JPS5832480Y2 - 電圧補償を備えた視流モ−タの速度制御回路 - Google Patents

電圧補償を備えた視流モ−タの速度制御回路

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JPS5832480Y2
JPS5832480Y2 JP1977090279U JP9027977U JPS5832480Y2 JP S5832480 Y2 JPS5832480 Y2 JP S5832480Y2 JP 1977090279 U JP1977090279 U JP 1977090279U JP 9027977 U JP9027977 U JP 9027977U JP S5832480 Y2 JPS5832480 Y2 JP S5832480Y2
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voltage
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signal
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JP1977090279U
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JPS5415710U (ja
Inventor
健 飯島
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赤井電機株式会社
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Description

【考案の詳細な説明】 本考案は例えばテープレコーダ、ビデオテープレコーダ
等における直流モータの定速度制御回路に係わり、特に
電圧補償を備えた直流モータの速度制御回路に関する。
一般に上記の機器等に使用される直流モータを定速度制
御する場合、該定速度制御回路へ供給される電源電圧が
変動すると、基準電圧の変動に伴ない制御状態が変化し
てモータの回転速度が所要の定速回転から偏倚するもの
である。
このため従来において上記モータを定速度制御するもの
にあっては、制御回路と電源との間に定電圧回路を設け
、上記制御回路に供給される電圧が一定電圧となる如く
構成している。
しかしながら、上記の定電圧回路を設けることは回路構
成上その部品点数が多くなるばかりでなく、経済的にも
コスト高となり、更に定電圧回路としての電圧使用範囲
が限定される等の欠点を有していた。
本考案は従来における上記した欠点を除去するものであ
り、上記した制御回路と電源電圧との間に定電圧回路を
設けることなく、電源電圧の変動等に伴なうモータの回
転速度の変動を防止し、簡単な回路構成により上記電圧
変動に対する補償を行ない得る電圧補償を備えた直流モ
ータの速度制御回路を提供することを目的とする。
以下、図面を参照しながら本考案による一実施例につい
て説明する。
第1図は本考案によるモータの速度制御回路のフロック
ダイヤグラムであり、その概略を説明すると1は電源電
圧供給端子であり電源電圧■が供給される。
端端子1からの電源電圧Aは直列接続されたダイオード
D1およびD2、抵抗RB、AAからなる分圧回路に加
えられ、該分圧抵抗RBとRAの接続点より基準電圧V
rとして比較器2に加えられる。
一方、モータMからの回転は回転数検出手段としての周
波数発電機FGに加えられ交流信号として取出される。
該周波数発電機FGからの交流信号は振巾制限作用を備
えた増幅器3で矩形波として取出され、次いで微分パル
ス器4で上記交流信号周波数に対応した微分パルスが形
成されて周波数−電圧変換器(以下F−V変換器と略称
する)5により上記微分パルスの周波数に対応すべ(の
こぎり波電圧として取出される。
上記F−V変換器5により電圧に変換された上記のこぎ
り波は、比較信号電圧vsとして上記の比較器2に加え
られ、ここで上記した基準電圧Vrと比較され、該比較
誤差電圧が制御信号としてローパスフィルタ6および直
流増幅器7を介してモータMへ加えられ、該モータMの
回転速度が制御される。
而して、上記のF−V変換器5の出力である比較信号電
圧Vsは、電源電圧Vの変動に影響されるものであり、
その変化量△vsは次のようになる。
すなわち(VS+Δvs)/Vs=(V+△V)/V(
V:電源電圧、vS:比較信号電圧、Vr二基準電圧)
であるから、 である。
次に、定常状態において、その偏差な零(すなわち前記
比較器2の出力が零となること。
)とすれば、Vs=Vrとなる。
Vs=vrであれば当然△vr=ΔVsとなり、電源電
圧Vが△Vだげ変動した場合でもモータの回転速度は一
定となる。
すなわち、周知の如く、モータへの供給電圧は電源電圧
Vによって定まるのではなく、本考案における。
モータの速度制御回路の如きサーボ回路によって決定す
るので、電源電圧Vの変動はモータの回転速夏には全く
影響を及ぼさない。
したがって、基準電圧Vrの変化量△Vrが次のように
なればよい。
一方、第1図の分圧抵抗RB、RAの接続点における基
準電圧Vrは、ダイオードD1.D2の順方向電圧なV
F、基準電圧Vrと比較信号電圧VS□とを比較する比
較器2を構成するトランジスタのベース−エミッタ間の
順方向接合電圧をVBE(これは後述する第2図におげ
ろ回路中のトランジスタQ3のベース〜エミンタ間の順
方向接合電圧に相当する)とすると、 Vr=(V−2VF)・α+VBE (3)とな
る。
尚、上記(3)式中のαは抵抗RBとRAとできまる分
圧比を示している。
更に(3)式におけるVr、■の変動を考慮に入れた場
合は(4)式が得られる。
V、+liV、=(V+=iV−2VF) ・a+VB
E (4)従って、(3)式のvrを(4)式に代入
すると、△Vr二△V・α が得られる。
また上記(2) 、 (3) 、 (5)式よりV・a
=Vr=(V−2VF) °α+VBE ここで、一般に使用されているダイオード(図中のDI
、D2)における上記した順方向電圧vFとトランジス
タのベース〜エミンタ間の順方向接合電圧VBEがほぼ
等しいことから、VBE−VFとすると(7)式は ■ αニ −(8) となり、上記の分圧比αヲ(8)式の如く選定すること
により、△vr=△Vsが成立する。
すなわち、本考案においてはダイオードを2個使用し上
記の分圧比αを と選定してい る。
尚、ダイオードをまったく使用しない場合は上記のαは
無限大となり、またダイオードを1個使用した場合のα
はlとなって、これらはともに実用性に欠けるものであ
る。
ダイオードを3個以上使用した場合は、それぞ1 れα=□1.α=□・・・となり実用性は認めら4 レルモノであるが、本考案の実施例においてはαニーが
最適の制御条件であり、また制御に適した基準電圧が得
られることから、使用ダイオード数は2個として□いる
また、上記(8)式においてはαニーとして説明したが
、実際にはVBEL:=VFであるから、(8)式はα
共−となる。
第2図は第1図に示したブロックダイヤグラムの実際回
路図である。
尚、図中(2)〜(7)で示した領域はそれぞれ第1図
のブロックダイヤグラムで説明した比較器2.振巾制限
作用を備えた増巾器3゜微分パルス器4.F−V変換器
5.ローパスフィルタ6および直流増巾器rのそれぞれ
を示している。
次にこの回路の動作を説明する。電源電圧供給端子1か
らの電源電圧Vは、対アース間に接続されたダイオード
DI 、D2→抵抗R3、R4、R5から構成された分
圧回路により、上記抵抗R4とR5の接続点に上記した
如くの所要の分圧比でもってきまる基準電圧vrとして
与えられる。
尚、抵抗R5は第1図中の抵抗RAに、また抵抗R3,
R4,(Th)は第1図の抵抗RBに相当し、抵抗R4
に並列に接続されたThは温度補償素子としてのサー□
スタである。
而して、比較器2を構成するトランジスタQ3の工□ン
タA点には上記の如くして基準電圧■1が与えられる。
そして、モータMの回転は回転数検出手段としての周波
数発電機FGから該モータMの回転に相当する交流信号
として取出されてトランジスタQ1のベースへ印加され
、該トランジスタQ1からなる振巾制限兼増巾器3で矩
形波パルスに波形整形されるとζもに増巾される。
このトランジスタQ1の出力である矩形波パルスは、該
トランジスタQ1の出力側に設けられたコンデンサC1
および抵抗R1で構成された微分パルス器4で微分され
トランジスタQ2のベースへ印加される。
上記の微分されたパルスの周期は、上記周波数発電機F
Gの出力である交流信号の周期に等しいものであること
は言うまでもなく、上記ヌ流信号(すなわちモータMの
回転数)に追従して変化するものである。
上記のトランジスタQ2はF−V変換器5を構成してお
り、上記の微分パルスが入力され、出力側において比較
信号としてののこぎり波電圧がコンデンサC2の充放電
によりその両端に得られる。
尚、トランジスタQ2のコレクタ側に抵抗R2とともに
直列に挿入された可変抵抗器VRは、上記コンデンサC
2の充電時定数を調整するものであり、上記充電期間中
におけるのこぎり波の傾斜を設定するものである。
上記F −V変換器5のトランジスタQ2の出力には比
較信号としての電圧に変換されたのこぎり波電圧が得ら
れ、該信号は比較信号電圧Vsとして比較器2のトラン
ジスタQ3のイー33点に加えられる。
上記トランジスタQ3では工□ツタに加えられた基準電
圧vrと、ベースに加えられる上記比較信号電圧VSの
両者が比較され、比較信号電圧Vsの先頭値が基準電圧
Vrを越えたとき、その越えた部分に相当するパルス状
の信号が出力に取出される。
ここから取出されたパルス状の信号は、抵抗R6および
コンデンサC3からなるローパスフィルタ6により平滑
されて直流電圧となり、更にトランジスタQ4およびQ
5からなる直流増巾器7で増巾され、モータMft駆動
制御せしめる。
すなわち、トランジスタQ3の出力をローパスフィルタ
6で平滑して直流電圧となし、該直流電圧のレベルに応
じて、トランジスタQ4.Q5が駆動制御される。
而して、比較信号電圧Vsと基準電圧Vrとのレベル差
が大きい場合は、トランジスタQ3の出力すなわちトラ
ンジスタQ4 、Q5を駆動する上記直流電圧のレベル
も犬となり、それに追従してモータMが駆動制御される
ものであり、これはモータMの回転速度が正常時よりも
遅れている場合の制御動作である。
この場合は、前述した微分パルスの周期が、すなわち比
較信号としてののこぎり波電圧波形の周期が長いことを
意味している。
また、モータMの回転速度が正常時よりも進んでいる場
合は、比較信号電圧Vsと基準電圧■1とのレベル差が
小さくなり、トランジスタQ3の出力すなわちトランジ
スタQ4 、Q5を駆動する上記直流電圧のレベルが低
下し、モータMの回転速度を遅らせしめる如く制御する
この場合は、比較信号としてののこぎり波電圧の周期が
正常時よりも短かくなっていることを意味している。
すなわち、モータMの回転速度が正常時よりも進んでい
る場合または遅れている場合は、それぞれ周波数発電機
FGの出力である交流信号の周波数は高くまたは低くな
り、更にこれに追従して比較信号としてののこぎり波電
圧の先頭電圧がそれぞれ低くまたは高くなって、基準電
圧■、とのレベル差に応じた直流電圧としての制御駆動
信号が得られ、該直流電圧によって上記の如くモータM
の回転速度が制御される。
以上記載した如く本考案によれば、基準電圧を得る分圧
回路に2個のダイオードを介挿するとともに分圧比αを
αζ−と選定する構成となしま たので、電源電圧の変動に伴ない比較信号電圧が変動し
てもモータな定速度回転させることができ、更にコスト
高を招く定電圧回路を使用することなく電源電圧が限定
されない巾広い電圧使用範囲が得られる電圧補償を備え
た直流モータの速度制御回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
第1図は本考案の一実施例を示す速度制御回路のブロッ
クダイヤグラム、第2図はその一実施例を示す電気回路
図である。 1・・・・・・電源電圧供給端子、Dl、D2・・・・
・・ダイオード、RA、RB・・・・・・分圧抵抗、2
・・・・・・比較器、3・・・・・・振巾制限兼増巾器
、4・・・・・・微分パルス器、5・・・・・・F−■
変換器、6・・・・・・ローパスフィルタ、1・・・・
・・直流増巾器、M・・・・・・直流モータ、FG・・
・・・・周波数発電機、Vr・・・・・・基準電圧、V
s・・・・・・比較信号電圧。

Claims (1)

  1. 【実用新案登録請求の範囲】 電源供給端子からの電源電圧を分圧回路により分圧して
    得られる基準電圧と、直流モータかもの回転数を周波数
    発電機により検出して交流信号を得るとともに、該交流
    信号を更に周波数−電圧変換器により電圧変換してこの
    信号を比較信号電圧として上記基準電圧と比較して上記
    直流モータの速度制御を行なう如くなしたものにおいて
    、上記分圧回路はn個(nは2以上の整数)のダイオー
    ドD1・・・Dnならびに分圧抵抗RAおよびRBの直
    列回路で構成するとともに、その分圧比αをに選定した
    ことを特徴 とする電圧補償を備えた直流モータの速度制御回路。
JP1977090279U 1977-07-06 1977-07-06 電圧補償を備えた視流モ−タの速度制御回路 Expired JPS5832480Y2 (ja)

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Publication Number Publication Date
JPS5415710U JPS5415710U (ja) 1979-02-01
JPS5832480Y2 true JPS5832480Y2 (ja) 1983-07-19

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