JPH0239741B2 - - Google Patents
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- JPH0239741B2 JPH0239741B2 JP56207959A JP20795981A JPH0239741B2 JP H0239741 B2 JPH0239741 B2 JP H0239741B2 JP 56207959 A JP56207959 A JP 56207959A JP 20795981 A JP20795981 A JP 20795981A JP H0239741 B2 JPH0239741 B2 JP H0239741B2
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
- G01N29/00—Investigating or analysing materials by the use of ultrasonic, sonic or infrasonic waves; Visualisation of the interior of objects by transmitting ultrasonic or sonic waves through the object
- G01N29/36—Detecting the response signal, e.g. electronic circuits specially adapted therefor
- G01N29/38—Detecting the response signal, e.g. electronic circuits specially adapted therefor by time filtering, e.g. using time gates
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
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- G01N29/00—Investigating or analysing materials by the use of ultrasonic, sonic or infrasonic waves; Visualisation of the interior of objects by transmitting ultrasonic or sonic waves through the object
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-
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- G—PHYSICS
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Description
−繰返しの電気信号を生じる信号発生器２１１
−該信号発生器２１１から生じる電気励振信号を
第１入力端で受ける第１加算器２１２ −出力端を第１変換器層１１に接続しうる第１増
幅器２１３ が直列に接続されており、前記受信回路３は受信
回路網３１を有し、該受信回路網においては、 −入力端を第２変換器層１２に接続しうる第２増
幅器３１１ −第２変換器層１２において超音波信号が受けた
遅延を補償する遅延回路３１２ −受信エコーに相当する電気信号を処理する信号
処理回路３１４ が直列に接続されている超音波検査装置におい
て、 前記の送信回路２が制御回路網２２をも具え、
該制御回路網２２が第３増幅器２２２を有し、該
第３増幅器の出力端を、前記の送信回路網２１の
伝達関数を補正する為の第１補正回路２２３の入
力端に接続し、該第１補正回路の出力端を前記の
第１加算器２１２の第２入力端に接続し、前記の
制御回路網２２が送信中、第１増幅器２１３に接
続されていない変換器層１２，１３から生じる信
号を第３増幅器２２２に供給する作用をするよう
にしたことを特徴とする超音波検査装置。
第１入力端で受ける第１加算器２１２ −出力端を第１変換器層１１に接続しうる第１増
幅器２１３ が直列に接続されており、前記受信回路３は受信
回路網３１を有し、該受信回路網においては、 −入力端を第２変換器層１２に接続しうる第２増
幅器３１１ −第２変換器層１２において超音波信号が受けた
遅延を補償する遅延回路３１２ −受信エコーに相当する電気信号を処理する信号
処理回路３１４ が直列に接続されている超音波検査装置におい
て、 前記の送信回路２が制御回路網２２をも具え、
該制御回路網２２が第３増幅器２２２を有し、該
第３増幅器の出力端を、前記の送信回路網２１の
伝達関数を補正する為の第１補正回路２２３の入
力端に接続し、該第１補正回路の出力端を前記の
第１加算器２１２の第２入力端に接続し、前記の
制御回路網２２が送信中、第１増幅器２１３に接
続されていない変換器層１２，１３から生じる信
号を第３増幅器２２２に供給する作用をするよう
にしたことを特徴とする超音波検査装置。
２ 特許請求の範囲第１項に記載の超音波検査装
置において、前記の信号供給手段が第１ゲート回
路２２１を有し、該第１ゲート回路を第２変換器
層１２と第２増幅器３１１の入力端との間に接続
し、超音波信号の送信中前記の第１ゲート回路が
第２変換器層１２を第３増幅器２２２にのみ接続
し、エコー信号の受信中前記の第１ゲート回路が
第２変換器層１２を第２増幅器３１１にのみ接続
するようにしたことを特徴とする超音波検査装
置。
置において、前記の信号供給手段が第１ゲート回
路２２１を有し、該第１ゲート回路を第２変換器
層１２と第２増幅器３１１の入力端との間に接続
し、超音波信号の送信中前記の第１ゲート回路が
第２変換器層１２を第３増幅器２２２にのみ接続
し、エコー信号の受信中前記の第１ゲート回路が
第２変換器層１２を第２増幅器３１１にのみ接続
するようにしたことを特徴とする超音波検査装
置。
３ 特許請求の範囲第１項に記載の超音波検査装
置において、前記の信号供給手段を第３変換器層
１３を以つて構成し、該第３変換器層を第３増幅
器２２２の入力端に接続し、第２変換器層１２を
第２増幅器３１１の入力端に接続したことを特徴
とする超音波検査装置。
置において、前記の信号供給手段を第３変換器層
１３を以つて構成し、該第３変換器層を第３増幅
器２２２の入力端に接続し、第２変換器層１２を
第２増幅器３１１の入力端に接続したことを特徴
とする超音波検査装置。
４ 特許請求の範囲第１〜３項のいずれか一項に
記載の超音波検査装置において、前記の受信回路
３が、第１変換器層１１を信号処理回路３１４に
接続しうるようにした補助回路網３２をも有し、
該補助回路網が −第１増幅器２１３の出力端と第１変換器層１１
との間に接続した第２ゲート回路３２１ −第４増幅器３２２ −受信回路網３１の伝達関数を補正する為の第２
補正回路３２３ の直列接続素子を有し、遅延回路３１２と信号処
理回路３１４との間に第２加算器２１３を接続
し、該第２加算器の出力端を前記の信号処理回路
３１４の入力端に接続し、前記の第２加算器の第
１入力端を前記の第２補正回路３２３の出力端に
接続し、前記の第２加算器の第２入力端を前記の
遅延回路３１２の出力端に接続し、超音波信号の
送信中前記の第２ゲート回路３２１が第１変換器
層１１を第１増幅器２１３にのみ接続し、エコー
信号の受信中前記の第２ゲート回路３２１が第１
変換器層１１を第４増幅器３２２にのみ接続する
ようにしたことを特徴とする超音波検査装置。
記載の超音波検査装置において、前記の受信回路
３が、第１変換器層１１を信号処理回路３１４に
接続しうるようにした補助回路網３２をも有し、
該補助回路網が −第１増幅器２１３の出力端と第１変換器層１１
との間に接続した第２ゲート回路３２１ −第４増幅器３２２ −受信回路網３１の伝達関数を補正する為の第２
補正回路３２３ の直列接続素子を有し、遅延回路３１２と信号処
理回路３１４との間に第２加算器２１３を接続
し、該第２加算器の出力端を前記の信号処理回路
３１４の入力端に接続し、前記の第２加算器の第
１入力端を前記の第２補正回路３２３の出力端に
接続し、前記の第２加算器の第２入力端を前記の
遅延回路３１２の出力端に接続し、超音波信号の
送信中前記の第２ゲート回路３２１が第１変換器
層１１を第１増幅器２１３にのみ接続し、エコー
信号の受信中前記の第２ゲート回路３２１が第１
変換器層１１を第４増幅器３２２にのみ接続する
ようにしたことを特徴とする超音波検査装置。
５ 特許請求の範囲第１〜３項のいずれか一項に
記載の超音波検査装置において、前記の変換器１
が第１変換器層１１と第２変換器層１２との間に
圧電材料より成る第４変換器層１４を有し、前記
の受信回路３が、前記の第４変換器層１４を信号
処理回路３１４に接続しうるようにする補助回路
網３２をも有し、該補助回路網が第４増幅器３２
２を有し、該第４増幅器の出力端を、受信回路網
３１の伝達関数を補正する為の第２補正回路３２
３に接続し、遅延回路３１２と信号処理回路３１
４との間に第２加算器３１３を設け、該第２加算
器の出力端を信号処理回路３１４の入力端に接続
し、前記の第２加算器の第１入力端を第２補正回
路３２３の出力端に接続し、前記の第２加算器の
第２入力端を遅延回路３１２の出力端に接続した
ことを特徴とする超音波検査装置。
記載の超音波検査装置において、前記の変換器１
が第１変換器層１１と第２変換器層１２との間に
圧電材料より成る第４変換器層１４を有し、前記
の受信回路３が、前記の第４変換器層１４を信号
処理回路３１４に接続しうるようにする補助回路
網３２をも有し、該補助回路網が第４増幅器３２
２を有し、該第４増幅器の出力端を、受信回路網
３１の伝達関数を補正する為の第２補正回路３２
３に接続し、遅延回路３１２と信号処理回路３１
４との間に第２加算器３１３を設け、該第２加算
器の出力端を信号処理回路３１４の入力端に接続
し、前記の第２加算器の第１入力端を第２補正回
路３２３の出力端に接続し、前記の第２加算器の
第２入力端を遅延回路３１２の出力端に接続した
ことを特徴とする超音波検査装置。
６ 特許請求の範囲第１〜３項のいずれか一項に
記載の超音波検査装置において、前記の変換器１
が、第１および第２変換器層１１および１２の前
方に設けられた圧電材料より成る第４変換器層１
４′を有し、前記の受信回路３が、前記の第４変
換器層１４′を信号処理回路３１４に接続しうる
ようにする補助回路網３２をも有し、該補助回路
網が −第４増幅器３２２ −受信回路網３１の伝達関数を補正する為の第２
補正回路３２３ −第２遅延回路３２４ の直列接続素子を有し、第１遅延回路３１２と信
号処理回路３１４との間に第２加算器３１３を接
続し、該第２加算器の出力端を信号処理回路３１
４の入力端に接続し、前記の第２加算器の第１入
力端を第２遅延回路３２４の出力端に接続し、前
記の第２加算器の第２入力端を第１遅延回路３１
２の出力端に接続したことを特徴とする超音波検
査装置。
記載の超音波検査装置において、前記の変換器１
が、第１および第２変換器層１１および１２の前
方に設けられた圧電材料より成る第４変換器層１
４′を有し、前記の受信回路３が、前記の第４変
換器層１４′を信号処理回路３１４に接続しうる
ようにする補助回路網３２をも有し、該補助回路
網が −第４増幅器３２２ −受信回路網３１の伝達関数を補正する為の第２
補正回路３２３ −第２遅延回路３２４ の直列接続素子を有し、第１遅延回路３１２と信
号処理回路３１４との間に第２加算器３１３を接
続し、該第２加算器の出力端を信号処理回路３１
４の入力端に接続し、前記の第２加算器の第１入
力端を第２遅延回路３２４の出力端に接続し、前
記の第２加算器の第２入力端を第１遅延回路３１
２の出力端に接続したことを特徴とする超音波検
査装置。
７ 特許請求の範囲第１〜６項のいずれか一項に
記載の超音波検査装置において、各補正回路２２
３，３２３が多数の入力端を有する加算回路２２
５，３２５を具え、該加算回路の各入力端を遅延
線２２７ｉ，３２７ｉの出力端に接続し、該遅延
線の入力端を減衰器２２６ｉ，３２６ｉの出力端
に接続したことを特徴とする超音波検査装置。
記載の超音波検査装置において、各補正回路２２
３，３２３が多数の入力端を有する加算回路２２
５，３２５を具え、該加算回路の各入力端を遅延
線２２７ｉ，３２７ｉの出力端に接続し、該遅延
線の入力端を減衰器２２６ｉ，３２６ｉの出力端
に接続したことを特徴とする超音波検査装置。
本発明は、少くとも、送信回路に接続でき超音
波エネルギーを伝達する圧電材料の第１変換器層
と、受信回路に接続でき超音波エコー信号を検出
する圧電材料の第２変換器層とを有する変換器を
具える超音波検査装置であつて、第１および第２
変換器層は超音波ビーム方向に積重ねられてお
り、前記送信回路は送信回路網を有し、該送信回
路網においては、 −繰返しの電気信号を生じる信号発生器 −該信号発生器から生じる電気励振信号を第１入
力端で受ける第１加算器 −出力端を第１変換器層に接続しうる第１増幅器 が直列に接続されており、前記受信回路は受信回
路網を有し、該受信回路網においては、 −入力端を第２変換器層に接続しうる第２増幅器 −第２変換器層において超音波信号が受けた遅延
を補償する遅延回路 −受信エコーに相当する電気信号を処理する信号
処理回路 が直列に接続されている超音波検査装置に関する
ものである。
波エネルギーを伝達する圧電材料の第１変換器層
と、受信回路に接続でき超音波エコー信号を検出
する圧電材料の第２変換器層とを有する変換器を
具える超音波検査装置であつて、第１および第２
変換器層は超音波ビーム方向に積重ねられてお
り、前記送信回路は送信回路網を有し、該送信回
路網においては、 −繰返しの電気信号を生じる信号発生器 −該信号発生器から生じる電気励振信号を第１入
力端で受ける第１加算器 −出力端を第１変換器層に接続しうる第１増幅器 が直列に接続されており、前記受信回路は受信回
路網を有し、該受信回路網においては、 −入力端を第２変換器層に接続しうる第２増幅器 −第２変換器層において超音波信号が受けた遅延
を補償する遅延回路 −受信エコーに相当する電気信号を処理する信号
処理回路 が直列に接続されている超音波検査装置に関する
ものである。
この種類の超音波検査装置は欧州特許出願第
21534号明細書に記載されており既知である。変
換器は送信および受信用の別個の変換器層を有す
る為、これらの層の各々はその機能に最適に適合
しうるようにすることができる。しかし、この変
換器を経て相互接続される送信および受信回路は
互いに悪影響を及ぼすおそれがある。
21534号明細書に記載されており既知である。変
換器は送信および受信用の別個の変換器層を有す
る為、これらの層の各々はその機能に最適に適合
しうるようにすることができる。しかし、この変
換器を経て相互接続される送信および受信回路は
互いに悪影響を及ぼすおそれがある。
本発明の目的は、上述した悪影響を可成り減少
せしめ、超音波送信および受信回路を適切に切り
離し、変換器の感度および減衰の制御を同時に可
能としうるようにすることにある。
せしめ、超音波送信および受信回路を適切に切り
離し、変換器の感度および減衰の制御を同時に可
能としうるようにすることにある。
本発明は、少くとも、送信回路に接続でき超音
波エネルギーを伝達する圧電材料の第１変換器層
と、受信回路に接続でき超音波エコー信号を検出
する圧電材料の第２変換器層とを有する変換器を
具える超音波検査装置であつて、第１および第２
変換器層は超音波ビーム方向に積重ねられてお
り、前記送信回路は送信回路網を有し、該送信回
路網においては、 −繰返しの電気信号を生じる信号発生器 −該信号発生器から生じる電気励振信号を第１入
力端で受ける第１加算器 −出力端を第１変換器層に接続しうる第１増幅器 が直列に接続されており、前記受信回路は受信回
路網を有し、該受信回路網においては、 −入力端を第２変換器層に接続しうる第２増幅器 −第２変換器層において超音波信号が受けた遅延
を補償する遅延回路 −受信エコーに相当する電気信号を処理する信号
処理回路 が直列に接続されている超音波検査装置におい
て、 前記の送信回路が制御回路網をも具え、該制御
回路網が第３増幅器を有し、該第３増幅器の出力
端を、前記の送信回路網の伝達関数を補正する為
の第１補正回路の入力端に接続し、該第１補正回
路の出力端を前記の第１加算器の第２入力端に接
続し、前記の制御回路網が送信中、第１増幅器に
接続されていない変換器層から生じる信号を第３
増幅器に供給する作用をするようにしたことを特
徴とする。
波エネルギーを伝達する圧電材料の第１変換器層
と、受信回路に接続でき超音波エコー信号を検出
する圧電材料の第２変換器層とを有する変換器を
具える超音波検査装置であつて、第１および第２
変換器層は超音波ビーム方向に積重ねられてお
り、前記送信回路は送信回路網を有し、該送信回
路網においては、 −繰返しの電気信号を生じる信号発生器 −該信号発生器から生じる電気励振信号を第１入
力端で受ける第１加算器 −出力端を第１変換器層に接続しうる第１増幅器 が直列に接続されており、前記受信回路は受信回
路網を有し、該受信回路網においては、 −入力端を第２変換器層に接続しうる第２増幅器 −第２変換器層において超音波信号が受けた遅延
を補償する遅延回路 −受信エコーに相当する電気信号を処理する信号
処理回路 が直列に接続されている超音波検査装置におい
て、 前記の送信回路が制御回路網をも具え、該制御
回路網が第３増幅器を有し、該第３増幅器の出力
端を、前記の送信回路網の伝達関数を補正する為
の第１補正回路の入力端に接続し、該第１補正回
路の出力端を前記の第１加算器の第２入力端に接
続し、前記の制御回路網が送信中、第１増幅器に
接続されていない変換器層から生じる信号を第３
増幅器に供給する作用をするようにしたことを特
徴とする。
本発明によれば、送信回路網の伝達関数を最適
に適合しうるようになる。更に補正回路により超
音波変換器の減衰度および感度を部分的に制御し
うるようになる。本発明による超音波検査装置の
好適例によれば更に改善を達成することができ
る。この例では、前記の受信回路が、第１変換器
層を信号処理回路に接続しうるようにした補助回
路網をも有し、該補助回路網が −第１増幅器の出力端と第１変換器層との間に接
続した第２ゲート回路 −第４増幅器 −受信回路網の伝達関数を補正する為の第２補正
回路 の直列接続素子を有し、遅延回路と信号処理回路
との間に第２加算器を接続し、該第２加算器の出
力端を前記の信号処理回路の入力端に接続し、前
記の第２加算器の第１入力端を前記の第２補正回
路の出力端に接続し、前記の第２加算器の第２入
力端を前記の遅延回路の出力端に接続し、超音波
信号の送信中前記の第２ゲート回路が第１変換器
層を第１増幅器にのみ接続し、エコー信号の受信
中前記の第２ゲート回路が第１変換器層を第４増
幅器にのみ接続するようにする。
に適合しうるようになる。更に補正回路により超
音波変換器の減衰度および感度を部分的に制御し
うるようになる。本発明による超音波検査装置の
好適例によれば更に改善を達成することができ
る。この例では、前記の受信回路が、第１変換器
層を信号処理回路に接続しうるようにした補助回
路網をも有し、該補助回路網が −第１増幅器の出力端と第１変換器層との間に接
続した第２ゲート回路 −第４増幅器 −受信回路網の伝達関数を補正する為の第２補正
回路 の直列接続素子を有し、遅延回路と信号処理回路
との間に第２加算器を接続し、該第２加算器の出
力端を前記の信号処理回路の入力端に接続し、前
記の第２加算器の第１入力端を前記の第２補正回
路の出力端に接続し、前記の第２加算器の第２入
力端を前記の遅延回路の出力端に接続し、超音波
信号の送信中前記の第２ゲート回路が第１変換器
層を第１増幅器にのみ接続し、エコー信号の受信
中前記の第２ゲート回路が第１変換器層を第４増
幅器にのみ接続するようにする。
第２補正回路が設けられることにより超音波変
換器の減衰度および感度の制御が一層優れたもの
となり、また変換器の作動を最適化しうるように
なる。
換器の減衰度および感度の制御が一層優れたもの
となり、また変換器の作動を最適化しうるように
なる。
図面につき本発明を説明する。
ブロツク線図で第１図に示す本発明の一例の超
音波検査装置は超音波変換器１を有し、この超音
波変換器により、被検体に超音波信号を繰返し放
射し、順次の放射間の時間隔中は被検体から超音
波変換器に向けて反射されたこれら信号の超音波
エコー信号を受ける。
音波検査装置は超音波変換器１を有し、この超音
波変換器により、被検体に超音波信号を繰返し放
射し、順次の放射間の時間隔中は被検体から超音
波変換器に向けて反射されたこれら信号の超音波
エコー信号を受ける。
本例の変換器１は異なる圧電材料から造るのが
好ましい２つの変換器層１１および１２を有し、
これらの層を厚さ方向に振動させるようにする。
主として超音波信号を伝達する作用をし、例えば
ジルコン酸チタン酸鉛から造る第１層１１は、変
換器に電気励振信号を与える送信回路２に接続す
る。超音波エコー信号を受ける作用をし、例えば
ニオブ酸鉛から造る第２層１２は変換器に送られ
たエコー信号を受けて処理する受信回路３に接続
することができる。第１および第２変換器層１１
および１２は変換器によつて伝達或いは検出する
或いはその双方を行なうべき超音波ビームの方向
に積み重ねられている。
好ましい２つの変換器層１１および１２を有し、
これらの層を厚さ方向に振動させるようにする。
主として超音波信号を伝達する作用をし、例えば
ジルコン酸チタン酸鉛から造る第１層１１は、変
換器に電気励振信号を与える送信回路２に接続す
る。超音波エコー信号を受ける作用をし、例えば
ニオブ酸鉛から造る第２層１２は変換器に送られ
たエコー信号を受けて処理する受信回路３に接続
することができる。第１および第２変換器層１１
および１２は変換器によつて伝達或いは検出する
或いはその双方を行なうべき超音波ビームの方向
に積み重ねられている。
送信回路２は送信回路網２１と制御回路網２２
とを有する。送信回路網２１は広帯域電気信号発
生器２１１と、第１加算器２１２と、第１増幅器
２１３（線形、広帯域、低出力インピーダンス増
幅器）との直列回路を以つて構成し、第１加算器
の第１入力端が信号発生器２１１から生じる信号
を受け、第２入力端が制御回路網２２の出力信号
を受け、前記の第１増幅器２１３が第１加算器２
１２の出力端に生じる信号を増幅し、この第１増
幅器２１３の出力端を後に詳細に説明する回路３
２１を経て第１変換器層１１に接続しうるように
する。超音波信号の送信中第２変換器層１２を加
算器２１２の第２入力端に接続する作用をする制
御回路網２２は以下の直列接続素子を有する。
とを有する。送信回路網２１は広帯域電気信号発
生器２１１と、第１加算器２１２と、第１増幅器
２１３（線形、広帯域、低出力インピーダンス増
幅器）との直列回路を以つて構成し、第１加算器
の第１入力端が信号発生器２１１から生じる信号
を受け、第２入力端が制御回路網２２の出力信号
を受け、前記の第１増幅器２１３が第１加算器２
１２の出力端に生じる信号を増幅し、この第１増
幅器２１３の出力端を後に詳細に説明する回路３
２１を経て第１変換器層１１に接続しうるように
する。超音波信号の送信中第２変換器層１２を加
算器２１２の第２入力端に接続する作用をする制
御回路網２２は以下の直列接続素子を有する。
〇 信号供給装置として作用する第１ゲート回路
２２１ 〇 低入力インピーダンスを有する線形広帯域増
幅器２２２（以後第３増幅器と称する） 〇 送信回路網２１の伝達関数を補正する第１補
正回路２２３ 本例の受信回路３は受信回路網３１と補助回路
網３２とを有する。受信回路網３１は第２増幅器
３１１と、遅延回路３１２と、第２加算器３１３
と、信号処理回路３１４の直列接続回路網を以つ
て構成する。第２増幅器３１１は第１ゲート回路
２２１を経て第２変換器層１２に接続しうる線形
広帯域増幅器を以つて構成する。遅延回路３１２
は、第１変換器層１１によつて受信されるエコー
信号がまず最初に第２変換器層１２を通過すると
いう事実を考慮して設けた。これにより、第２変
換器層１２中にこれらのエコー信号が受ける遅延
を補償する。第２加算器３１３の第１入力端は第
２増幅器３１１の遅延出力信号を受け、第２加算
器３１３の第２入力端は補助回路網３２の出力信
号を受ける。補助回路網３２はエコー信号の受信
中第１変換器層１１を第２加算器３１３の第２入
力端に接続する作用をする。この補助回路網３２
は、第２ゲート回路３２１と、線形広帯域増幅器
３２２（以後第４増幅器と称する）と、受信回路
網３１の伝達関数を補正する第２補正回路３２３
との直列接続素子を有する。
２２１ 〇 低入力インピーダンスを有する線形広帯域増
幅器２２２（以後第３増幅器と称する） 〇 送信回路網２１の伝達関数を補正する第１補
正回路２２３ 本例の受信回路３は受信回路網３１と補助回路
網３２とを有する。受信回路網３１は第２増幅器
３１１と、遅延回路３１２と、第２加算器３１３
と、信号処理回路３１４の直列接続回路網を以つ
て構成する。第２増幅器３１１は第１ゲート回路
２２１を経て第２変換器層１２に接続しうる線形
広帯域増幅器を以つて構成する。遅延回路３１２
は、第１変換器層１１によつて受信されるエコー
信号がまず最初に第２変換器層１２を通過すると
いう事実を考慮して設けた。これにより、第２変
換器層１２中にこれらのエコー信号が受ける遅延
を補償する。第２加算器３１３の第１入力端は第
２増幅器３１１の遅延出力信号を受け、第２加算
器３１３の第２入力端は補助回路網３２の出力信
号を受ける。補助回路網３２はエコー信号の受信
中第１変換器層１１を第２加算器３１３の第２入
力端に接続する作用をする。この補助回路網３２
は、第２ゲート回路３２１と、線形広帯域増幅器
３２２（以後第４増幅器と称する）と、受信回路
網３１の伝達関数を補正する第２補正回路３２３
との直列接続素子を有する。
２つの異なる変換器層を有する変換器を具える
上述した装置は送信回路２および受信回路３によ
り変換器１のローデイングを最適にしうるばかり
ではなく、 (a) 通常送信の作用をする第１変換器層１１の付
近に、この層１１によつて送信される信号の一
部を吸収し送信回路網を制御しうる補正信号を
生ぜしめるセンサ（層１２）が得られるように
するとともに、これとは逆に (b) 第２変換器層１２のすぐそばに、補助回路網
３２を経て信号処理回路３１４に供給し受信回
路網３１伝達関数を補正しうるようにする補正
信号を生じる他のセンサ（層１１）が得られる
ようにする。
上述した装置は送信回路２および受信回路３によ
り変換器１のローデイングを最適にしうるばかり
ではなく、 (a) 通常送信の作用をする第１変換器層１１の付
近に、この層１１によつて送信される信号の一
部を吸収し送信回路網を制御しうる補正信号を
生ぜしめるセンサ（層１２）が得られるように
するとともに、これとは逆に (b) 第２変換器層１２のすぐそばに、補助回路網
３２を経て信号処理回路３１４に供給し受信回
路網３１伝達関数を補正しうるようにする補正
信号を生じる他のセンサ（層１１）が得られる
ようにする。
ゲート回路２２１よび３２１は送信および受信
中に上述した補正作動を実行しうるようにする。
送信中は第２ゲート回路３２１が第１増幅器２１
３を第１変換器層１１に接続し、この第２ゲート
回路３２１の第３端子を接地する。この場合第１
ゲート回路２２１が第２変換器層１２を第３増幅
器２２２に接続し、この第１ゲート回路の第３端
子は接地する。しかし受信中は第２ゲート回路３
２１が第１変換器層１１を第４増幅器３２２に接
続し、この場合第２ゲート回路３２１の第１端子
は浮動とし（すなわち第１増幅器２１３に電気接
続しない）、第１ゲート回路２２１が第２変換器
層１を第２増幅器３１１に接続し、送信中第３増
幅器２２２に接続されていた第１ゲート回路の端
子は接地する。
中に上述した補正作動を実行しうるようにする。
送信中は第２ゲート回路３２１が第１増幅器２１
３を第１変換器層１１に接続し、この第２ゲート
回路３２１の第３端子を接地する。この場合第１
ゲート回路２２１が第２変換器層１２を第３増幅
器２２２に接続し、この第１ゲート回路の第３端
子は接地する。しかし受信中は第２ゲート回路３
２１が第１変換器層１１を第４増幅器３２２に接
続し、この場合第２ゲート回路３２１の第１端子
は浮動とし（すなわち第１増幅器２１３に電気接
続しない）、第１ゲート回路２２１が第２変換器
層１を第２増幅器３１１に接続し、送信中第３増
幅器２２２に接続されていた第１ゲート回路の端
子は接地する。
第２ａおよび２ｂ図は、信号P1およびP2によ
りそれぞれ制御される第１および第２ゲート回路
２２１および３２１の一例をそれぞれ示す。これ
らの信号P1およびP2を第３図ｂおよびｃにそれ
ぞれ示してあり、これらの信号は、第３図ａに示
す電気励振信号が信号発生器２１１によつて生ぜ
しめられる時間間隔に直接関連する期間中“高”
或いは“低”論理レベルとなる。励振信号は凝似
周期t0t2，t2t4等を有する繰返しバーストから成
り、各バーストは超音波変換器の共振周波数にほ
ぼ等しい周波数で順次に生じる多数のパルスから
成る。周期t0t1，t2t3等は送信が行なわれる期間
を構成し、周期t1t2，t3t4等は受信が行なわれる
期間を構成する。
りそれぞれ制御される第１および第２ゲート回路
２２１および３２１の一例をそれぞれ示す。これ
らの信号P1およびP2を第３図ｂおよびｃにそれ
ぞれ示してあり、これらの信号は、第３図ａに示
す電気励振信号が信号発生器２１１によつて生ぜ
しめられる時間間隔に直接関連する期間中“高”
或いは“低”論理レベルとなる。励振信号は凝似
周期t0t2，t2t4等を有する繰返しバーストから成
り、各バーストは超音波変換器の共振周波数にほ
ぼ等しい周波数で順次に生じる多数のパルスから
成る。周期t0t1，t2t3等は送信が行なわれる期間
を構成し、周期t1t2，t3t4等は受信が行なわれる
期間を構成する。
第１ゲート回路２２１の３つの接続端子は第２
変換器層１２、第３増幅器２２２および第２増幅
器３１１にそれぞれ接続する。４つの電界効果ト
ランジスタ３３１，３３２，３３３および３３４
はこのゲート回路におけるスイツチング部材とし
て作用する。送信中は電界効果トランジスタ３３
１および３３３が導通し、電界効果トランジスタ
３３２および３３４が遮断し、受信中はトランジ
スタ３３１および３３３が遮断し、トランジスタ
３３２および３３４が導通する。第２ゲート回路
３２１の３つの接続端子は第１変換器層１１、第
１増幅器２１３および第４増幅器３２２にそれぞ
れ接続する。３つの電界効果トランジスタ３４
１，３４２および３４３はこのゲート回路におけ
るスイツチング素子として作用する。送信中は電
界効果トランジスタ３４１および３４３が導通
し、電界効果トランジスタ３４２が遮断し、受信
中はトランジスタ３４１および３４３が遮断し、
トランジスタ３４２が導通する。
変換器層１２、第３増幅器２２２および第２増幅
器３１１にそれぞれ接続する。４つの電界効果ト
ランジスタ３３１，３３２，３３３および３３４
はこのゲート回路におけるスイツチング部材とし
て作用する。送信中は電界効果トランジスタ３３
１および３３３が導通し、電界効果トランジスタ
３３２および３３４が遮断し、受信中はトランジ
スタ３３１および３３３が遮断し、トランジスタ
３３２および３３４が導通する。第２ゲート回路
３２１の３つの接続端子は第１変換器層１１、第
１増幅器２１３および第４増幅器３２２にそれぞ
れ接続する。３つの電界効果トランジスタ３４
１，３４２および３４３はこのゲート回路におけ
るスイツチング素子として作用する。送信中は電
界効果トランジスタ３４１および３４３が導通
し、電界効果トランジスタ３４２が遮断し、受信
中はトランジスタ３４１および３４３が遮断し、
トランジスタ３４２が導通する。
送信および受信中の装置の作動を以下に説明す
る。
る。
送信中は第１変換器層１１の両端間に存在する
電圧のラプラス変換は次式で与えられる。
電圧のラプラス変換は次式で与えられる。
V1（ｐ）＝A1（ｐ）・〔Ｅ（ｐ）＋C1
（ｐ）・A2（ｐ）・Ze（ｐ）／ZT（ｐ）＋Ze（ｐ）
・V2（ｐ）〕
この式において、各種の記号は次の意味を有す
る。ただし、F.T.（…）は“（…）の伝達関数”
を表わし、T.L.（…）は“（…）のラプラス変換”
を表わすものとする。
る。ただし、F.T.（…）は“（…）の伝達関数”
を表わし、T.L.（…）は“（…）のラプラス変換”
を表わすものとする。
A1（ｐ）＝F.T.（増幅器２１３）
A2（ｐ）＝F.T.（増幅器２２２）
C1（ｐ）＝F.T.（補正回路２２３）
Ｅ（ｐ）＝T.L.（信号発生器２１１から生じ
る励振信号） V2（ｐ）＝T.L.（層１２の両端間の電圧） Ze（ｐ）＝F.T.（増幅器２２２の入力インピ
ーダンス） ZT（ｐ）＝F.T.（層１２のインピーダンス） 双方の増幅器２１３および２２２の帯域幅が、
前述した装置が作動する周波数帯域の幅を越える
ものとすると、A1（ｐ）およびA2（ｐ）は定数A1
およびA2とみなしうる為、 V1（ｐ）＝A1〔Ｅ（ｐ）＋C1（ｐ）・A2・ Ze（ｐ）／ZT（ｐ）＋Ze（ｐ）・V2（ｐ）〕 となる。M1（ｐ）＝V2（ｐ）／V1（ｐ）およびM2
（ｐ）＝F1（ｐ）／V1（ｐ）であるとすると（ここ
にF1（ｐ）は発生された音響エネルギーのラプラ
ス変換を示す）、 V1（ｐ）＝A1E（ｐ）＋A1A2 Ze（ｐ）／ZT（ｐ）＋Ze（ｐ）・C1（ｐ） ・M1（ｐ）・V1（ｐ） V1（ｐ） ＝A1E（ｐ）／１−A1A2Ze（ｐ）／ZT（ｐ）＋Ze（ｐ
）C1（ｐ）・M1（ｐ） E1（ｐ）＝M2（ｐ）V1（ｐ） となる。従つて閉ループの伝達関数は F1（ｐ）／Ｅ（ｐ） ＝M2（ｐ）・A1／１−A1A2Ze（ｐ）／ZT（ｐ）＋Ze（
ｐ）C1（ｐ）・M1（ｐ） として書き表わせる。いわゆるクツク−レツドウ
ツド（Cook−Redwood）近似法（文献IRE
convention Record4，1956，p.p61−69のE.G.
Cook氏著“Transient and steddy−state
response of ultrasonic piezoelectric
transducers”およびJournal of the Acoustical
Society of America，33，1961，p.p527−536の
M.Redwood氏著“Transient performance of
ａ piezoelectric transducer”参照）を用いれ
ば、次式として書き表わせる。
る励振信号） V2（ｐ）＝T.L.（層１２の両端間の電圧） Ze（ｐ）＝F.T.（増幅器２２２の入力インピ
ーダンス） ZT（ｐ）＝F.T.（層１２のインピーダンス） 双方の増幅器２１３および２２２の帯域幅が、
前述した装置が作動する周波数帯域の幅を越える
ものとすると、A1（ｐ）およびA2（ｐ）は定数A1
およびA2とみなしうる為、 V1（ｐ）＝A1〔Ｅ（ｐ）＋C1（ｐ）・A2・ Ze（ｐ）／ZT（ｐ）＋Ze（ｐ）・V2（ｐ）〕 となる。M1（ｐ）＝V2（ｐ）／V1（ｐ）およびM2
（ｐ）＝F1（ｐ）／V1（ｐ）であるとすると（ここ
にF1（ｐ）は発生された音響エネルギーのラプラ
ス変換を示す）、 V1（ｐ）＝A1E（ｐ）＋A1A2 Ze（ｐ）／ZT（ｐ）＋Ze（ｐ）・C1（ｐ） ・M1（ｐ）・V1（ｐ） V1（ｐ） ＝A1E（ｐ）／１−A1A2Ze（ｐ）／ZT（ｐ）＋Ze（ｐ
）C1（ｐ）・M1（ｐ） E1（ｐ）＝M2（ｐ）V1（ｐ） となる。従つて閉ループの伝達関数は F1（ｐ）／Ｅ（ｐ） ＝M2（ｐ）・A1／１−A1A2Ze（ｐ）／ZT（ｐ）＋Ze（
ｐ）C1（ｐ）・M1（ｐ） として書き表わせる。いわゆるクツク−レツドウ
ツド（Cook−Redwood）近似法（文献IRE
convention Record4，1956，p.p61−69のE.G.
Cook氏著“Transient and steddy−state
response of ultrasonic piezoelectric
transducers”およびJournal of the Acoustical
Society of America，33，1961，p.p527−536の
M.Redwood氏著“Transient performance of
ａ piezoelectric transducer”参照）を用いれ
ば、次式として書き表わせる。
Ze（ｐ）／ZT（ｐ）＋Ze（ｐ）M1（ｐ）＝K1・o=∞
〓n=0
αo・e-n〓p
および
M2（ｐ）＝K2 ・o=∞
〓n=0
βo・e-n〓p
ここにK1およびK2は伝達定数（増幅率に等し
い）であり、αoおよびβoは種々の界面での反射係
数の関数である。ｎが無限大になると、関数αoお
よびβoは零に急速に収束する為、αおよびβの級
数を中断させることができ、次式が得られる。
い）であり、αoおよびβoは種々の界面での反射係
数の関数である。ｎが無限大になると、関数αoお
よびβoは零に急速に収束する為、αおよびβの級
数を中断させることができ、次式が得られる。
A1A2C1（ｐ）K1M
〓0
αoe-n〓pが１よりも小さいも
のとすると（このことはK1が１よりも著るしく
小さい為正しいことである）、一次近似で次式が
得られる。
のとすると（このことはK1が１よりも著るしく
小さい為正しいことである）、一次近似で次式が
得られる。
F1（ｐ）／Ｅ（ｐ）A1K2M
〓0
βoe-n〓p〔１＋A1A2C1K1M
〓0
αoe-n〓p〕
F1（ｐ）／Ｅ（ｐ）＝A1K2M
〓0
βoe-n〓p＋A2 1A2K1K2C1（ｐ）M
〓0
βoe-n〓p M
〓0
αoe-n〓p
Ｍよりも大きい指数を有する項を無視することに
より、 M 〓0 βoe-n〓pＸM 〓0 αoe-n〓p＝M 〓0 goe-n〓p であると仮定すると（係数goはαoおよびβoの関数
であり、後者よりもゆつくり収束する）、次式が
得られる。
より、 M 〓0 βoe-n〓pＸM 〓0 αoe-n〓p＝M 〓0 goe-n〓p であると仮定すると（係数goはαoおよびβoの関数
であり、後者よりもゆつくり収束する）、次式が
得られる。
F1（ｐ）／Ｅ（ｐ）＝A1K2〔M
〓0
βoe-n〓p＋A1A2K1C1（ｐ）M
〓0
goe-n〓p〕
補正回路２２３に対して、遅延をともない重み付
けを行なう加算回路の伝達関数に等しい伝達関数
を有する回路を選択する場合、すなわち、C1
（ｐ）を C1（ｐ）＝M 〓0 doe-n〓p として書き表わすことができ（ここにdoは可調整
係数である）、またδo＝A1A2K1doである場合に
は、次式が得られる。
けを行なう加算回路の伝達関数に等しい伝達関数
を有する回路を選択する場合、すなわち、C1
（ｐ）を C1（ｐ）＝M 〓0 doe-n〓p として書き表わすことができ（ここにdoは可調整
係数である）、またδo＝A1A2K1doである場合に
は、次式が得られる。
F1（ｐ）／Ｅ（ｐ）＝A1K2〔M
〓0
βoe-n〓p＋M
〓0
δoe-n〓p M
〓0
goe-n〓p〕F1（ｐ）／Ｅ（ｐ）＝A1K2M
〓0
（βo＋γo）e-n〓p
ここに
M
〓0 o
e-n〓p・M
〓0
goe-n〓p＝M
〓0
γoe-n〓p
である。これらの式においては前述したようにＭ
よりも大きい指数を有する項は無視した。係数γo
は補正回路２２３およびその伝達係数C1（ｐ）の
選択により間接的に制御しうる為、これにより係
数βoを補償或いは増強させて装置の感度および減
衰度を変えるようにすることができる。
よりも大きい指数を有する項は無視した。係数γo
は補正回路２２３およびその伝達係数C1（ｐ）の
選択により間接的に制御しうる為、これにより係
数βoを補償或いは増強させて装置の感度および減
衰度を変えるようにすることができる。
受信に対しては以下の記号を導入することがで
きる。
きる。
A3（ｐ）＝F.T.（増幅器３１１）
A4（ｐ）＝F.T.（増幅器３２２）
C2（ｐ）＝F.T.（補正回路３２３）
F2（ｐ）＝T.L.（変換器に対し垂直な入射
音響エネルギーによつて及ぼされる力の成
分） Ｓ（ｐ）＝T.L.（加算器３１２の出力端に
おける受信信号） V1（ｐ）＝T.L.（層１１の両端間の電圧） V2（ｐ）＝T.L.（層１２の両端間の電圧） e-〓p＝F.T.（遅延回路３１２） この場合次式が得られる。
音響エネルギーによつて及ぼされる力の成
分） Ｓ（ｐ）＝T.L.（加算器３１２の出力端に
おける受信信号） V1（ｐ）＝T.L.（層１１の両端間の電圧） V2（ｐ）＝T.L.（層１２の両端間の電圧） e-〓p＝F.T.（遅延回路３１２） この場合次式が得られる。
Ｓ（ｐ）＝e-〓p・A3（ｐ）・V2（ｐ）＋C2（ｐ）・A4
（ｐ）・V1（ｐ） M3（ｐ）＝V1（ｐ）／V2（ｐ）およびM4（ｐ）＝V2
（ｐ）／F2（ｐ）である。
（ｐ）・V1（ｐ） M3（ｐ）＝V1（ｐ）／V2（ｐ）およびM4（ｐ）＝V2
（ｐ）／F2（ｐ）である。
場合には、V1（ｐ）＝M3（ｐ）・V2（ｐ）＝M3
（ｐ）・M4（ｐ）・F2（ｐ）となる。従つてＳ（ｐ）＝
〔e-〓p・A3（ｐ）・M4（ｐ）＋C2（ｐ）・A4（ｐ）・M
3
（ｐ）・M4（ｐ）〕・F2（ｐ） となる。増幅器３１１および３２２の双方の帯域
幅が、超音波検査装置が作動する周波数帯域の幅
を越えるものとすると、A3（ｐ）およびA4（ｐ）
を定数A3およびA4とみなすことができる。この
場合には、 Ｓ（ｐ）／F2（ｐ）＝e-〓p・A3・M4（ｐ） ＋C2（ｐ）・A4・M3（ｐ）・M4（ｐ） となる。所定の近似法（前述したクツク−レツド
ウツド近似法）を用いると、次式が得られる。
（ｐ）・M4（ｐ）・F2（ｐ）となる。従つてＳ（ｐ）＝
〔e-〓p・A3（ｐ）・M4（ｐ）＋C2（ｐ）・A4（ｐ）・M
3
（ｐ）・M4（ｐ）〕・F2（ｐ） となる。増幅器３１１および３２２の双方の帯域
幅が、超音波検査装置が作動する周波数帯域の幅
を越えるものとすると、A3（ｐ）およびA4（ｐ）
を定数A3およびA4とみなすことができる。この
場合には、 Ｓ（ｐ）／F2（ｐ）＝e-〓p・A3・M4（ｐ） ＋C2（ｐ）・A4・M3（ｐ）・M4（ｐ） となる。所定の近似法（前述したクツク−レツド
ウツド近似法）を用いると、次式が得られる。
e-〓p・M4（ｐ）＝M
〓0
aoe-n〓pおよびM3（ｐ）＝M
〓0
boe-n〓p
従つて、
Ｓ（ｐ）／F2（ｐ）＝A3M
〓0
ao・e-n〓p＋A4・C2（ｐ）・M
〓0
boe-n〓p
となる。この場合も遅延をともない重み付けを行
なう加算回路の伝達関数に等しい伝達関数を有す
る回路を補正回路３２３に対して選択する場合に
は、C2（ｐ）は C2（ｐ）＝M 〓0 Coe-n〓p となり、従つて Ｓ（ｐ）／F2（ｐ）＝A3M 〓0 ao・e-n〓p＋A4M 〓0 Coe-n〓p・M 〓0 boe-n〓p となる。この場合もＭよりも大きな指数を有する
項を無視することにより、次式 Ｓ（ｐ）／F2（ｐ）＝A3M 〓0 ao・e-n〓p＋A4M 〓0 doe-n〓p が得られ、またはαo＝A3aoおよびδo＝A4doを代
入することにより、 Ｓ（ｐ）／F2（ｐ）＝M 〓0 （αo＋δo）・e-n〓p が得られる。係数δoは補正回路３２３およびその
伝達関数C2（ｐ）を選択することにより間接的に
制御しうる為、この場合もこれらの係数を用いて
係数αoを補償或いは増強させ、超音波検査装置の
感度および減衰度を変えるようにすることができ
る。
なう加算回路の伝達関数に等しい伝達関数を有す
る回路を補正回路３２３に対して選択する場合に
は、C2（ｐ）は C2（ｐ）＝M 〓0 Coe-n〓p となり、従つて Ｓ（ｐ）／F2（ｐ）＝A3M 〓0 ao・e-n〓p＋A4M 〓0 Coe-n〓p・M 〓0 boe-n〓p となる。この場合もＭよりも大きな指数を有する
項を無視することにより、次式 Ｓ（ｐ）／F2（ｐ）＝A3M 〓0 ao・e-n〓p＋A4M 〓0 doe-n〓p が得られ、またはαo＝A3aoおよびδo＝A4doを代
入することにより、 Ｓ（ｐ）／F2（ｐ）＝M 〓0 （αo＋δo）・e-n〓p が得られる。係数δoは補正回路３２３およびその
伝達関数C2（ｐ）を選択することにより間接的に
制御しうる為、この場合もこれらの係数を用いて
係数αoを補償或いは増強させ、超音波検査装置の
感度および減衰度を変えるようにすることができ
る。
上述した計算式により、送信および受信回路網
の伝達関数はe-〓pの多項式として形成しうるラプ
ラス変数の関数であるということを確めた。この
場合、制御回路網２２および補助回路網３２によ
りe-〓pのアナログ級数の使用を可能化し、また送
信および受信の双方またはいずれか一方の際に補
正を行なう目的でこれらの回路網内に設けた補正
回路を経てe-〓pの項を加えうるようにする。これ
らの加えられたまた現存する項を算術的に合成す
る、すなわち増強作動に対して加算し、相殺作動
すなわち補償作動に対して減算することができ
る。
の伝達関数はe-〓pの多項式として形成しうるラプ
ラス変数の関数であるということを確めた。この
場合、制御回路網２２および補助回路網３２によ
りe-〓pのアナログ級数の使用を可能化し、また送
信および受信の双方またはいずれか一方の際に補
正を行なう目的でこれらの回路網内に設けた補正
回路を経てe-〓pの項を加えうるようにする。これ
らの加えられたまた現存する項を算術的に合成す
る、すなわち増強作動に対して加算し、相殺作動
すなわち補償作動に対して減算することができ
る。
本例における２つの補正回路２２３および３２
３は加算回路２２５および３２５をそれぞれ有
し、これらの加算回路は多数の入力端（第１図の
回路２２３の場合５個の入力端、回路３２３の場
合４個の入力端）を有し、各入力端は遅延線２２
７ｂ〜２２７ｍおよび３２７ｂ〜３２７ｎの出力
端にそれぞれ接続され、これら遅延線の入力端は
減衰器２２６ａ〜２２６ｍおよび３２６ａ〜３２
６ｎの出力端にそれぞれ接続されている。遅延線
は例えばCCD（電荷結合装置）型のアナログシフ
トレジスタを以つて、或いはアナログ−デジタル
変換器、デジタルシフトレジスタおよびデジタル
−アナログ変換器を用いて形成することができ
る。より一層経済的な解決法は遅延e-〓pの近似に
対して３次に制限し、 e-〓p＝１／e+〓p＝１／１＋τp＋τ2p2／２！＋τ3p3
／３！ とすることである。従つて実際には各遅延線は上
述した多項式をその伝達関数として有する回路網
とすることができる。ｐ＝Jwである為、τnpn／
ｎ！の級数は有効周波数帯域の幅、すなわち実際
には励振信号のスペクトルの幅に制限される。
３は加算回路２２５および３２５をそれぞれ有
し、これらの加算回路は多数の入力端（第１図の
回路２２３の場合５個の入力端、回路３２３の場
合４個の入力端）を有し、各入力端は遅延線２２
７ｂ〜２２７ｍおよび３２７ｂ〜３２７ｎの出力
端にそれぞれ接続され、これら遅延線の入力端は
減衰器２２６ａ〜２２６ｍおよび３２６ａ〜３２
６ｎの出力端にそれぞれ接続されている。遅延線
は例えばCCD（電荷結合装置）型のアナログシフ
トレジスタを以つて、或いはアナログ−デジタル
変換器、デジタルシフトレジスタおよびデジタル
−アナログ変換器を用いて形成することができ
る。より一層経済的な解決法は遅延e-〓pの近似に
対して３次に制限し、 e-〓p＝１／e+〓p＝１／１＋τp＋τ2p2／２！＋τ3p3
／３！ とすることである。従つて実際には各遅延線は上
述した多項式をその伝達関数として有する回路網
とすることができる。ｐ＝Jwである為、τnpn／
ｎ！の級数は有効周波数帯域の幅、すなわち実際
には励振信号のスペクトルの幅に制限される。
上述した例の種々の変形例が可能である。上述
した複合超音波変換器は例えば、第１変換器層１
１の後方、第２変換器層１２の前方およびこれら
の層間のうちの少くとも１つに設けた干渉層を有
するようにすることができる。これにより変換器
の感度および変換器の帯域幅を増大させ、補正回
路２２２および３２３における遅延線の個数を減
少せしめることができる。
した複合超音波変換器は例えば、第１変換器層１
１の後方、第２変換器層１２の前方およびこれら
の層間のうちの少くとも１つに設けた干渉層を有
するようにすることができる。これにより変換器
の感度および変換器の帯域幅を増大させ、補正回
路２２２および３２３における遅延線の個数を減
少せしめることができる。
ゲート回路２２１および３２１の一方（または
双方）は変換器の構造をより一層複雑とする犠性
を払つて省略することができる。その２例を第４
および５図に示す。これらの双方の例の場合、制
御回路２２に対する信号供給手段を、第３増幅器
２２２の入力端子に接続された第３変換器層１３
を以つて構成する。また第２変換器層１２は第２
増幅器２１１な永久的に接続する。従つて第１ゲ
ート回路２２１は省略することができる。変換器
１が第４変換器層（第４図に１４でまた第５図に
１４′で示す）を有する場合には第２ゲート回路
３２１も省略することができる。第４変換器層１
４は第１および第２変換器層（１１および１２）
間に位置させ、この第４変換器層を第４増幅器３
２２の入力端子に接続し、この第４増幅器３２２
は第１図と全く同様に第２補正回路３２３および
第２加算器３１３と直列に接続して補助回路網を
形成するようにする。
双方）は変換器の構造をより一層複雑とする犠性
を払つて省略することができる。その２例を第４
および５図に示す。これらの双方の例の場合、制
御回路２２に対する信号供給手段を、第３増幅器
２２２の入力端子に接続された第３変換器層１３
を以つて構成する。また第２変換器層１２は第２
増幅器２１１な永久的に接続する。従つて第１ゲ
ート回路２２１は省略することができる。変換器
１が第４変換器層（第４図に１４でまた第５図に
１４′で示す）を有する場合には第２ゲート回路
３２１も省略することができる。第４変換器層１
４は第１および第２変換器層（１１および１２）
間に位置させ、この第４変換器層を第４増幅器３
２２の入力端子に接続し、この第４増幅器３２２
は第１図と全く同様に第２補正回路３２３および
第２加算器３１３と直列に接続して補助回路網を
形成するようにする。
第４変換器層１４′（第５図）が層１１および
１２の前方に位置する場合には、補助回路網は第
２補正回路３２３および第２加算器３１３間に接
続された第２遅延回路３２４を有する。第２遅延
回路３２４および第１遅延回路３１２（第１図）
によつて導入される庭延間には、エコー信号が第
４変換器層１４′を通過した後にのみ第２変換器
層１２に到達するという事実を考慮して差を与え
る。従つてこれらのエコー信号は追加の遅延を受
ける。
１２の前方に位置する場合には、補助回路網は第
２補正回路３２３および第２加算器３１３間に接
続された第２遅延回路３２４を有する。第２遅延
回路３２４および第１遅延回路３１２（第１図）
によつて導入される庭延間には、エコー信号が第
４変換器層１４′を通過した後にのみ第２変換器
層１２に到達するという事実を考慮して差を与え
る。従つてこれらのエコー信号は追加の遅延を受
ける。
第１図は本発明による超音波検査装置の一例を
示すブロツク線図、第２ａおよび２ｂ図は第１図
に示す装置の一部の例を詳細に示す回路図、第３
図は第１図に示す装置で生じる信号を示す波形
図、第４図は本発明による超音波検査装置の他の
例の一部を示す線図、第５図は本発明による超音
波検査装置の更に他の例の一部を示す線図であ
る。 １……超音波変換器、１１……第１変換器層、
１２……第２変換器層、１３……第３変換器層、
１４，１４′……第４変換器層、２……送信回路、
２１……送信回路網、２２……制御回路網、２１
１……広帯域信号発生器、２１２……第１加算
器、２１３……第１増幅器、２２１……第１ゲー
ト回路、２２２……線形広帯域増幅器（第３増幅
器）、２２３……第１補正回路、２２５……加算
回路、２２６……減衰器、２２７……遅延線、３
……受信回路、３１……受信回路網、３２……補
助回路網、３１１……第２増幅器、３１２……遅
延回路、３１３……第２加算器、３１４……信号
処理回路、３２１……第２ゲート回路、３２２…
…線形広帯域増幅器（第４増幅器）、３２３……
第２補正回路、３２４……第２遅延回路、３２５
……加算回路、３２６……減衰器、３２７……遅
延線。
示すブロツク線図、第２ａおよび２ｂ図は第１図
に示す装置の一部の例を詳細に示す回路図、第３
図は第１図に示す装置で生じる信号を示す波形
図、第４図は本発明による超音波検査装置の他の
例の一部を示す線図、第５図は本発明による超音
波検査装置の更に他の例の一部を示す線図であ
る。 １……超音波変換器、１１……第１変換器層、
１２……第２変換器層、１３……第３変換器層、
１４，１４′……第４変換器層、２……送信回路、
２１……送信回路網、２２……制御回路網、２１
１……広帯域信号発生器、２１２……第１加算
器、２１３……第１増幅器、２２１……第１ゲー
ト回路、２２２……線形広帯域増幅器（第３増幅
器）、２２３……第１補正回路、２２５……加算
回路、２２６……減衰器、２２７……遅延線、３
……受信回路、３１……受信回路網、３２……補
助回路網、３１１……第２増幅器、３１２……遅
延回路、３１３……第２加算器、３１４……信号
処理回路、３２１……第２ゲート回路、３２２…
…線形広帯域増幅器（第４増幅器）、３２３……
第２補正回路、３２４……第２遅延回路、３２５
……加算回路、３２６……減衰器、３２７……遅
延線。
Claims (1)
- １ 少くとも、送信回路２に接続でき超音波エネ
ルギーを伝達する圧電材料の第１変換器層１１
と、受信回路３に接続でき超音波エコー信号を検
出する圧電材料の第２変換器層１２とを有する変
換器１を具える超音波検査装置であつて、第１お
よび第２変換器層は超音波ビーム方向に積重ねら
れており、前記送信回路２は送信回路網２１を有
し、該送信回路網においては、
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8027202A FR2496919A1 (fr) | 1980-12-22 | 1980-12-22 | Appareil d'examen de milieux par methode ultrasonore |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57132056A JPS57132056A (en) | 1982-08-16 |
| JPH0239741B2 true JPH0239741B2 (ja) | 1990-09-06 |
Family
ID=9249351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56207959A Granted JPS57132056A (en) | 1980-12-22 | 1981-12-22 | Ultrasonic inspection apparatus |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4446739A (ja) |
| JP (1) | JPS57132056A (ja) |
| AU (1) | AU546958B2 (ja) |
| BE (1) | BE891559A (ja) |
| BR (1) | BR8108285A (ja) |
| CA (1) | CA1178707A (ja) |
| DE (1) | DE3149317A1 (ja) |
| ES (1) | ES8301365A1 (ja) |
| FR (1) | FR2496919A1 (ja) |
| GB (1) | GB2091877B (ja) |
| IL (1) | IL64585A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4582677A (en) * | 1980-09-22 | 1986-04-15 | Kabushiki Kaisha Kobe Seiko Sho | Method for producing honeycomb-shaped metal moldings |
| US5957851A (en) * | 1996-06-10 | 1999-09-28 | Acuson Corporation | Extended bandwidth ultrasonic transducer |
| DE19735101A1 (de) | 1997-08-13 | 1999-02-18 | Krautkraemer Gmbh | Prüfkopf für die Ultraschallprüfung nach dem Impuls-Echo-Verfahren |
| US6416478B1 (en) | 1998-05-05 | 2002-07-09 | Acuson Corporation | Extended bandwidth ultrasonic transducer and method |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB715143A (en) * | 1951-12-13 | 1954-09-08 | Kelvin & Hughes Ltd | Improvements in and relating to the non-destructive testing of solid bodies using mechanical vibrations |
| US3889166A (en) * | 1974-01-15 | 1975-06-10 | Quintron Inc | Automatic frequency control for a sandwich transducer using voltage feedback |
| FR2288367A1 (fr) * | 1974-10-17 | 1976-05-14 | Oki Electric Ind Co Ltd | Generateur d'onde ultra-sonore |
| JPS535661A (en) * | 1976-07-03 | 1978-01-19 | Nippon Soken | Ultrasonic transmitting*receiving device |
| US4096756A (en) * | 1977-07-05 | 1978-06-27 | Rca Corporation | Variable acoustic wave energy transfer-characteristic control device |
| DE2914031C2 (de) * | 1979-04-06 | 1981-01-15 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Ultraschallwandler |
| NL7904924A (nl) * | 1979-06-25 | 1980-12-30 | Philips Nv | Akoestische transducent. |
| FR2460489A1 (fr) * | 1979-07-04 | 1981-01-23 | Labo Electronique Physique | Circuit de traitement des signaux de reception d'une mosaique de transducteur ultra-sonore utilisee en echographie de type b |
-
1980
- 1980-12-22 FR FR8027202A patent/FR2496919A1/fr active Granted
-
1981
- 1981-12-12 DE DE19813149317 patent/DE3149317A1/de active Granted
- 1981-12-17 CA CA000392577A patent/CA1178707A/en not_active Expired
- 1981-12-18 GB GB8138176A patent/GB2091877B/en not_active Expired
- 1981-12-18 ES ES508116A patent/ES8301365A1/es not_active Expired
- 1981-12-18 AU AU78646/81A patent/AU546958B2/en not_active Ceased
- 1981-12-18 IL IL64585A patent/IL64585A/xx unknown
- 1981-12-21 BE BE0/206898A patent/BE891559A/fr not_active IP Right Cessation
- 1981-12-21 US US06/332,994 patent/US4446739A/en not_active Expired - Lifetime
- 1981-12-21 BR BR8108285A patent/BR8108285A/pt unknown
- 1981-12-22 JP JP56207959A patent/JPS57132056A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ES508116A0 (es) | 1982-11-16 |
| DE3149317C2 (ja) | 1990-08-02 |
| BE891559A (fr) | 1982-06-21 |
| BR8108285A (pt) | 1982-10-05 |
| ES8301365A1 (es) | 1982-11-16 |
| IL64585A (en) | 1985-09-29 |
| FR2496919B1 (ja) | 1984-10-19 |
| FR2496919A1 (fr) | 1982-06-25 |
| DE3149317A1 (de) | 1982-07-22 |
| GB2091877A (en) | 1982-08-04 |
| GB2091877B (en) | 1984-07-18 |
| US4446739A (en) | 1984-05-08 |
| AU7864681A (en) | 1982-07-01 |
| IL64585A0 (en) | 1982-03-31 |
| JPS57132056A (en) | 1982-08-16 |
| AU546958B2 (en) | 1985-09-26 |
| CA1178707A (en) | 1984-11-27 |
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