＲ１と、所定利得を有し前記回路網の入力端子と出力
   端子との間に接続される第１増幅器Ａ、と、前記回路網
   の入力端子とインピーダンスＲ６の第１端子との間に接
   続される遅延線と、前記遅延線と前記インピーダンスＲ
   ８との接続点と前記回路網の出力端子との間に接続され
   位相を反転する第２増幅Ａ２とをそなえ、前記インピー
   ダンスＲ６の他の端子は共通電位に接続され前記入力イ
   ンピーダンスＲ１は前記遅延線のインピーダンスに等し
   く、前記インピーダンスＲ８は前記遅−２αに 延線の゛反射係数がｅ （ここで、ｋは整数、Ｏ αはプローブの減衰定数、ｆｏプローブの基本周波数）
   となるよう選択され、前記第２増幅器Ａ２の利得は前記
   第１増幅器Ａ１の所定利得の２倍であることを特徴とす
   る装置。 １７特許請求の範囲第１３項に記載の装置において、前
   記回路網は入力端子と出力端子を有し、前記回路網の入
   力端子と出力端子と共通電位の間に結合された入力イン
   ピーダンスＲ１と、前記回路網の入力端子と出力端子と
   共通電位の間の出力インピーダンスＲ８に直列に接続さ
   れた遅延線と、前記遅延線と前記出力インピーダンスＲ
   ６との直列接続点と前記回路網の入力端子と出力端子と
   の間に接続されたインピーダンスＲ２とをそなえ、前記
   インピーダンスＲ１は前記遅延線のインピーダンスに等
   しく選択され、前記・ｒンピーダンスＲ８は前記−２α
   に 遅延線の反射係数をｅ となる様に選択さＯ れ（αはプローブの減衰定数、ｋは１／２の奇数倍（例
   えば１／２、３／２、５／２−）、ｆｏはプローブの基
   本周波数）、前記インピーダン／Ｒ２は前記遅延線を通
   るパルスを２ｅ＄倍数で増幅すＯ る様に選択されることを特徴とする装置。 １８特許請求の範囲第１３項に記載の装置において、前
   記回路網は入力端子と出力端子とを有し、更に下記（イ
   ）（０）をそなえることを特徴とする装置。 （イ）前記入力端子に結合され、前記音響不連続応答信
   号をデジタル信号に変換するコンバータ装置。 （ロ）前記コンバータ装置に結合され、前記デジタル信
   号を受けて、このデジタル信号をストアし、前記デジタ
   ル信号の引き数を値１．／２ｆｏと等しい総計Ｊｔだけ
   シフトしく ｆｏはプローブの基本周波数）、その結果
   上じる信号に２を乗算し、この信号を第１信号としてス
   トアし、前記デジタ小信号の引き数を総計２Ａｔだけシ
   フト−その結果生じる信号を第２信号としてストアし、
   前記デジタル信号、前記第１信号及び前記第２信号を数
   学的に組み合わせて前記出力端子から出力信号を供給す
   るようにプログラムされたデジタル計算装置。 １９超音波パルス反響試験装置に使用され、下記（イ）
   （ロ）（／→に）をそなえる音響的不連続応答反響信号
   を判定する装置。 （イ）動作時に被加工物に超音波エネルギを送信し、そ
   こからの音響的不連続応答反響信号を受ける電気音響的
   プローブ。 （ロ）前記プローブに結合され、前記プローブを周期的
   に付勢するパルス発生器。 （ハ）前記プローブに結合され前記音響不連続応答反響
   信号を受けこの信号をビデオ電気信号に変換する受信器
   。 に）前記プローブに結合され、前記ビデオ電気信号を受
   けて所定信号により前記ビデオ信号の数学的コンポルー
   ジョンを実行する回路網であって、前記所定信号は前記
   ビデオ電気信号を該所定信号のラプラス変換の数学的績
   が１に等しくなる様に選択され、前記ビデオ電気信号を
   受けてから前記ビデオ信号が自然減衰する前までの間継
   続する出力信号を供給する回路網。 ２、特許請求の範囲第１９項に記載の装置において、前
   記回路網が入力端子と出力端子とを有し、更に下記＠）
   （ロ）をそなえることを特徴とする装置。 （イ）前記入力端子に接続され、前記ビデオ電気信号を
   デジタル信号に変換するコンバータ装置。 仲）前記コンバータ装置に結合され、前記デジタル信号
   を受けてそのデジタル信号をストアし、前記デジタル信
   号を前記電気信号のパルス巾より小さい総計Ｊｔだけシ
   フトし、その結果生じる信号に２を乗算しこの信号を第
   １信号としてストアし、前記デジタル信号を総計２Ｊｔ
   だけシフトし、その結果生じる信号を第２信号としてス
   トアし、前記デジタル信号と前記第２信号を組み合わせ
   前記第１信号を減じて前記出力信号を供給するようにプ
   ログラムされたデジタル計算装置。 ２１ 超音波パルス反響試験装置において音響的不連
   続応答信号を判定する下記（４ＸＤ）（／→に）をそな
   える装置。 （イ）動作時に超音波エネルギを被加工物に送出し、音
   響的不連続応答反響信号を受ける電気音響的プローブ。 （ロ）前記プローブに結合され前記プローブを周期的に
   付勢するパルス発生器。 （ハ）所定信号を供給する装置であって、該所定信号は
   自ら前記音響的不連続応答信号とのラプラス変換の数学
   的績が１となるような特性を有する装置。 に）前記プローブが結合され前記音響的不連続応答反響
   信号を受け、前記所定信号を供給する装置に結合され前
   記所定信号を受けこの信号により前記音響的不連続応答
   反響信号の数学的コンポルージョンを電気的に実行し、
   前記音響的不連続応答反響信号を受けてから前記音響的
   不連続応答反響信号が自然減衰するまでの間継続する出
   力信号を供給する電気回路網。 ２、特許請求の範囲第２１項に記載の装置において、前
   記回路網は入力端子と出力端子とを有し更に下記（イ）
   （ロ）をそなえることを特徴とする装置。 （イ）２つの入力端子を有し、１つの入力端子は前記入
   力端子に結合されて前記音響的不連続応答信号を受け、
   その第２入力端子は所定信号を供給する前記装置に結合
   され、下記の様な所定信号を受けるコレレータ。 ここで、ｋはｌ／２の奇数倍（例えば１ ／２、．３／
   ２ 。 ５／２・・・）、αはプローブの減衰特性定数、ｆ。 はプローブの基本周波数。 （ロ）前記コレレータを前記回路網の出力端子に結合さ
   せ、前記音響的不連続応答信号と前記所定信との相関性
   に応じた出力信号を供給する装置。 ２、特許請求の範囲第２１項に記載の装置において、前
   記回路網は入力端子と出力端子とを有し更に２つの入力
   端子を有し、その１つの入力端子は前記入力端子に結合
   され前記音響的不連続応答信号を受け、その第２入力端
   子は所定信号を出力する前記装置に結合され、下記の様
   な所定信号を受けるコレレークを有し、 （ココで、ｋは整数、αはプローブの減衰特性定数、ｆ
   ｏはプローブの基本周波数）、前記コレレークは前記回
   路網の出力端子に結合され、前記音響的不連続応答信号
   と前記所定信号との相関性に応じた出力信号を供給する
   ことを特徴とする装置。