JPS5835431B2 - 位相変調波の検波方式 - Google Patents
位相変調波の検波方式Info
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- JPS5835431B2 JPS5835431B2 JP54069245A JP6924579A JPS5835431B2 JP S5835431 B2 JPS5835431 B2 JP S5835431B2 JP 54069245 A JP54069245 A JP 54069245A JP 6924579 A JP6924579 A JP 6924579A JP S5835431 B2 JPS5835431 B2 JP S5835431B2
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- wave
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- modulated wave
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2331—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation wherein the received signal is demodulated using one or more delayed versions of itself
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はディジタル信号の位相変調波(以下PSK:
phase 5hift keyingと略す)の検波
方式に関するものである。
phase 5hift keyingと略す)の検波
方式に関するものである。
一般にPSK方式は給体位相の伝送が困難である。
そのためPSK方式では、相続く搬送波の位相差に信号
を対応させて伝送する差動位相変調方式が用いられる。
を対応させて伝送する差動位相変調方式が用いられる。
検波方式のうち同期検波方式は信号搬送波に同期した基
準搬送波と受信変調波を積検波するものであり、電気的
に優れた特性を有する。
準搬送波と受信変調波を積検波するものであり、電気的
に優れた特性を有する。
Lかに、この場合受信側で基準搬送波を再生する装置が
必要である。
必要である。
丑たPSK方式特有の検波方式として1ビツト前の搬送
波を基準搬送波として用い1位相差を検出する遅延検波
方式がらる。
波を基準搬送波として用い1位相差を検出する遅延検波
方式がらる。
しかし、この遅延検波方式においては搬送波を1ビツト
時間長だけ遅延させるため遅延回路を必要とし、この遅
延回路は搬送波に歪を生じさせぬように、かつ正確に1
ビツト相当時間遅延させなければ良好な検波が行えない
欠点がある。
時間長だけ遅延させるため遅延回路を必要とし、この遅
延回路は搬送波に歪を生じさせぬように、かつ正確に1
ビツト相当時間遅延させなければ良好な検波が行えない
欠点がある。
本発明は上記欠点に鑑みたもので、送信データとしての
ディジタル信号の1ビツトに対して第1の所定数の波数
を有りこのディジタル信号にて位相が変化する位相変調
波を波形整形し、この波形整形した位相変調波を前記デ
ィジタル信号の1ビツトに対して第2の所定数の繰返周
波数なるパルスにてサンプリングL% このサンプリン
グして得られたサンプリングデータと前記ディジタル信
号の1ビツト相当時間前のサンプリングデータとの排他
的論理和をとって検出出力とし、この検出出力を再生し
て検波出力とするとともに、2以上の整数の前記第1の
所定数と前記第2の所定数とを互いに素の関係とするこ
とによって、搬送波の再生装置あるいは遅延回路を必要
とせずに検波でき。
ディジタル信号の1ビツトに対して第1の所定数の波数
を有りこのディジタル信号にて位相が変化する位相変調
波を波形整形し、この波形整形した位相変調波を前記デ
ィジタル信号の1ビツトに対して第2の所定数の繰返周
波数なるパルスにてサンプリングL% このサンプリン
グして得られたサンプリングデータと前記ディジタル信
号の1ビツト相当時間前のサンプリングデータとの排他
的論理和をとって検出出力とし、この検出出力を再生し
て検波出力とするとともに、2以上の整数の前記第1の
所定数と前記第2の所定数とを互いに素の関係とするこ
とによって、搬送波の再生装置あるいは遅延回路を必要
とせずに検波でき。
受信側をすべてディジタル回路構成にでき、しかもサン
プリング周波数を低くしても良好なる検波をすることが
できる位相変調波の検波方式を提供することを目的とし
ている。
プリング周波数を低くしても良好なる検波をすることが
できる位相変調波の検波方式を提供することを目的とし
ている。
以下、本発明を図に示す実施例について説明する。
1ず、第1図において、 AV′i送信側における送信
データであり、データ1ビツトの時間長がTであるとす
る。
データであり、データ1ビツトの時間長がTであるとす
る。
Bは、L記送信データAによって差動2相位相変調され
た周波数fcなる搬送波である。
た周波数fcなる搬送波である。
なお、この位相変調された搬送波、すなわち変調波1送
信デークAが論理11111であるとき180の位相変
化があり、論理゛0″では位相変化が無いように位相変
調される。
信デークAが論理11111であるとき180の位相変
化があり、論理゛0″では位相変化が無いように位相変
調される。
Cは変調波Bが振幅制限された波形である。
D、E、F、Gは本発明の一実施例にむける各部波形図
である。
である。
第2図は本発明の一実施例を示すブロック図で受信側の
構成を示している。
構成を示している。
この第2図において。1は波形整形回路で、入力端2よ
りの信号、すなわち第1図Bの信号波形を波形整形して
振幅制限するものである。
りの信号、すなわち第1図Bの信号波形を波形整形して
振幅制限するものである。
3はパルス発生回路で、第1図りに示す一定周期のパル
スを発生するものであり。
スを発生するものであり。
そO繰返周波数f 5Vinを任意の正の整数とすると
きfs=n/Tである。
きfs=n/Tである。
4はサンプルホールド回路で、波形整形回路1より第1
図CK示す信号波形を入力する入力端5とパルス発生回
路3よりパルスを入力する入力端6を有し、公知のDタ
イプフリップフロップよりなるものである。
図CK示す信号波形を入力する入力端5とパルス発生回
路3よりパルスを入力する入力端6を有し、公知のDタ
イプフリップフロップよりなるものである。
7は記憶回路で、サンプルホールド回路4よりの記憶さ
れるべき信号の入力端8と、この入力端8に入力した信
号を読み込み記憶するための信号の入力端9を存し、シ
フトレジスタよう構成すれるものでちる。
れるべき信号の入力端8と、この入力端8に入力した信
号を読み込み記憶するための信号の入力端9を存し、シ
フトレジスタよう構成すれるものでちる。
10は排他的論理和回路で、入力端11に入力されるサ
ンプルホールド回路4よりの信号。
ンプルホールド回路4よりの信号。
すなわち第1図Eの信号と入力端12に入力される記憶
回路7よりの信号、すなわち第1図Fに示す信号との排
他的論理和を作るものである。
回路7よりの信号、すなわち第1図Fに示す信号との排
他的論理和を作るものである。
13は再生回路で、排他的論理和回路10よりの検出出
力をノイズ成分を除去して第1図GK示す信号波形に再
生して出力端15に検波出力を発生するものである。
力をノイズ成分を除去して第1図GK示す信号波形に再
生して出力端15に検波出力を発生するものである。
次に、E記構改になる本発明O検波方式の作動について
説明する。
説明する。
1ず、受信側にて受信した第1図Bの信号は入力端2よ
り波形整形回路1に入力される。
り波形整形回路1に入力される。
そして、サンプルホールド回路4の入力端5にこの波形
整形回路1にで振幅制限された第1図Cの振幅制限波C
が入力し、入力端6にはパルス発生回路3からの第1図
りに示すパルスDが入力する。
整形回路1にで振幅制限された第1図Cの振幅制限波C
が入力し、入力端6にはパルス発生回路3からの第1図
りに示すパルスDが入力する。
したがって、サンプルホールド回路4V′iパルスDに
同期して第1図Eなる波形を出力する。
同期して第1図Eなる波形を出力する。
この出力Eは記憶回路7の入力端8に入力し、一方入力
端9にはパルス発生回路3からのパルスDが入力する。
端9にはパルス発生回路3からのパルスDが入力する。
ここで、記′1意回路7は第1図Fに示すT時間前の波
形E″″Cある波形Fを出力する。
形E″″Cある波形Fを出力する。
すなわち、パルス発生回路3の出力パルスが1番目の時
のサンプルホールド回路4の出力Eをe(i)とすれば
、この時の記憶回路7の出力1iee(i−n)を出力
するものであり、具体的にはn段のソフトレジスタによ
ってソフトされてe(i−n)を出力する。
のサンプルホールド回路4の出力Eをe(i)とすれば
、この時の記憶回路7の出力1iee(i−n)を出力
するものであり、具体的にはn段のソフトレジスタによ
ってソフトされてe(i−n)を出力する。
記・1意回路7の出力Fは、前記サンプルホールド回路
4の出力Eとともに、排他的論理和回路10の入力端子
11および12V?−人力される。
4の出力Eとともに、排他的論理和回路10の入力端子
11および12V?−人力される。
そして、この排他的論理和回路10の検出出力は入力端
14を介して再生回路13に入力され、この再生回路に
て再生されて出力端15に第1図Gに示す出力Eと出力
Fとの排他的論理和g(i)= e’(i)■e(i−
n)の再生された信号を検波出力として発生する。
14を介して再生回路13に入力され、この再生回路に
て再生されて出力端15に第1図Gに示す出力Eと出力
Fとの排他的論理和g(i)= e’(i)■e(i−
n)の再生された信号を検波出力として発生する。
また、第1図Cの振幅制限波の遷移点に第1図りのサッ
プリングのためのパルスが重複した際にはこのパルスの
1周期分のみ「O」か「1」のいずれかに&す、検波歪
が生じる場合があるが、データの1ビツトに対して搬送
波の数とサンプリングパルスの数がいずれも2以七の整
数でかつ互いに素の関係を含む数に定めているため、デ
ータの1ビット全体の検波不能全防止することができる
。
プリングのためのパルスが重複した際にはこのパルスの
1周期分のみ「O」か「1」のいずれかに&す、検波歪
が生じる場合があるが、データの1ビツトに対して搬送
波の数とサンプリングパルスの数がいずれも2以七の整
数でかつ互いに素の関係を含む数に定めているため、デ
ータの1ビット全体の検波不能全防止することができる
。
以上差動2相位相変調波の検波方式について説明したが
本願による検波方式は、例えば4相などの他の位相変調
方式においても適用できることは明らかである。
本願による検波方式は、例えば4相などの他の位相変調
方式においても適用できることは明らかである。
葦た、説明を簡単にするため第2図のサンプルホールド
回路4をサップリングしてホールドするものとしたがサ
ンプルホールド回路4ViパルスDKよってCをサンプ
リングする機能だけで良く必ずしもホールドする必要は
なく1例えば出力端15K、パルス発生回路3のパルス
Dで同期Lホールドするようなホールド回路を接続し、
該ホールド回路の出力を検波出力としてもよい。
回路4をサップリングしてホールドするものとしたがサ
ンプルホールド回路4ViパルスDKよってCをサンプ
リングする機能だけで良く必ずしもホールドする必要は
なく1例えば出力端15K、パルス発生回路3のパルス
Dで同期Lホールドするようなホールド回路を接続し、
該ホールド回路の出力を検波出力としてもよい。
さらに、第2図において出力端15K例えば他の論理回
路が接続され、パルス発生回路3が該論理回路のクロッ
クジェネレータであるとすればホールド回路そのものも
不要としてもよい。
路が接続され、パルス発生回路3が該論理回路のクロッ
クジェネレータであるとすればホールド回路そのものも
不要としてもよい。
すなわち、本願においてはと記g(i)をPSKの検波
出力とする検波方式である。
出力とする検波方式である。
以上説明したように、変調波のサンプリングデータEと
T時間前のサンプリングチ゛−りEなるデータFよ】検
波出力を得るものであり1不吉式においては搬送波の周
波数fCとは独立にすべての回路を構成できる特長があ
る。
T時間前のサンプリングチ゛−りEなるデータFよ】検
波出力を得るものであり1不吉式においては搬送波の周
波数fCとは独立にすべての回路を構成できる特長があ
る。
寸た、検波出力の歪は1ビツトのサンプル数nで決定し
、搬送周波数fcKは無関係であるために回路設計が容
易にできる。
、搬送周波数fcKは無関係であるために回路設計が容
易にできる。
かつ、記憶回路7もn個分のデータを記憶すればよく構
成が簡単となる。
成が簡単となる。
さらに、丘記の説明から、送信データの1ビツト時間長
Tに対して、受信側のパルスDの繰返周波数fsは正確
1yfs=n/Tである必要V′iなく、送受間に周波
数誤差があっても(若干の歪が生じるが)検波可能とな
ることは明らかであり、同様に伝送路で位相歪が生じて
も検波可能であるというすぐれた特長がある。
Tに対して、受信側のパルスDの繰返周波数fsは正確
1yfs=n/Tである必要V′iなく、送受間に周波
数誤差があっても(若干の歪が生じるが)検波可能とな
ることは明らかであり、同様に伝送路で位相歪が生じて
も検波可能であるというすぐれた特長がある。
次に、パルスDの繰返周波数fsの選び方について第3
図に示す波形図により説明する。
図に示す波形図により説明する。
一般に第1図BあるいはCの如き波形をサンプリングす
る場合のパルスDの繰返周波数fsij、搬送波の周波
数fcK比べ十分高ければ、波形Eは波形Cを時間的歪
なしにサンプリングしたことに’jるが。
る場合のパルスDの繰返周波数fsij、搬送波の周波
数fcK比べ十分高ければ、波形Eは波形Cを時間的歪
なしにサンプリングしたことに’jるが。
搬送波の周波数fcが高い周波数である場合はパルスD
の繰返周波数fsはさらに高い周波数となり、実施困難
となる場合が多い。
の繰返周波数fsはさらに高い周波数となり、実施困難
となる場合が多い。
捷た、波形EのT時間前のデータ、すなわちデータFを
出力する記憶回路7は、パルスDの繰返周波数fsが高
い場合は等価的に任意の正の整数nが増加するため構成
回路が複雑になる欠点があるが、この任意の正の整数n
とT時間における搬送波fcの波数mを互いに素、ある
いは互いに素である2つの数の任意の整数倍とすれば、
パルスDの繰返周波数fsを搬送波fcと同程度ないし
はそれ以下の周波数でも検波歪の少ないPSKの検波を
可能とすることができる。
出力する記憶回路7は、パルスDの繰返周波数fsが高
い場合は等価的に任意の正の整数nが増加するため構成
回路が複雑になる欠点があるが、この任意の正の整数n
とT時間における搬送波fcの波数mを互いに素、ある
いは互いに素である2つの数の任意の整数倍とすれば、
パルスDの繰返周波数fsを搬送波fcと同程度ないし
はそれ以下の周波数でも検波歪の少ないPSKの検波を
可能とすることができる。
ここで、送信データ1ビツト中に含1れる搬送波fcの
波数をmとする。
波数をmとする。
(すなわちm=fcT)すなわち、テ゛−タ1ビット相
当時間に変調波Bは角度2πmだけ進行するから、パル
スDY″i変調波Bを2πm/n分割する。
当時間に変調波Bは角度2πmだけ進行するから、パル
スDY″i変調波Bを2πm/n分割する。
したかって、m:nが1:]あるいは1:2の如き簡単
な比であればパルスDは変調波Hの常に同じ位相あるい
はπづつずれた位相をサンプリングすることになるが、
以下に述べるような場合、検波が困難となる場合がある
。
な比であればパルスDは変調波Hの常に同じ位相あるい
はπづつずれた位相をサンプリングすることになるが、
以下に述べるような場合、検波が困難となる場合がある
。
すなわち、第3図において、変調波B′を振幅制限した
ものを振幅制限波C′とすれば、パルスD’17)発生
時間tbど振幅制限波Cb変化点の時刻ta6E一致し
た場合は、パルスD′で振幅制限波C′をサンプリング
する時、論理判定不能となる。
ものを振幅制限波C′とすれば、パルスD’17)発生
時間tbど振幅制限波Cb変化点の時刻ta6E一致し
た場合は、パルスD′で振幅制限波C′をサンプリング
する時、論理判定不能となる。
さらに、振幅制限形C′の変化点の時刻t dあるいV
itcにおいてもパルスD′が発生するから結局すべて
のパルスD′が振幅制限波Cも変化点の時刻に発生し検
波不能となる。
itcにおいてもパルスD′が発生するから結局すべて
のパルスD′が振幅制限波Cも変化点の時刻に発生し検
波不能となる。
これをさけるためには振幅制限C′を監視し時刻ta、
tc。
tc。
td・・・・・・を検出し、パルス発生時刻tbが一致
しないようにパルス発生回路3を制(財)する装置が必
要となる。
しないようにパルス発生回路3を制(財)する装置が必
要となる。
Lかaながら、パルスDは変調波Bを2πm/n毎にサ
ンプリングするから1mとn2>E第1図のm=3 、
n=4の如く互いに素であれば。
ンプリングするから1mとn2>E第1図のm=3 、
n=4の如く互いに素であれば。
Tなる期間中にはあたかもパルスDは変調波Bを2π/
nの位相毎にサンプリングしたかの如き出力Eをサンプ
ルホールド回路4は出力する。
nの位相毎にサンプリングしたかの如き出力Eをサンプ
ルホールド回路4は出力する。
したがって、第3図においてta=tbとなってもTな
る期間中、他のn−1個のパルスD′の発生時期はCも
変化点時刻tc、td、・・・・・・と一致することは
なく、サンプルホールド回路4はn −1個の確実に論
理判定L7tサンプリングデータEを出力することがで
きる。
る期間中、他のn−1個のパルスD′の発生時期はCも
変化点時刻tc、td、・・・・・・と一致することは
なく、サンプルホールド回路4はn −1個の確実に論
理判定L7tサンプリングデータEを出力することがで
きる。
ここで、正の整数nが偶数の場合はn−2,奇数の場合
はn−1個となる。
はn−1個となる。
したがって、と述したようにmとnが互いに素であれば
振幅制限波Cを監視し、パルス発生回路3を制御する装
置も必要とせず、パルス発生回路3は繰返周波数fsな
るパルスDを振幅制限波Cによって何ら制約されること
なく全く独立、任意に発生することができ、さらに側ら
の回路を付加することもなくより良好な検波ができると
いう大きな特長がある。
振幅制限波Cを監視し、パルス発生回路3を制御する装
置も必要とせず、パルス発生回路3は繰返周波数fsな
るパルスDを振幅制限波Cによって何ら制約されること
なく全く独立、任意に発生することができ、さらに側ら
の回路を付加することもなくより良好な検波ができると
いう大きな特長がある。
以hmとnは互いに素であるとしたが、各々がある公約
数を有していても同様な効果63得られることは明らか
である。
数を有していても同様な効果63得られることは明らか
である。
なお、h記実施例において、再生回路13をノイズ成分
を除去して再生するものとして説明したが、多数決論理
的な再生を行い、例えば送信データAに基づく変調波B
の位相変化が180 以外の位相変化の時、あるいは
位相歪が生じて1800より少しずれた位相変化の時に
排他的論理和回路10より送出される出力のI 11+
、 +1 Q I!変化の多数決、もしくは信号の変
化状態を見て再生するようKしてもよい。
を除去して再生するものとして説明したが、多数決論理
的な再生を行い、例えば送信データAに基づく変調波B
の位相変化が180 以外の位相変化の時、あるいは
位相歪が生じて1800より少しずれた位相変化の時に
排他的論理和回路10より送出される出力のI 11+
、 +1 Q I!変化の多数決、もしくは信号の変
化状態を見て再生するようKしてもよい。
すた、排他的論理オロ回路10゜再生回路13をブロッ
クによシ別々にしていたが、この2つの回路をマイクロ
コンピュータに置き換え、送信データAの1ビツト相当
時間にサンプリングする数を24KL、これを3つに分
けてその1つを8ビツトとし、サンプルホールド回路4
から送られてくる信号全8ビツトずつ順次排他的論理和
をとり、その中で多数決論理を用いるようにしてもよい
。
クによシ別々にしていたが、この2つの回路をマイクロ
コンピュータに置き換え、送信データAの1ビツト相当
時間にサンプリングする数を24KL、これを3つに分
けてその1つを8ビツトとし、サンプルホールド回路4
から送られてくる信号全8ビツトずつ順次排他的論理和
をとり、その中で多数決論理を用いるようにしてもよい
。
以と述べたように本発明においては送信データとしての
ディジタル信号の1ビツトに対して第1の所定数を有し
このディジタル信号にて位相が変化する位相変調波を波
形整形し、この波形整形した位相変調波を前記ディジタ
ル信号のJピッI−に対して第2の所定数の繰返周波数
なるパルスにてサンプリングL、このサンプリングして
得られたサンプリングデータと前記ディジタル信号の1
ビツト相当時間前のサンプリングデータとの排他的論理
和をとって検出出力とし、この検出出力を再生して検波
出力としているから、PSK受信波を任意の繰返周波数
をもつパルスでサンプリングし。
ディジタル信号の1ビツトに対して第1の所定数を有し
このディジタル信号にて位相が変化する位相変調波を波
形整形し、この波形整形した位相変調波を前記ディジタ
ル信号のJピッI−に対して第2の所定数の繰返周波数
なるパルスにてサンプリングL、このサンプリングして
得られたサンプリングデータと前記ディジタル信号の1
ビツト相当時間前のサンプリングデータとの排他的論理
和をとって検出出力とし、この検出出力を再生して検波
出力としているから、PSK受信波を任意の繰返周波数
をもつパルスでサンプリングし。
このサンプリングデータと1ビツト相当時間前のサンプ
リングデータとで排他的論理和をとる検波方式にするこ
とによって受信側に搬送波を再生する装置あるいは搬送
波を遅延させる遅延回路を必要とせずに検波することが
でき、しかも上記検波方式にすることによって受信側の
回路構成をすべてディジタル回路構成にすることが可能
でちるという優れた効果がある。
リングデータとで排他的論理和をとる検波方式にするこ
とによって受信側に搬送波を再生する装置あるいは搬送
波を遅延させる遅延回路を必要とせずに検波することが
でき、しかも上記検波方式にすることによって受信側の
回路構成をすべてディジタル回路構成にすることが可能
でちるという優れた効果がある。
さらに、前記第1の所定数と第2の所定数とを互いに素
の関係としているから、PSK受信波を任意の時点でパ
ルスによりサンプリングしても互いの相違が順次ずれて
いくため、低いサンプリング周波数であっても良好なる
検波をすることができるという優れた効果がある。
の関係としているから、PSK受信波を任意の時点でパ
ルスによりサンプリングしても互いの相違が順次ずれて
いくため、低いサンプリング周波数であっても良好なる
検波をすることができるという優れた効果がある。
第1図は本発明の一実施例における各部波形図、第2図
は本発明の一実施例を示すブロック図、第3図は第1図
中の波形の詳細な波形図である。 1・・・・・・波形整形回路、3・・・・・・パルス発
生回路、4・・・・・・サンプルホールド回路、7・・
・・・・記憶回路、10・・・・・・排他的論理和回路
、13・・・・・・再生回路。
は本発明の一実施例を示すブロック図、第3図は第1図
中の波形の詳細な波形図である。 1・・・・・・波形整形回路、3・・・・・・パルス発
生回路、4・・・・・・サンプルホールド回路、7・・
・・・・記憶回路、10・・・・・・排他的論理和回路
、13・・・・・・再生回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 送信データとしてのディジタル信号の1ビツトに対
して2以七の整数の第1の所定数の波数を有し、とのデ
ィジタル信号にて位相が変化する位相変調波を波形整形
し。 この波形整形した位相変調波を前記ディジタル信号の1
ビツトに対して前記第1の所定数と互いに素の関係にあ
る2以七の整数の第2の所定数の繰返周波数なるパルス
にてサンプリンクL。 このサンプリングして得られたサンプリングデータと前
記ディジタル信号の1ビツト相当時間前のサンプリング
データとの排他的論理和をとって検出出力とり。 この検出出力を再生して検波出力とすることを特徴とす
る位相変調波の検波方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP54069245A JPS5835431B2 (ja) | 1979-06-01 | 1979-06-01 | 位相変調波の検波方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP54069245A JPS5835431B2 (ja) | 1979-06-01 | 1979-06-01 | 位相変調波の検波方式 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS55161451A JPS55161451A (en) | 1980-12-16 |
JPS5835431B2 true JPS5835431B2 (ja) | 1983-08-02 |
Family
ID=13397164
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP54069245A Expired JPS5835431B2 (ja) | 1979-06-01 | 1979-06-01 | 位相変調波の検波方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5835431B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6231238A (ja) * | 1985-08-02 | 1987-02-10 | Canon Inc | 復調装置 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5137507A (en) * | 1974-09-26 | 1976-03-29 | Fujitsu Ltd | Tokushukaisen nyoru konotsuisekihoshiki |
-
1979
- 1979-06-01 JP JP54069245A patent/JPS5835431B2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5137507A (en) * | 1974-09-26 | 1976-03-29 | Fujitsu Ltd | Tokushukaisen nyoru konotsuisekihoshiki |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS55161451A (en) | 1980-12-16 |
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