JPS58147206A - 線形周波数変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、ＦＭ／ＣＷ高度計に用いられる持続波発振器
を周波数変調するための線形変調制御装置に関するもの
である。

〔従来技術〕

周波数変調された持続波０’Ｍ／ＣＷ）電波高度計れ、
地面上の航空機の高度を指示する周知の種類の計器を構
成する。そのような計器においては、時間とともに直線
的に変化する周波数を有する持続電波が航空機から地面
へ向けて発射される。地面から反射されたその電波は航
空機によシ受信され、その時に発射されている電波と混
合されて差周液数を生ずる。ある特定の位相の電波の発
射からその位相の電波の受信までの経過時間は地面から
のその航空機の高さに正比例する。発射される電波の周
波数と時間との間には直線的な関係があるから、発射さ
れた電波と受信された電波の周波数差は航空機の高度に
正比例する。前記計器は差周波数信号の周波数を測定す
ることによシ航空機の高度を指示する。

そのような計器の高度指示確度は発射周波数の時間に対
する変化の直線性に直接関係することがわかるであろう
。たとえば米国特許第３３４１８４９号に開示されてい
るような従来の電波高度計においては、三角変調波によ
る送信機の線形周波数変調は、ＶＨＦ帯で動作している
発振器を周波数変調し、その発振器の周波数をマイクロ
波帯壕で逓倍することによシかｌ直線的に行える。

前記米国特許に開示されている発明では、送信機の変調
特性の直線性を保つととの重要性が認識されておシ、そ
の目的の九めに１変調波の平均こう配を調節する固定遅
蔦線を含む装置を有してぃマイクロ波周波数で動作でき
るトランジスタを現在は入手できる。そのようなトラン
ジスタを用いることによシ送信機回路の構成をかなシ簡
単にできるとともに、動作効率を高くできる。しかし、
トランジスタマイクロ波発振器を最も直線的な手段によ
り直線的に変調することが困難であることが判明してい
る。その直線的な手段は発振器の同調回路に電圧可変リ
アクタンス（バラクタ）を含ませることである。同調回
路のりアクタンスの関数としての発振器の周波数は対数
的であシ、バイアス電圧の関数としてのバラクタ・リア
クタンスも対数的である。それらの関数の複合的な結果
として、発振器の周波数対電圧特性は極めて非直線的と
なる。

非直線的な周波数対変調電圧特性を有する発振器を直線
的に周波数変調する１つの明らかな技術は、線形変調電
圧で表くて、発振器の周波数対電圧特性とは逆に関連す
る非直線的な変調電圧を発振器へ与えることである。そ
のような技術の採用においては、バラクタのりアクタン
ス対電圧関数が温度の影響を極めて受けやすく、製造時
の誤差の丸めにバラクタの特性が大幅に変動するために
困難が生ずる。前記米国特許に開示されている、変調波
形の平均こう配を調節するための手段は、直線的な周波
数対時間特性を発生するために非直線的な発振器周波数
制御電圧を必要とする装置において生ずる誤差を補償す
るには不適当である。

その理由は、非線形制御関数によシ直線的な周波数変調
を維持するためには、その関数の１つの部分が持続する
間にその関数を１つの向ＩＫ調節し、かつ、その関数の
残ルの部分が持続する間にその関数を前とは逆の向きに
調節することが必要だからである。

〔発明の概要〕

本発明の目的はマイクロ波周波数で動作する発振器のた
めの縁形周波数変調装置を得ることである。

本発明の別の目的は、広い動作温度間Ｈにわたって、か
つ部品の広い範囲の製造誤差に対して変調の直線性を維
持するトランジスタマイクロ波発振器用の周波数変調器
を得るととである。

要約すれば、本発明は、ｒＭ／ＣＷ電波高度針において
、同調回路にバラクタを含むトランジスタマイクロ波発
振器を有する。そのバラクタに与えられるバイアスを非
線形関数発生器の出力に従って変えることによシ、その
発振器の周波数は直線的に変えられる。非線形関数発生
器は、直線入力信号を受け、その入力信号を修正して、
発振器の周波数対バラクタバイアス特性により求められ
るある特定の非線形関数を発生し、線形周波数変調を行
うものである。その変調の直線性は、較正信号の短時間
平均値と長時間平均値との差を測定することにより決定
される。その較正信号は、発振器の直接の出力と、その
出力を一定時間遅延させ丸ものとを混合することＫよシ
得られる。較正信号の短時間平均値と長時間平均値との
差は、発振器の周波数が低い間と発振器の周波数が高い
間に標本化され、それらの標本は非線形関数発生器の回
路を別々に制御して、発振器の低い周波数出力と高い周
波数出力とにそれぞれ対応する出方を発生させる。非線
形関数発生器の回路のその制御は、較正信号の短時間平
均値と長時間平均値の差を小さくするようにして行われ
、それにょシ発振器の周波数変調の閉ループ制御を行う
。

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

〔実施例〕

ＦＭ／ＣＷ型電波高度針の簡略化したブロック図が示さ
れている第１図をまず参照して、マイクロ波発振器１０
が周波数変調された信号をアンテナ１１を通じて地面へ
向って発射する。その信号の周波数は三角変調波に従っ
て時間にょシ直線的に変化する。地ｍＫ轟って反射され
九七の信号はアンテナＩＨＣよシ受信されてから、混合
器１３において、結合器１４を介して得られた発射信号
の一部と混合されて、受信器１５の出力端子に差周波数
信号Ｆ、ｌを生ずる。以上述べたのはこの種の電波高度
計において周知の回路素子である。また、棗く知られて
いるように１地面からの航９機の高さに正比例する差周
波数信号は誤差を含みゃすい。

の差周波数信号中に不連続が生ずるからである。

ｒ　ＦＭ／ＣＷ電波高度計における段階的な誤差を解消
するための装置（Ｍｅａｎｓ　ｆｏｒ　Ｅｌｉｍｉｎａ
ｔｉｎｇ　Ｓｔ＠ｐＥｒｒｏｒｓ　Ｉｎ　ＦＭ／ＣＷ　
Ｒａｄｉｏ　Ａｌｔｉｍ＠ｔ＠ｒｓ　）　ｊという名称
の１９８１年８月１０日付の未決の米国特許出願第２９
１８５４号には、電波高度計の高度指示におけるそれら
の誤差を解消するだめの装置が開示されている。その装
置について簡単に説明すれば、差周波数信号は、変調波
形のピークに対応する時刻に信号ゲー）１＠にょシ遮断
される。変調波形の直線部分の持続する間に信号ゲート
１６を通ったデータはマイクロプロセッサ装置１１にょ
シ処理されて、高度指示器１８に航空機の高度を表す量
として指示される。

発振器１０の周波数変調を制御する三角波はクロック１
９と、アップ／ダウン・カウンタ２２と、デジタル−ア
ナログ変換器２３とにょシ発生される。アップ／ダウン
φカウンタ２２は、零カウントから始まって、最高カウ
ントに達するまでクロック１９からのクロックパルスの
数をカウントし、最高カウントに達したら内部に蓄積さ
れているカウントを各クロックパルスととに減少させて
零カウントになるまでダウン・カウントを続け、零カウ
ントになったらアップ／ダウン・カウンタ２２のサイク
ルを反復する。デジタル−アナログ変換器２３はカウン
タ２２に含まれている瞬時和の連続アナログ出力を発生
することにょシ、時間ととも１ＩｃＦＵｌｉ的に変化す
る三角波を発生する。

発振器１０の変調は、発振器１ｏの周波数決定回路網の
一部を構成しているバラクタ２４に制御バイアスを加え
ることＫよシ行われる。バラクタ２４の容量は制御バイ
アスとともＫｔ［Ｍ的に変化するものではない。発振器
１ｏの同調回路にバラクタが含ませられると、発振器の
周波数はバラクタのバイアスによシ、全体として１８２
図に示されているカーブ２５のように変化させられる。

しかし、正確な高度指示を得るためには、発振器の周波
数は、第２図の直１１１２＠にょ）示されているように
、デジタル−アナログ変換器２ｓの電圧出力とともに直
線的に変化せねばならない。デジタル−アナ口・グ変換
器２３の直線出力を非線形関数発生器２８において修正
することによ）、求めている発振器周波数が発生される
。

第２図のカーブ２Ｔは非縁形関数発生器２８のバラクタ
バイアス電圧出力とデジタル−アナログ変換器２３の線
形変調電圧出力との関係を示すカーブである。とのカー
ブ２７は、デジタル−アナログ変換器２３の出力に従っ
て時間とともに直線的に変化する発振器１０の出力を周
波数変調するために、非線形関数発生器２８から求めら
れる非線形関数の形を示すために直線２６とカーブ２５
から得たものである。

発振器の周波数対バラクタのバイアス電圧特性カーブ２
５が製造誤差によシ変化せず、かつ周囲条件とくに温度
によ多変化しないものとすると、バラクタによシ制御さ
れるマイクロ波発振器の出力を直線周波数変調するため
に必要な唯一のとるべき手段はカーブ２１におけるよう
なある特定の非線形関数を特定のバラクタ特性のカーブ
２５に合わせるととである。しかし、バラクタの特性は
製造誤差と温度によル大１１に変化するものであるから
、ある特定の温度で測定したある特定のバラクタの特性
２５０非直線性を補償するために構成されている関数２
７によっても、その較正温度以外の任意の温度では直線
周波数変調は行われない。

ここで、関数発生器２ｓの出力を制御する丸めの閉ルー
プ装置について、第１図を再び参照して簡単に説明する
。

航空機の高度は次式の解によシ与見られる。

ここに１ １（＝高度（メートル）（フィート） Ｐ纏±差周波数（Ｈｚ） Ｃ＝光の適度（、、／、） である。

、本発明の特定の実施例においては、発射周波数は１５
０Ｈｓの三角波に従って４２３５ＭＨｚと４３６５Ｍ１
１１の間で変化する。したがって、ｄＦＺｄｔ≠３．９
４Ｘ１０１Ｏ１Ｃ＝３Ｘ１０’ｍ／自であるから変調の
こう配が一定であるならば、（１）式はおよそＨ＝０．
００４Ｆｄ（メートル）　（Ｆａ／５ｏｒｔ　）となる
。

一定ノ長さ約９０ｍ（３００ｆｔ）　ＣＤ遅延！２９が
発射信号の一部を結合器１４から受ける。この遅延！２
＄１の出力が混合器３１へ与えられる。この混合器には
結合器１４から発射信号も与えられる。

混合器３１からの差周波数信号は、（１）式を適用して
、２４ｋＨｚの周波数を必ず有しなければならない。

その差周波数が２４ｋＨｚと異なれば送信機の変調特性
に誤差が存在する仁とｋなる。

混合器３１からの差周波数信号の周期は周期針３２によ
〕測定される。その周期が、２４カウン）Ｈｚの信号の
周期とは異なると、誤差信号が積分器３３へ与えられる
。そうすると、この積分器は非線形関数発生缶２ａの利
得を適切な向きに調節して、直線性を発振器１ｏの変調
特性にもどす。

周期針３２の構成を第３図に詳しく示し、その動作を第
４ム〜４ｃ図を参照して説明する。周期カ１．４マイク
ロ秒のワンショット・マルチバイブレータ３４が混合器
３１の較正信号出力パルスの前綴部３５によりトリガさ
れる０マルチパイプレークのコンブリメンタリイ出力す
が、インバータ３６とＦＥＴ３Ｔおよびコンデンサ３８
を含むサンプルおよびホールド回路を制御する。マルチ
バイブレータ３４の出力互がワンショット・マルチバイ
ブレータ３８０Ａ入力端子へ与えられる◇このマルチバ
イブレータ３−のクリヤ入力端子とＢ入力端子に正電圧
が与えられているから、ム入力端子に与えられるパルス
の前縁部によシマルテパイブレータ３ｓはトリガ畜れる
。このマルチバイプレ〜り３９の百出力は、抵抗器４３
とコンデンサ４４で構成されている充電回路のための、
インバータ４１とＦＥＴ４２を含むリセット回路を制御
する。

コンデンサ４４は第４ム図の線４５に沿って通常充電す
る。マルチバイブレータ３■の出力端干すに現われた負
へ向かうパルスによ、９ＦＫＴ４２が導通状態にされる
と、コンデンサ４４は零まで放電させられ、ＦＥＴ４２
が再び非導通状態になると再充電をただちに開始する。

その間に１マルチバイブレーク３，４の出力ηがＦＥＴ
３７を導通状１１Ｋして、マルチパイプレーク３８ＫＱ
が現われる前からコンデンサ４４に存在していえ電荷を
コンデンサ３１１へ移すことができるようＫする。第４
Ａ図の線４Ｓの下の斜線が施されている部分によ）表さ
れている、コンデンサ３８に充電されている電荷は電圧
追従器４６と、抵抗器−コンデンサ平均化回路４１とを
通って差動増幅器４８の非反転入力端子へ与えられる。

平均化回路４１の平均値出力は差動増幅器４８の反転入
力端子へ与えられるから、この差動増幅器の出力はコン
デンサ３８の端子間電圧のピーク値と、その端子間電圧
の長時間平均値との差である。

送信機の変調特性のこう配が、求められている値の下側
にある第４Ｂ図と、送信機の変調特性のこう配が、求め
られている値の上側にある第４Ｃ図とを参照すると、増
幅器４６のピーク出力は、送信機の変調特性が低い時に
は、長時間平均値から正の向きにずれ、送信機の変調特
性が高い時には、長時間平均値から負の向きにずれるこ
とがわかるであろう。増幅器４８の出力は、送信機の変
調特性のうち、第２図のＡ点の下側にある部分の期間中
と、第２図のＡ点の下側にある部分の・期間中とに、後
述する装置によシ標本化される。それらの標本化された
出力は、非線形関数発生器２８の素子のうち、非線形関
数２７のＡ点の上と下の部分をそれぞれ発生する素子の
利得を別々に制御するために用いられる。

次に第３，５図を参照して、ワンショット・マルチバイ
ブレータ５１が、アップ／ダウンカウンタ２２から、そ
のカウンタがアップ・カウントとダウン・カウントのい
ずれの動作を行っているかを示す論理信号を入力信号と
して受ける。前記米国特許出願に示されているように、
信号ゲート１６を制御するためにカウント・ゲート５２
の出力が主として用いられる。カウンタ２２がアップΦ
カウント動作中にカウント・ゲートｓ２からの信号の前
縁部が現われた時に、マルチバイブレータＳ１はトリガ
される。ワンショット・マルチバイプレ／ダウン論理信
号とカウント・ゲート５２の出力を入力として受ける。

マルチバイブレータ５１．５３の出力の周期は１４マイ
クロ秒である。マルチバイブレータ５１がトリガされる
と、インバータ５４によシ反転されたマルチバイブレー
タ５１のコンブリメンタリイ出力がＦＥＴ５５を、マル
チバイブレータ５１の出力が生じている間、導通状態に
する。そのために、持続時間が一定であるが、増幅器４
８の差出力に従って振幅が可変であるパルスが積分器５
６へ与えられる。マルチパイプレーク５３がトリガされ
ると、インバータ５Ｔによシ反転されたマルチバイブレ
ータ５３のコンブリメンタリイ出力がＦＥＴ５８を、マ
ルチバイブレータ５３からの出力の一定期間だけ導通状
態にして、増幅器４８の出力に依存する振幅を有するパ
ルス積分器５９へ与える。

線６１に現われる積分器５６の出力は、カウンタ２２の
アップ・カウント動作の初めの部分の期間（これは、第
２図の非線形関数２７のＡ点よシ下の部分に対応する）
中に増幅器４８から得た出力標本の積分されたものであ
る。線６２４Ｃ現われる積分器５ｍの出力は、カウンタ
２２のダウン・カウント動作の初めの部分の期間（これ
は、第２図の非線形関数２７のＡ点よシ上の部分に対応
する）中に増幅器４畠から得た出力標本の積分されたも
のである。線＠１．１２に現われた出力は、次に説明す
るように、非線形関数発生器２８の別々の素子の利得を
制御する。

鮪６図は、本発明の特定の実施例の要求を満す非線形関
数発生器の回路図である。非線形関数発生器２８は演算
増幅器６５．６８を含む。デジタル−アナログ変換器２
３からの三角波出力が３メルトの振幅で、抵抗器＠８と
６９で構成されて４．３ボルトの一定のバイアスを供給
するバイアス回路網へコンデンサ６Ｔを介して与えられ
る。したがって、増幅器＠５の非反転入力端子における
バイアスされた三角波は＋１．３ボルトと＋７．３ボル
トの振幅の間で変化する。増幅器６５の帰還回路網は抵
抗器Ｔ１とダイオードＴ２を含む。このダイオードは、
抵抗器Ｔ３と７４によシ構成されている分圧器によシ与
えられる４、６ボルトで順バイアスされる。このダイオ
ードＴ２のカソードにおける電圧を約４．３ボルトよシ
高く駆動するために十分に正である入力電圧に対しては
このダイオードはカットオフされ、増幅器６５は利得が
１の電圧追従器として動作する。ダイオードＴ２のカソ
ードにおける電圧を約４．３ボルト以下とするような低
い入力電圧に対しては、ダイオードＴ２は導通状態にな
シ、増幅器６５の利得は抵抗器７１．７４の値により決
定される。抵抗器７５とＦＥＴ７６を含む可変負荷抵抗
器が増幅器６５の出力端子と、増幅器６６の非反転入力
端子に接続されている入力パスＴ７の間に接続される。

増幅器６５の出力が零に向って直線的に低下するにつれ
て、入カバスフ７に存在する電圧を４．３ボルトと２，
７ボルトの間のしだいに低くなるレベルに制限すること
によシ、非線形関数２ＴのＡ点よシ下側の部分（第２図
）を形成するために、複数のダイオード振幅制限器７８
〜８２が入カバスフ７に接続される。

抵抗器８７とＦｉ：ＴＩＩＩＩを含む可変帰還抵抗回路
が増幅器６６の出力端子と反転入力端子の間に接続され
る。分圧回路網９１′〜９７′によシ４見られる順次高
くなる電圧レベルで導通状態となるようにバイアスされ
ている複数のダイオード９１〜９Ｔが、バス９８を介し
て増幅器６６の反転入力端子へ接続される。抵抗器８Ｔ
とバス９８との共通接続点における電圧が、ダイオード
９１〜９Ｔのうちの１個またはそれ以上を導通状態にす
るレベルまで上昇すると、その導通状態になったダイオ
ードに関連する分圧器が増幅器６６の反転入力端子から
アースに至る回路中に挿入されるから、増幅器６６の利
得が変えられる。抵抗器８７とバス９８との共通接続点
における電圧が、ダイオード９１〜９Ｔのいずれかを導
通状態にするレベル以下である場合には、増幅器６６は
利得が１の電圧追従器として動作する。増幅器６５およ
びそれに関連するダイオード７８〜８２によ多発生され
た非線形関数２７のＡ点よシ下偶の部分と、増幅器６６
およびそれに関連するダイオードｓ１〜９Ｔによ多発生
された非線形関数２７のＡ点より上側の部分とを組合わ
せたもので構成筋れている増幅器Ｓ６の出力は、増幅器
１０１により増幅されて、発振器１０の発振周波数を希
望の周波数範囲にわたって変化させるためにバラクタ２
４により求められるレベルにされる。バラクタ２４は発
振器１０の同調回路に含まれる。その同調回路はマイク
ロ波トランジスタ１０３と、マイクロストリップ素子１
０４と、アイソレータ１０５とを含む。

ダイオード７８〜８２と９１〜９Ｔのために選択された
バイアスレベルは非線形関数発生器２８の出力関数の全
体の形を決定する。抵抗器７５と８７の抵抗値を調節す
ることによシ、非線形関数の低い方の部分と高い方の部
分との平均こう配が、ある特定の較正条件の下において
バラクタ２４によシ求められる平均こう配に合致するよ
うにセットされる。ＦＥＴ７６とＦＥＴ１１８は抵抗器
として動作し、その抵抗値はそれらに与えられるゲート
電圧に従って直線的に変化する。ＦＥＴ７６とＦｌ：Ｔ
ａ２の動作の直線性は、それらのＦＩＴのソース電極に
おける電圧波形がコンデンサ１８２　、１０３を介して
それぞれのゲートへ加えられることによシ改善される。

ＦＥＴＥ＠のゲートバイアスは、積分器Ｓ＠（第１図）
の出力端子からＭａｉｌを介して与えられ、ＦＩＣＴ８
１のゲートバイアスは積分器５ｓの出力端子から線Ｉ２
を介して与えられる。第３，４図を参照して説明したよ
うに１積分器ｓｓ　、ｓｓの出力は、混合器３１の較正
信号出力の周波数の、その周波数の長時間平均値からの
ずれに従って正または負に変化する。デジタル−アナロ
グ変換器２３からの上昇する三角波の、発振器１０の低
い方の周波数出力に対応する最初の部分が続している期
間中に、積分器５６へ入力標本が与えられる。したがっ
て、ＦＥＴ７ｇの導電度を制御して非線形関数２Ｔの低
い電圧部分のこう配を調節するために、積分器５＠の出
力が用いられる。デジタル−アナログ変換器２３からの
三角波の下向きこう配の最初の部分が持続している関に
積分器５■は標本人力を受け、この積分器Ｓ−の出力は
ＦＥＴＩＩＩの導電度を制御して非線形関数２１の高い
方の電圧部分のこう配な調節する。ＦｌＣＴ７＠とＦＥ
Ｔ１１８の導電度の調節は、発振器１０の低い方の周波
数出力と高い方の周波数出力に周波数誤差が存在しなく
なるまで、積分器ｓｏ　、ｓｓの制御の下に閉ループ内
で続行される。

したがって、それらの積分器の出力は、発振器１０の出
力中の周波数誤差をなくすのに必要な値に一定のｉ壕保
九れる。

非線形関数発生器に関連して述べた特定の数値と、非線
形関数発生器の構造は発振器の特定の要求に合致させる
ために変えることができることが明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のＦ′Ｍ／ＣＷ電波高度計の簡略化した
機能的なブロック図、第２図はマイクロ波トランジスタ
発振器の非線形周波数対バラクタバイアス特性と、線形
周波数変調を行うために本発明において用いられる関数
発生器によシ要求される非線形出力とを示すグラフ、第
３図は本発明において用いられる非線形関数発生器を制
御する周期針と標本化器の回路図、第４Ａ図は第３図に
示されている周期針の動作を説明するのに有用なタイミ
ング波形図、第４Ｂ図は発振器の周波数が線形周波数変
調を行うために要する値よシ低い場合の第３図の回路に
おける状態を示すタイミング波形図、ｇ４ｃ図は発振器
の周波数が線形周波数変調を行うために要する値よシ高
いｔｌｌｔ４Ｂ図に類似する図、第５図は第３図に示さ
れている標本化器の動作を説明するのに有用なタイミン
グ波形図、第６図は本発明で用いられる非線形関数発生
器とマイクロ波発振器との回路図である。 １０・・・・マイクロ波発振器、１３拳・・・混合器、
１５・・・・受信器、１６・・・・信号ゲート、１７−
−・・マイクロプロセッサ装置、１８・・・・高度詣示
器、１９・・・・クロック、２２・・Φ・アップ／ダウ
ンカウンタ、２３・・・・デジタル−アナログ変換器、
２４拳・・・バラクタ、２＄・・・・非線形関数発生器
、２９・・・・遅鷺線、３１・・・・周期針、３３・・
・・積分器、３４，３１１，５１，５３・・Φ・ワンシ
票ット・マルチバイブレータ〇

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）非線形周波数対周波数制御電圧特性を有する電子
   的に同調可能な持続波発振器のための線形周波数変調器
   において、この線形周波数変調器は、は埋全体のサイク
   ルにわたって時間とともに直線的に変化する振幅を有す
   る変調波を発生する要素と、前記線形変調波を受けて、
   その線形変調波をそれに同調された非直線波に変換する
   非線形関数発生器と、この非線形関数発生器にょシ発生
   された前記非線形波の形を変える要素と、前記発振器の
   周波数変調の専線性を示す周期を有する発振較正信号を
   発生する要素と、前記較正信号の周期の変化を決定する
   要素と、前記較正信号の周期の前記変化を小さくするよ
   うな向きの前記較正信号の周期の前記変化を前記非線形
   波の形を変えるための前記要素に加えるための要素と、
   を備え、前記非直線波は前記周波数制御電圧として前記
   発振器へ４見られ、前記非線形波は前記発振器の周波数
   を前記線形変調波と同期して直線的に変化させるような
   形を有することを特徴とする非線形周波数対周波数制御
   電圧特性を有する電子的に同調可能表持続波発振器のた
   めの線形周波数変調器。 （２、特許請求の範囲第１項記載の線形周波数変調器に
   おいて、変調波を発生する前記要素は三角波発生器を備
   えることを特徴とする線形周波数変調器。 （３）特許請求の範囲第２項記載の線形周波数変調器に
   おいて、較正信号を発生する前記要素は、前記発振器の
   出力端子から入力信号を受け、遅延された出力信号を発
   生する遅延線と、前記発振器の出力端子から第１の入力
   信号を受け、かつ前記遅延線の出力端子から第２の入力
   信号を受けて前記較正信号を出力として発生する混合器
   と、を含み、前記較正信号の周波数は前記第１の入力信
   号と前記＃Ｉ２の入力信号との周波数の差に等しいこと
   を特徴とする線形周波数変調器。 （４）ｑ＃許請求の範囲第２項記載の線形周波数変調器
   において、前記較正信号の周期の変化を決定する前記要
   素は、時間とともにはは直線的に増大する出力を生ずる
   充電回路と、この充電回路の出力を前記較正信号の選択
   された位相で標本化する丸めの要素と、この充電回路の
   動作の一定時間後に前記充電回路の出力を零リセットす
   るための要素と、を含むことを特徴とする線形周波数変
   調器。 （５）特許請求の範凹第４項記載の線形周波数変調器に
   おいて、前記較正信号の周期の変化を決定する前記要素
   は、標本化するだめの前記要素によシ発生さｔた標本の
   比較的長い時間にわたる平均値を与える要素と、標本化
   するための前記要素によシ発生され九標本の比較的短い
   時間にわたる平均値を与える要素と、前記長い時間の平
   均値と前記短い時間の平均値との差を与える要素と、を
   含むことを％黴とする線形周波数変調器。 （６）特許請求の範目第２項記載の線形周波数変調器に
   おいて、前記三角波発生器の出力サイクルが前記発振器
   の低い方の周波数出力に対応する時間沖に、前記較正信
   号の周期の変化を法定する前記要素出力を標本化する第
   １の要素と、前記三角波発生器の出力サイクルが前記発
   振器の高い方の周波数出力に対応する時間中に、前記較
   正信号の周期の変化を決定する前記要素出力を標本化す
   る第１の要素と、前記第１の標本化要素の出力を前記非
   線形関数発生器へ与えて、前記非直線波のうち、前記発
   振器の低い方の周波数出力に対応する部分の間に、前記
   非線形波の形を制御する要素と、前記第１の標本化要素
   の出力を前記非線形関数発生器へ与えて、前記非線形波
   のうち、前記発振器の高い方の周波数出力に対応する部
   分の間に、前記非線形波の形を制御する要素と、を更に
   備えることを特徴とする線形周波数変調器。 （７）非線形周波数対周波数制御電圧特性を有する電子
   的に同調可能な持続波発振器のための線形周波数変調器
   において、この線形周波数変調器は、最大ピーク値と最
   小ピーク値の間を時間に対して直線的に変化する三角波
   出力を発生する三角波発生器と、前記三角波を受け、前
   記発振器の出力を線形周波数変調する九めに前記発振器
   の周波数制御電圧特性により要求される波形の非線形波
   に前記三角波を変換する非線形関数発生器と、この関数
   発生器の耐力を前記発振器へその周波数制御電圧として
   与える要素と、前記発振器の周波数変調が直線的である
   場合に、一定の周波数を有する較正信号を常に発生する
   要素と、前記較正信号の周波数の前記一定値からのずれ
   の大きさに関連する出力を発生する要素と、前記三角波
   の最小ピーク値が生じた時刻に近い時刻に第１のタイミ
   ング信号を発生し、かつ前記三角波の最大ピーク値が生
   じた時刻に近い時刻に第２のタイミング信号を発生する
   丸めに前記三角波発生器によ多制御される要素と、前記
   第１のタイミング信号に応答して前記較正信号の周波数
   の前記一定値からのずれの大きさに関連する出力を発生
   する前記要素の出力の第１の標本を発生する要素と、前
   記第１の標本を前記非線形関数発生器へ与えて前記関数
   発生器の出力の第ｉｏｎ分の形を制御する要素と、前記
   第２０タイミング信号に応答して前記較正信号の周波数
   の前記一定値からのずれの大きさに関連する出力を発生
   する前記要素の出力の第２の標本を発生する要素と、前
   記第２の標本を前記非線形関数発生器へ与えて前記関数
   発生器の出力の第２の部分の形を制御する要素と、を備
   えることを特徴とする非線形周波数対周波数制御電圧特
   性を有する電子的に同調可能な持続波発振器のための線
   形周波数変調器。 （８）特許請求の範匪縞７項記載の線形周波数変調器に
   おいて、前記非線形関数発生器は、第１の増幅器と、こ
   の第１の増幅器の出力のレベルが低くなるにつれてしだ
   いに低くなるレベルで順次導通状態となるようにバイア
   スされる第１の複数のダイオードを含み、前記第１の増
   大の出力端子に接続される複数の振幅制限器と、この振
   幅制限器に接続される可変抵抗器を有する第１の回路と
   、第２の増幅器と、この第２の増幅器の出力端子と入力
   端子の間に接続される可変抵抗器を有する第２の回路と
   、前記第２の増幅器の入力端子と前記第２の可変抵抗器
   回路との接続部に１つの電極がそれぞれ共通に接続され
   、前記第２の増幅器の出力のレベルが高くなるＫつれて
   しだいに高くなるレベルで順次導通状態となるようにバ
   イアスされ、かつ関連する抵抗器をそれぞれ有する第２
   の複数のダイオードと、前記第１の増幅器と前記第２の
   増幅器との出力を組合わせて前記関数発生器の出力を形
   成する要素と、を備え、前記第２の複数の各ダイオード
   が導通状態になると、各ダイオードに関連する抵抗器が
   前記第２の可変抵抗器回路と前記第２の増幅器の入力端
   子との接続部に接続され、それｋよシ前記第２の増幅器
   の利得が変えられるととを特徴とする線形周波数変調器
   。 （９）特許請求の範囲第８項記載の線形周波数変調器に
   おいて、前記第１の標本を与える前記要素社一方の前記
   可変抵抗器回路の抵抗値を前記第１の標本に従って制御
   し、前記第２の標本を与える前記要素は他方の前記可変
   抵抗器回路の抵抗値を前記第２の標本に従って制御する
   ととを特徴とする線形周波数変調器。 鵠特許請求の範囲第９項記載の線形周波数変調器におい
   て、前記三角波発生器線、クロック発振器と、このクロ
   ック発振器の出力を受け、前記三角ら始まるりＵツク・
   サイクルのカウントを、前記三角波の前記最大ピーク値
   に対応する最大カウントに達するまで増大させ、それか
   ら前記最小カウントに再び達するまでクロック・サイク
   ルのカウントを減少させるアップ・ダウン・カウンタと
   、このカウンタのカウントを、前記三角波を構成するア
   ナログ量に変換するデジタル−アナログ変換器と、を備
   えることを特徴とする線形周波数変調器０ αυ特許請求の範囲第１０項記載の線形周波数変調器に
   おいて、第１のタイミング信号を発生する前記要素と、
   第２のタイミング信号を発生する前記要素とは、前記ク
   ロック発振器の出力サイクルをカウントシ、前記アップ
   ・ダウン・カウンタの前記最小カウントに近い前記サイ
   クルのカラン）Ｋ対して前記第１のタイミング信号を発
   生し、前記アップ・ダウン・カウンタの前記最大カウン
   トに近い前記サイクルのカウントに対して前記第２のタ
   イミング信号を発生する館２のカウント要素を備えるこ
   とを特徴とする線形周波数変調器。 ａ２、特許請求の範囲第１１項記載の線形周波数変調器
   において、前記第１のタイミングに応答する前記要素と
   前記第２のタイミングに応答する前記要素との各要素は
   、４見られたタイミング人力に応じて一定持続時間の可
   能化信号を発生するワンシミツト・マルチパイプレーク
   と、前記較正信号の周波数のずれに関連する出力を発生
   する前記要素と前記標本を与える前記要素との間に接続
   され、前記可能化信号が持続している間、その可能化信
   号によ〉導通状態にされる通常は非導通状態のスイッチ
   ング回路と、を備えることを特徴とする線形周波数変調
   器。 ０特許請求の範囲第１２項記載の線形周波数変調器にお
   いて、前記第１の標本を与える前記要素と、前記第２の
   標本を与える前記要素は積分回路をそれでれ備えること
   を特徴とする線形周波数変調器。 叡◆特許請求の範囲第７項記載の線形周波数変調器にお
   いて、較正信号を発生する前記要素は、前記持続波発振
   器から入力信号を受け、遅延された出力信号を発生する
   遅延線と、前記持続波発振器から前記遅延線の入力信号
   の位相と同位相の第１の入力信号を受け、かつ、前記遅
   延線の出力端子から第２の入力信号を受けて、それら第
   １の入力信号と第２の入力信号との周波数の差ＫＩＩし
   い周波数を有する出力信号を発生する混合器と、を備え
   ることを特徴とする線形周波数変調器。