JPS5836588B2 - スイッチング型定電圧回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は商用交流電源を入力とし、出力に安定化された
直流出力電圧を得るように構成されたスイッチング型の
定電圧回路に関するもので、突入電流が原理的に発生し
ない定電圧回路を安価に提供するものである。

第１図に従来の代表的なスイッチング型定電圧回路を示
す。

図中１−１′は交流電源入力端子、２は交流電源電圧を
整流する整流回路、３は入力側平滑用コンデンサ、４は
高周波トランス、５，６は二次側出力電圧を整流するダ
イオード、Ｔおよび８は平滑用のチョークトランスおよ
びコンデンサ，９−９’は直流出力端子である。

また、１０は直流出力電圧を検出し内蔵している基準電
圧と比較増巾し、出力電圧が一定となるようにスイッチ
ングトランジスタ１１を制御する高周波パルス巾変調回
路兼トランジスタ駆動用の増巾回路である。

第１図において、チョークトランス７およびダイオード
６は、チョークトランス１の励磁エネルギーを出力電圧
として取り出すために使用されていることは公知である
。

第２図にチョークトランスＩを一次回路に移動させ、チ
ョークトランスＩの励磁エーネルギーを入力側に帰還さ
せることにより、第１図と同等の効率を得るようにした
スイッチング型定電圧回路を示す。

本構成によれば、多出力型に構成する場合、第１図にく
らべて部品点数が減少し、安価に構成しうる利点を有す
る。

第２図において、チョークトランスＩはスイッチングト
ランジスタ１１がオンの期間励磁され、そのエネルギー
はトランジスタ１１がオフの期間、ダイオード６を介し
て入力コンデンサ３に戻されることになる。

本回路を第１図の回路と比較した場合、二次回路の平滑
用コンデンサ８に流入する電流波形が不連続となって、
そのために多少平滑コンデンサ８の容量が大きくなるが
、効率等については基本的に差はなく、多出力電源を構
成する場合、第１図では高周波トランス４の二次巻線お
よびチョークトランスＴをその出力電源数と同数設ける
必要があるが、第２図の構成では、二次巻線をふやすだ
けで多出力電源が構成でき、一次側に配したチョークト
ランス７は各出力側に共通して使えるため、多出力電源
を構成する場合部品点数を減らすことができ、コストの
面で非常に有利になる。

本発明はこのように一次回路にチョークトランスを使用
したスイッチング型定電圧回路において、？入電流の防
止を簡単な手段により確実にはかろうとするものである
。

すなわち第１図、第２図に代表される回路は全てコンデ
ンサ入力型の平滑回路を一次入力回路に採用しているた
め、交流電源入力端子１−１′に交流電圧を印加した際
に異常なピーク電流（コンデンサ流入電流）が発生する
。

その結果発生するノイズが機器に悪影響を与え機器の誤
動作の原因たり得ることもある。

また、入力側にスイッチ（図示せず）を使用した場合、
上記した異常なピーク電流によりスイッチの溶着現象が
生じることがあり、それだけ大容量スイッチを使用する
必要がある等、好ましからざる影響が生れてくる。

この様な対策として一般的に突入電流防止回路と呼ばれ
る回路が採用されている。

従来の突入電流防止回路は第３図、第４図に示される様
な形態をとっている。

第３図はリレーおよび抵抗を採用した例で、スイッチの
投入後、しばらくの間は抵抗１２を介してコンデンサ３
〜を充電する。

このために電流のピーク値は交流電源電圧を抵抗１２で
割った値以下に抑えられる。

そして、しばらくの時間が経過するとリレー駆動回路１
３が動作するようにしており、この駆動回路１３および
その接点１４により上記抵抗１２０両端を短絡するよう
にしたものである。

したがって抵抗１２による損失は定常運転状態では発生
しないことになる。

しかるにこの場合、リレー駆動回路１３には何らかの遅
延回路が必要となり、装置が大型化するとともに、回路
構成も複雑となり、コスト的に不利になるという欠点が
ある。

一方、第４図はコスト的に有利なサーミスタを用いた例
を示す。

本回路によれば、スイッチ投入前では熱的に低い状態に
あるサーミスタ１５は比較的高い抵抗値を示し、このた
めにスイッチ投入後しばらくは第３図の抵抗１２と同様
の働きによってサーミスタ１５の抵抗値による電流規制
が行なわれる。

そして電流が流れ、サースタ１５が自己発熱し、自身の
抵抗値が下がってくる定常状態では所定の電流が流れ、
結果的に大きな損失なく突入電流を抑えることができる
ものである。

しかるにこの場合は、サースタ１５の温度対抵抗値の勾
配に限界があり、極端な抵抗値の変化は望めないため実
用上好しくない。

また、周囲温？による影響も無視できず、例えば極めて
寒い時にはサースタが通電しても十分に暖まらず、抵抗
値の高い状態が続き、効率の低下を招くおそれもある。

いずれにしても第３図の例ではコスト的に問題があり、
第４図の場合は特性的に問題があった。

以下本発明の一実施例を第５図を用いて説明する。

なお図中、第１図、第２図と同一部品には同一番号を付
し説明は省略する。

第２図と異なる点は一次回路に挿入したチョークトラン
スＴの二次巻線の一端をダイオード６のカンードに接続
するとともに、他端をコンデンサ３の一端に接続し、こ
の接続点をダイオード１６を介して整流回路２の出力端
に接続するようにしたものである。

しかもこのときダイオード１６は整流回路２より直接コ
ンデンサ３に電流が流れない方向に挿入する。

上記構成において、コンデンサ３への電流ヲチスイッチ
ングトランジスタ１１がオンのときチョークトランスＴ
に蓄えられたエネルギーが、トランジスタ１１のオフ時
にダイオード６を介してコンデンサ３に流れるようにな
り、上記ダイオード１６により整流出力電流が直接コン
デンサ３に流入することばなぐなる。

そしてコンデンサ３０両端電位が整流出力電圧よりも高
いときのみダイオード１６は導通し、コンデンサ３に蓄
積されたエネルギーがダイオード１６を介して放散され
る。

以上のように第５図の構成によれば、第２図における利
点をそこなうことなしに、チョークトランス７のインダ
クタンスおよびスイッチングトランジスタ１１０オン期
間で規制された電流がコンデンサ３に充電電流として流
れるのみで、スイッチオン時の突入電流は抑えることが
できる。

もちろん本構成によっても出力電力が増大するとスイッ
チングトランジスタ１１０オン期間は長くなり、チョー
クトランス７に流れる電流のオン期間も長くなり、チョ
ークトランスＴに蓄積されるエネルギーは増大し、逆に
負荷が軽いときはその逆に動作するものである。

以上説明したように本発明によれば、チョークトランス
の二次巻線の一端をコンデンサに接続し、この接続点を
ダイオードを介して整流出力端子に、整流出力電流が直
接平滑用コンデンサに流れ込まない方向に接続すること
により、スイッチをオンした際の突入電流は発生しない
。

また、その構成もダイオードを追加するのみであるため
コスト的に高くなることはなく、また、特性的にも何ら
問題は生じないものである。

なお、上記実施例においてチョークトジンスの後段に配
置されたＤＣ−ＤＣコンバータとしては、プッシュプル
コンバータを採用してもよく、もちろんこの場合も上記
実施例と同様の作用効果を得ることができるのはいうま
でもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のスイッチング型定電圧回路の回路図、第
２図は本発明に先だって提案されたスイッチング型定電
圧回路の回路図、第３図、第４図は従来の突入電流防止
装置を備えた定電圧回路の要部回路図、第５図は本発明
の一実施例におけるスイッチング型定電圧回路の回路図
である。 ２・・・・・・整流回路、３・・・・・・コンデンサ、
４・・・・・・高周波トランス、５，６・・・・・・ダ
イオード、７・・・・・・チョークトランス、８・・・
・・・出力側平滑用コンデンサ、１０・・・・・・高周
波パルス巾変調回路兼増巾回路、１１・・・・・・スイ
ッチングトランジスタ、１６・・・・・・ダイオード。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流電源電圧を整流する整流器と、二次巻線を有し
   前記整流器の出力端に直列に接続されたチョークトラン
   スと、このチョークトランスの後段に設けられたＤＣ−
   ＤＣコンバータとを設け、かつ前記チョークトランスの
   二次巻線に第１のダイオードとコンデンサを接続して閉
   回路を構成するとともに、前記チョークトランスの二次
   巻線と前記コンデンサとの接続点を第２のダイオードを
   介して前記整流器の出力端に接続してなるスイッチング
   型定電圧回路。