WO2013027314A1 - 周波数掃引信号生成器、周波数成分分析装置、無線装置及び周波数掃引信号生成方法 - Google Patents

周波数掃引信号生成器、周波数成分分析装置、無線装置及び周波数掃引信号生成方法 Download PDF

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frequency sweep
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    • H03L7/0893—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses the up-down pulses controlling source and sink current generators, e.g. a charge pump the up-down pulses controlling at least two source current generators or at least two sink current generators connected to different points in the loop

Definitions

  • the present invention relates to a frequency sweep signal generator capable of performing frequency sweep at high speed.
  • a typical cognitive radio standard is IEEE 802.22.
  • the cognitive radio in IEEE 802.22 finds a vacant frequency band (white space) among the frequency bands for television ranging from 54 MHz to 862 MHz and uses it secondarily.
  • a frequency component analyzer for finding a white space from a wide frequency band is required.
  • the wireless device can use the white space for data communication for a longer time by finding the white space at high speed. Furthermore, if the frequency component analyzer can immediately detect the presence of a priority wireless system (in the above example, a television), the wireless device can interfere with the priority system by using the cognitive radio system. You can avoid giving. Therefore, the frequency component analyzer that finds the white space is required to have high speed.
  • a priority wireless system in the above example, a television
  • Patent Document 1 discloses a local oscillator using a phase-locked loop, a mixer for multiplying a signal to be analyzed and a local oscillation signal for frequency conversion, a filter for removing unnecessary frequency components, and a required frequency.
  • a frequency component analyzing apparatus including an intensity detector for detecting the intensity of a signal included in a band is disclosed. Such a frequency component analyzer sweeps the local oscillation frequency in a range of a required frequency band, thereby analyzing the radio wave intensity distribution in the swept frequency band using a frequency resolution determined by the filter bandwidth. be able to.
  • the sweep speed depends on the lock time determined by the time constant of the phase locked loop.
  • the filter for extracting only the signal band of digital television broadcasting having a signal bandwidth of 8 MHz and the convergence time of the intensity detector of the frequency component that has passed through the filter is 10 microseconds or less. The time is about 50 to 100 microseconds per frequency point.
  • a local oscillation frequency is locked at the center of a predetermined frequency range and a ramp signal is added to a control value of a variable frequency oscillator.
  • the frequency sweeping method is excellent in high speed.
  • this method requires a ramp signal generation circuit in addition to the phase-locked loop.
  • an operational amplifier is generally used, and there is a problem that power consumption is large and there are many capacitive elements and a large area.
  • the relationship between the control value and the local oscillation frequency is not linear, there is a problem that a large frequency error occurs.
  • Patent Documents 2 and 3 disclose a configuration in which the frequency oscillator receives digital data, and generates and outputs a frequency corresponding to the digital data. Digital data and the frequency to be generated are associated in advance. With this configuration, there is no need to output a signal or the like to the frequency oscillator using the phase locked loop.
  • the frequency oscillator in Patent Document 2 discloses only the operation when the digital data and the oscillation frequency are in a linear relationship. Therefore, there is a problem that a large frequency error occurs when the digital data and the oscillation frequency are in a non-linear relationship.
  • the frequency oscillator in Patent Document 3 also discloses the operation when the oscillation frequency increases linearly with respect to the elapsed time. However, how is the case where the digital data and the oscillation frequency are in a non-linear relationship? However, there is no disclosure about whether the elapsed time and the oscillation frequency have a linear relationship. For this reason, Patent Document 3 also has a problem that a large frequency error occurs when digital data and the oscillation frequency are in a non-linear relationship, as in Patent Document 2.
  • the present invention provides a frequency sweep signal generator, a frequency component analyzer, and a radio device that can reduce the frequency error even when the control value and the oscillation frequency are in a non-linear relationship. It is another object of the present invention to provide a frequency sweep signal generation method.
  • the frequency sweep signal generator includes a variable frequency oscillator that changes an oscillation frequency in accordance with a change in an input control value, and the oscillation frequency that is included in a predetermined frequency sweep range.
  • a first controller that generates a first control value so as to output the first control value, wherein the first controller has a non-linear change in the oscillation frequency with respect to an increase in the first control value
  • the first control value output to the variable frequency oscillator per unit time is controlled so that the oscillation frequency changes linearly with the passage of time.
  • a frequency component analyzer includes a variable frequency oscillator that changes an oscillation frequency according to a change in an input control value, and the oscillation frequency included in a predetermined frequency sweep range.
  • a first controller that generates a first control value so as to be output, wherein the first controller has a non-linear change in the oscillation frequency with respect to an increase in the first control value.
  • a frequency sweep signal generator for controlling an increase amount of the first control value to be output to the variable frequency oscillator in unit time so as to change the oscillation frequency linearly with the passage of time;
  • a mixer that extracts a signal having a desired frequency by mixing the signal generated in the frequency sweep signal generator and the signal to be analyzed, and the intensity of the signal extracted in the mixer An intensity detector to be detected, but with a.
  • a radio apparatus outputs a variable frequency oscillator that changes an oscillation frequency according to a change in an input control value, and the oscillation frequency included in a predetermined frequency sweep range.
  • a first controller that generates the first control value as described above, and the first controller is configured such that the change in the oscillation frequency with respect to the increase amount of the first control value is nonlinear.
  • a frequency sweep signal generator for controlling an increase amount of the first control value output to the variable frequency oscillator per unit time so as to change the oscillation frequency linearly with the passage of time; and the frequency sweep A mixer for extracting a signal having a desired frequency by mixing the signal generated in the signal generator and the signal to be analyzed, and a strength for detecting the intensity of the signal extracted in the mixer A detector, in which and a demodulator for demodulating the transmitted signal by using a free frequency band is detected by said intensity detector.
  • a frequency sweep signal generation method is a frequency sweep signal generation method in a variable frequency oscillator that changes an oscillation frequency in accordance with a change in an input control value, and is a predetermined frequency sweep.
  • the control value is generated so as to output the oscillation frequency included in the range
  • the change in the oscillation frequency with respect to the increase amount of the control value is non-linear
  • the oscillation frequency is changed over time.
  • the amount of increase of the control value output to the variable frequency oscillator per unit time is controlled so as to change linearly.
  • the present invention provides a frequency sweep signal generator, a frequency component analyzer, a radio device, and a frequency sweep signal generation method capable of reducing the frequency error even when the control value and the oscillation frequency are in a non-linear relationship. Can do.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a frequency sweep signal generator according to a first embodiment; It is a figure which shows the relationship between the control value concerning Embodiment 1, and an oscillation frequency. It is a figure which shows the relationship between the elapsed time concerning Embodiment 1, and a control value.
  • 1 is a configuration diagram of a variable frequency oscillator according to a first embodiment.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of a first controller according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a frequency sweep signal generator according to a second embodiment. It is a block diagram of the 2nd controller concerning Embodiment 2.
  • FIG. FIG. 5 is a configuration diagram of a phase frequency comparator according to a second embodiment.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a frequency sweep signal generator according to a third embodiment.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of an integrator according to a third embodiment. It is a block diagram of the integrator in case the control value concerning Embodiment 3 is an analog value.
  • FIG. 10 is a configuration diagram in the case where the first controller according to the third embodiment has an analog configuration.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a frequency component analyzer according to a fourth embodiment.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a wireless device according to a fifth exemplary embodiment.
  • the frequency sweep signal generator includes a variable frequency oscillator 0101 and a first controller 0102.
  • the variable frequency oscillator 0101 changes the oscillation frequency according to the change of the input control value.
  • a voltage value may be used as the control value.
  • the variable frequency oscillator 0101 generates an oscillation frequency corresponding to the input voltage value.
  • the voltage value may be analog data, or digital data obtained by converting analog data into discrete data.
  • a predetermined value corresponding to the oscillation frequency may be used as the control value.
  • the first controller 0102 generates a first control value X so as to output an oscillation frequency included in a predetermined frequency sweep range.
  • the frequency sweep range is a frequency range in which a wireless communication device or the like performs analysis in order to detect white space.
  • the first control value is the same as the control value described above, and the control value output from the first controller 0102 is the first control value X.
  • the first controller 0102 has a unit time so as to change the oscillation frequency linearly with the passage of time when the change of the oscillation frequency with respect to the increase amount of the first control value X is nonlinear.
  • the increase amount of the first control value X output to the variable frequency oscillator is controlled.
  • f1 indicates the lower limit of the frequency to be swept
  • f2 indicates the upper limit of the frequency to be swept
  • f ′ indicates a value between f1 and f2.
  • the oscillation frequency when the first control value is X1 is f1
  • the oscillation frequency when the first control value is X2 is f2.
  • the oscillation frequency when the first control value is X ′ is f ′.
  • the change in the oscillation frequency with respect to the change in the first control value in FIG. 2A will be described.
  • the amount of increase in the oscillation frequency in the vicinity of the first control value X ′ is the first control value.
  • the increase amount of the oscillation frequency in the vicinity of the values X1 and X2 it is large. That is, in the relationship between the first control value and the oscillation frequency, the increase amount of the oscillation frequency between the first control values X1 and X2 is not constant, and the oscillation frequency changes nonlinearly.
  • the first controller 0102 changes the first control value X as shown in FIG. 2B during the time T1 to T2. Specifically, the first controller 0102 outputs the first control value X1 to the variable frequency oscillator 0101 at time T1, and outputs the first control value X2 to the variable frequency oscillator 0101 at time T2. Also, the first control value X ′ is output to the variable frequency oscillator 0101 at time T ′.
  • a change in the first control value with respect to a change in time in FIG. 2B will be described.
  • the increase amount of the first control value in the vicinity of time T ′ is compared with the increase amount of the first control value in the vicinity of time T1 and T2. And it is decreasing.
  • the first controller 0102 determines the first control value output per unit time as shown in FIG. 2B.
  • the increase amount and determining a schedule for changing the first control value it is possible to obtain an oscillation frequency that changes linearly with respect to the elapsed time. In this way, the frequency error can be reduced by obtaining an oscillation frequency that changes linearly with respect to the elapsed time.
  • the frequency sweep signal generator in FIG. 1 does not require a phase locked loop in order to sweep the first control value X. This is because the first controller 0102 determines the first control value X to be output to the variable frequency oscillator 0101 using the relationship shown in FIGS. 2A and 2B. Therefore, the frequency sweep signal generator in FIG. 1 does not have the time required for the phase lock, and can perform the frequency sweep at a higher speed as compared with the case where the phase locked loop is used.
  • the first control value X is changed nonlinearly with respect to the elapsed time, but the speed at which the control value X changes is low, and the frequency is about several MHz. Therefore, the first controller 0102 can generate the first control value X while realizing miniaturization and low power consumption by using the digital signal processing circuit.
  • the first controller 0102 can be mounted using an analog signal processing circuit, but it is desirable to use a digital signal processing circuit when considering the circuit scale, variation tolerance, and the like.
  • variable frequency oscillator 0101 shown in FIG. 3 is controlled using a control value (digital signal).
  • a variable frequency oscillator 0101 controlled using a digital signal includes a varactor unit 0201, a coil unit 0202, and a transistor unit 203.
  • the variable frequency oscillator 0101 determines and outputs an oscillation frequency from the inductance L in the coil unit 0202 and the capacitance value C in the varactor unit 0201.
  • the varactor unit 0201 connects a large number of small varactors (diodes) in parallel. Each varactor may be controlled using binary values of a high level and a low level.
  • the varactor unit 0201 changes the capacitance value to be generated by receiving either a high level signal or a low level signal as the control values 1 to N. Further, when each varactor is controlled in an analog manner, that is, when the control values 1 to N take an analog value, a digital / analog converter for converting the control value X, which is a digital value, into an analog value can be used. As a result, an analog-controlled voltage controlled oscillator can be used as the variable frequency oscillator 0101.
  • the first controller 0102 includes a storage unit 0401 and a control value generation unit 0402.
  • the storage unit 0401 stores information on the relationship between the first control value and the oscillation frequency shown in FIG. 2A and the relationship between the time shown in FIG. 2B and the first control value X output at that time. .
  • the control value generation unit 0402 generates a first control value based on the output schedule of the first control value X stored in the storage unit 0401, and outputs the first control value to the variable frequency oscillator 0101. In this manner, the control value generation unit 0402 can read out information stored in the storage unit 0401.
  • the storage unit 0401 may write information using a control unit (not shown) such as a CPU in the first controller 0102. Accordingly, the storage unit 0401 is newly written with information, or the information stored in the storage unit 0401 is edited. Therefore, even when the frequency range to be swept is changed or the characteristics of the variable frequency oscillator are changed depending on the operating conditions, the output schedule of the first control value can be changed flexibly.
  • a control unit not shown
  • the storage unit 0401 is newly written with information, or the information stored in the storage unit 0401 is edited. Therefore, even when the frequency range to be swept is changed or the characteristics of the variable frequency oscillator are changed depending on the operating conditions, the output schedule of the first control value can be changed flexibly.
  • the schedule for outputting the control value is set.
  • the frequency sweep signal generator according to the second exemplary embodiment includes a variable frequency oscillator 0101, a first controller 0102, a second controller 0501, and a selector 0502.
  • the second controller 0501 outputs a value corresponding to the difference between the frequency or phase of the output signal of the variable frequency oscillator 0101 and the frequency or phase of the reference signal to the selector 0502 as the second control value.
  • the second controller 0501 is a component of the phase locked loop, and determines the relationship between the oscillation frequency output from the variable frequency oscillator 0101 and the second control value with high accuracy. Can do.
  • the selector 0502 receives the first control value from the first controller 0102 and receives the second control value from the second controller 0501.
  • the selector 0502 selects one of the first and second control values and outputs the selected control value to the variable frequency oscillator 0101.
  • the selector 0502 switches the switch to the first controller 0102 side when performing the frequency sweep at a high speed using the first controller 0102.
  • the selector 0502 can block the operation of the second controller 0501 and suppress power consumption due to the operation of the second controller 0501.
  • the selector 0502 uses the second controller 0501 to associate the control value with the oscillation frequency (or local oscillation frequency) output from the variable frequency oscillator 0101 with high accuracy. Switch to the controller 0501 side.
  • the selector 0502 can block the operation of the first controller 0102 and suppress power consumption due to the operation of the first controller 0102.
  • the switch of the selector 0502 is switched to the second controller 0501, the relationship between the oscillation frequency determined using the second controller 0501 and the second control value is generated in advance, and the generated information is You may store in the memory
  • the selector 0502 switches the switch to the first controller 0102 and performs the frequency sweep at a high speed using the first controller 0102. In this way, the first controller 0102 can output the first control value X using the relationship between the control value and the oscillation frequency determined with high accuracy using the phase locked loop. Therefore, the accuracy of the oscillation frequency output from the variable frequency oscillator 0101 can be increased.
  • the second controller 0501 includes a reference signal source 0601, a frequency divider 0602, and a phase frequency comparator 0603.
  • the frequency divider 0602 divides the oscillation frequency signal output from the variable frequency oscillator 0101 and outputs it to the phase frequency comparator 0603.
  • the second controller 0501 can change the frequency division number in the frequency divider 0602.
  • the phase frequency comparator 0603 uses the frequency or phase difference between the reference signal output from the reference signal source 0601 and the frequency-divided signal output from the frequency divider 0602 as the second control value to the selector 0502. Output. In this way, the reference signal source 0601, the frequency divider 0602, and the phase frequency comparator 0603 constitute a phase locked loop.
  • the control value X1 when the local oscillation frequency fVCO becomes f1 the control value X2 when it becomes f2, and the like can be determined with high accuracy.
  • the relationship between the control value X and the oscillation frequency determined with high accuracy is held in the storage unit 0401 of the first controller 0102 and used in frequency sweeping.
  • the phase frequency comparator 0603 includes a plurality of delay stages 0701, a plurality of delay flip-flops (DFF) 0702, and an encoder 0703.
  • the reference signal output from the reference signal source 0601 is input to the delay stage 0701, added with a delay, and then output to the DFF 0702 and the next delay stage 0701.
  • the reference signal is delayed in a plurality of delay stages 0701, and is output from each delay stage 0701 to DFF 0702.
  • the reference signal is input to the data terminal of DFF0702.
  • a frequency divider output signal output from the frequency divider 0602 is input to the clock terminal of the DFF 0702.
  • Each DFF 0702 outputs a value determined based on the time corresponding to the phase difference between the reference signal and the frequency divider output signal from the Q terminal to the encoder 0703.
  • Encoder 0703 encodes the signal output from each DFF 0702 and outputs it as a digital value to variable frequency oscillator 0101.
  • the digital value output from the encoder 0703 is used as the second control value.
  • the circuit constituting the phase frequency comparator 0603 is also referred to as a time-to-digital converter (TDC). It is desirable to provide a digital filter for suppressing unnecessary spurious after the TDC.
  • the control value X corresponding to the local oscillation frequency fVCO is determined with high accuracy by using the phase locked loop. Can do. Further, by using the relationship between the control value X determined by the second controller 0501 and the local oscillation frequency fVCO, the frequency sweep is performed in the first controller 0102 that does not use the phase-locked loop, thereby speeding up the frequency sweep. Can be executed.
  • the frequency sweep signal generator according to the third exemplary embodiment includes a variable frequency oscillator 0101, a first controller 0102, a second controller 0501, a selector 0502, and an integrator 0801.
  • the integrator 0801 When performing a frequency sweep at high speed using the first controller 0102, the integrator 0801 increases the control value at a constant rate from the initial value X of the control value output from the first controller 0102. A control value is output to the variable frequency oscillator 0101. The integrator 0801 stops increasing the control value when the control value indicates the final value of the frequency sweep range. In this way, when receiving the control value that is the initial value of the frequency sweep range in the predetermined range, integrator 0801 generates a control value so as to increase at a constant rate thereafter, and outputs it to variable frequency oscillator 0101. be able to.
  • the integrator 0801 is used as a loop filter for the purpose of stabilizing the feedback loop and suppressing unnecessary spurious.
  • the integrator 0801 is used in common in the first controller 0102 and the second controller 0501.
  • Integrator 0801 sets the initial value of the control value as X1, and increases the control value at a constant rate until the control value becomes X2.
  • the storage unit 0401 in the first controller 0102 only needs to store information related to the control values X1 and X2 and output the information to the integrator 0801, and the storage capacity can be greatly reduced.
  • the storage unit 0401 stores two or more control values X and the oscillation frequencies corresponding to the control values X.
  • the range of the control values X1 to X2 is divided into a plurality of sections.
  • the integrator 0801 adjusts the time constant for each divided section, and increases the control value at a constant rate from the control value that is the initial value of the section.
  • the time constant is set by adjusting a current amount of a charge pump 1001 described later and a capacitance value of the smoothing filter 1002.
  • the charge pump 1001 and the smoothing filter 1002 constitute an integrator 0801.
  • the control value X can be changed nonlinearly with respect to time changes. As a result, it is possible to obtain a signal whose frequency changes linearly with respect to the elapsed time.
  • the integrator 0801 includes an adder 0901 and a latch 0902.
  • the integrator 0801 is an n-bit accumulator including an adder 0901 and a latch 0902.
  • the integration operation in the integrator 0801 operates by inputting a clock frequency of about several MHz to the latch 0902, for example.
  • the power consumption of the integrator 0801 operating at several MHz is sufficiently low.
  • the time constant of the integrator 0801 can be changed by the frequency of the operation clock or the control value Y for frequency setting.
  • the integrator when Y is 1, the integrator obtains an output that increases by 1 every clock, whereas when Y is 2, the integrator outputs an output that increases by 2 every clock. To be obtained.
  • the time constant of the present integrator is halved compared to when Y is 1. That is, the time constant of the integrator can be changed by Y.
  • FIG. 10 also shows a circuit example of the phase frequency comparator 0603 in the case of analog mounting.
  • the analog-implemented phase frequency comparator 0603 includes DFFs 1003 and 1004 and an AND gate 1005.
  • DFF 1003 a reference signal is input to a clock terminal, and a data terminal is connected to a high level.
  • the frequency divider output signal is input to the clock terminal, and the data terminal is connected to the high level.
  • the AND gate 1005 takes the logical product of the output values of the DFFs 1003 and 1004 and outputs the logical product to the reset terminals of the DFFs 1003 and 1004.
  • the phase frequency comparator 0603 has a control value UP that is high when the phase or frequency of the reference signal is early, and a control value DN that is high when the phase or frequency of the divider output signal is early. Has one control value output. These control values are input to an integrator 0801 including a charge pump 1001 and a smoothing filter 1002 via a selector 0502.
  • switching elements are connected in series between a current source connected to the power supply voltage and a current source connected to the ground voltage.
  • the open / close element in the charge pump is controlled to be in a conductive state when the control value is at a high level.
  • the switch element connected to the current source connected to the power supply voltage is controlled by either the first controller or the control value UP that is the output of the DFF 1003. Further, when the switch element connected to the current source connected to the ground voltage is connected, the voltage output to the smoothing filter 1002 and the variable frequency oscillator 0101 decreases.
  • the switch element connected to the current source connected to the ground voltage is controlled by the control value DN that is the output of the DFF 1004.
  • the smoothing filter 1002 includes a resistor and a capacitor element that are connected in series with the end point being grounded, and a capacitor element that is grounded at the end point.
  • Integrator 0801 is shared by the first and second controllers. Therefore, the area is smaller than that of a frequency sweep signal generator that requires a phase locked loop and a ramp waveform generation circuit.
  • the time constant of the integrator 0801 can be changed by adjusting the current amount of the charge pump 1001 and the capacitance value of the smoothing filter 1002.
  • the first controller 0102 includes a storage unit 1101 and a voltage comparator 1102.
  • the storage unit 1101 includes an opening / closing element and a capacitor.
  • the voltage comparator 1102 compares the control value X output from the integrator 0801 with the control value X2 held in the storage unit 1101.
  • the control value X2 is a control value corresponding to the frequency f2 indicating the upper limit value of the frequency sweep range. While X ⁇ X2, the voltage comparator 1102 gradually increases the oscillation frequency by setting the control value (UP) to a high level, and when X> X2, the control value (UP) is set to a low level.
  • the sweep can be stopped. In the voltage comparator 1102, the sweep may be stopped as it is after the control value X exceeds X2, or the control value (DN) is provided until the control value X falls below X1, and the sweep is resumed. May be performed. In that case, a storage unit for comparing the control values X and X1 and a voltage comparator may be used separately.
  • the frequency characteristic of the integrator 0801 is important for stable operation without causing the feedback loop of the second controller 0501 to oscillate, and has a filter characteristic having a pole other than DC and a zero point. May be.
  • variable frequency oscillator 0101 is controlled by the first controller 0102
  • the operation when the variable frequency oscillator 0101 is controlled by the first controller 0102 is an open loop and there is no problem of oscillation. Therefore, it is desirable to change the frequency characteristics of the integrator 0801 depending on whether the first controller 0102 or the second controller 0501 is used to control the variable frequency oscillator 0101.
  • the frequency component analyzing apparatus includes the frequency sweep signal generator 1201, the mixer 1202, the filter 1203, and the intensity detector 1204 according to any one of the first to third embodiments.
  • the mixer 1202 mixes the oscillation frequency output from the frequency sweep signal generator 1201 and the signal to be analyzed which is a signal to be analyzed, and extracts a signal having a desired frequency.
  • the mixer 1202 outputs the extracted signal to the filter 1203.
  • the filter 1203 has a variable element, and the time constant of the required frequency range can be changed according to the accuracy. Further, it is desirable that the time constant of the integrator 0801 is changed according to the time constant of the filter 1203. The reason is that if the time constant of the filter 1203 is too large, the local oscillation frequency changes before the intensity of the signal component that has passed through the band of the filter 1203 can be detected. On the other hand, if the time constant of the integrator 0801 is too large, it takes time to sweep the frequency.
  • the intensity detector 1204 detects the intensity of the signal output from the filter 1203. For example, if the intensity detected by the intensity detector 1204 is below a predetermined threshold, the swept frequency can be determined to be white space. Alternatively, the white space can be determined with higher accuracy by another means having higher sensitivity. In general, a high-sensitivity means takes a long time to detect, and therefore, when combined with this embodiment, a white space can be searched for in a short time. Further, when the intensity detected by the intensity detector 1204 exceeds a predetermined threshold, it can be determined that the swept frequency is not white space.
  • the radio apparatus according to the fifth embodiment further includes a demodulator 1301 in addition to the frequency component analysis apparatus according to the fourth embodiment.
  • the wireless device can perform frequency component analysis at high speed, find an unused frequency band, and use it.
  • the frequency sweep signal generator according to any of Embodiments 1 to 3 a small-sized and low power consumption radio apparatus can be provided.
  • the phase noise of the local oscillation signal is an important parameter that determines the signal-to-noise ratio. Therefore, at the time of wireless communication, it is desirable to generate a local oscillation signal with low phase noise by a phase locked loop by the second controller.

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Abstract

　制御値と発振周波数とが非線形の関係にある場合においても周波数誤差の小さな周波数掃引信号生成器、周波数成分分析装置、無線装置及び周波数掃引信号生成方法を提供することを目的とする。本発明にかかる周波数掃引信号生成器は、入力される制御値の変化に応じて発振周波数を変化させる可変周波数発振器（０１０１）と、予め定められた周波数掃引範囲内に含まれる発振周波数を出力させるように第１の制御値を生成する第１の制御器（０１０２）と、を備える。第１の制御器（０１０２）は、第１の制御値の増加量に対する発振周波数の変化が非線形である場合において、発振周波数を時間の経過に対して線形に変化させるように、単位時間における可変周波数発振器（０１０１）へ出力する第１の制御値の増加量を制御するものである。

Description

周波数掃引信号生成器、周波数成分分析装置、無線装置及び周波数掃引信号生成方法
　本発明は高速に周波数掃引が可能な周波数掃引信号生成器に関する。
　近年、逼迫する無線周波数帯域を有効に使用するため、コグニティブ無線技術に注目が集まっている。代表的なコグニティブ無線規格として、ＩＥＥＥ ８０２．２２がある。ＩＥＥＥ ８０２．２２におけるコグニティブ無線は、５４ＭＨｚから８６２ＭＨｚにわたるテレビ用の周波数帯のうち、空いている周波数帯（ホワイトスペース）を見つけ、２次的に利用する。コグニティブ無線を実現させるためには、幅広い周波数帯の中からホワイトスペースを見つけ出すための周波数成分分析装置が必要である。
　周波数成分分析装置が、高速にホワイトスペースを見つけることができれば、無線装置は、ホワイトスペースを高速に見つけた分だけ長い時間ホワイトスペースをデータ通信に利用できる。さらに、周波数成分分析装置が、優先権のある無線システム（上記の例ではテレビ）の存在を即座に検知できれば、無線装置は、コグニティブ無線システムを用いることによって優先権のあるシステムに対して妨害を与えることを避けることができる。そのため、ホワイトスペースを見つけ出す周波数成分分析装置には高速性が求められる。
　特許文献１には、位相同期ループを用いた局部発振器と、被分析信号と局部発振信号を乗算して周波数変換するためのミキサと、不要な周波数成分を除去するためのフィルタと、所要の周波数帯に含まれる信号の強度を検出するための強度検出器とから構成される周波数成分分析装置が開示されている。このような周波数成分分析装置は、局部発振周波数を所要の周波数帯の範囲で掃引することにより、掃引した周波数帯における電波強度分布を、フィルタの帯域幅で決定される周波数分解能を用いて分析することができる。
　しかし、このような単純な構成では、周波数成分分析における処理を高速化させることは困難である。すなわち、所定の周波数範囲において、局部発振周波数を所定の分解能でステップ的にロックさせながら掃引する方法では、位相同期ループの時定数で決定されるロック時間に掃引速度が依存する。具体的には、信号帯域幅８ＭＨｚであるデジタルテレビ放送の信号帯域のみを取り出すためのフィルタや、フィルタを通過した周波数成分の強度検出器の収束時間が１０マイクロ秒以下であるのに対し、ロック時間は周波数１点あたり５０から１００マイクロ秒程度の時間がかかってしまう。
　また、周波数成分分析用の測定装置では、所定の周波数範囲の中心で局部発振周波数をロックさせておき、可変周波数発振器の制御値にランプ信号を加算することが一般的に行われている。このようにして周波数掃引する方法は、高速性に優れる。しかし、この方法では、位相同期ループに加えて、ランプ信号の生成回路が必要である。ランプ信号生成回路には、一般に演算増幅器が使われ、消費電力が大きく、また容量素子が多く大面積になるという課題がある。また、制御値と局部発振周波数との関係が線形でない場合には、大きな周波数誤差を生じるという問題もある。
　そこで、特許文献２及び３においては、周波数発振器は、デジタルデータを受け取り、デジタルデータに応じた周波数を生成して出力する構成が開示されている。デジタルデータと、生成する周波数とは、あらかじめ対応付けられている。このように構成することにより、位相同期ループを用いて周波数発振器に対して信号等を出力する必要がなくなる。
特開昭５４－００３４５３号公報 特開２００８－１９３３９６号公報 特開平０５－１５７７８５号公報
　しかし、特許文献２における周波数発振器は、デジタルデータと発振周波数とが線形の関係にある場合の動作についてのみ開示している。そのため、デジタルデータと発振周波数とが非線形の関係にある場合に大きな周波数誤差を生じるという問題がある。さらに、特許文献３における周波数発振器も、経過時間に対して発振周波数が線形的に増加する場合の動作について開示しているが、デジタルデータと発振周波数とが非線形の関係にある場合に、どのように経過時間と発振周波数とを線形の関係にするかについては何ら開示されていない。そのため、特許文献３についても特許文献２と同様に、デジタルデータと発振周波数とが非線形の関係にある場合に大きな周波数誤差を生じるという問題がある。
　本発明は、このような問題を解決するために、制御値と発振周波数とが非線形の関係にある場合においても周波数誤差を小さくすることができる周波数掃引信号生成器、周波数成分分析装置、無線装置及び周波数掃引信号生成方法を提供することを目的とする。
　本発明の第１の態様にかかる周波数掃引信号生成器は、入力される制御値の変化に応じて発振周波数を変化させる可変周波数発振器と、予め定められた周波数掃引範囲内に含まれる前記発振周波数を出力させるように第１の制御値を生成する第１の制御器と、を備え前記第１の制御器は、前記第１の制御値の増加量に対する前記発振周波数の変化が非線形である場合において、前記発振周波数を時間の経過に対して線形に変化させるように、単位時間における前記可変周波数発振器へ出力する前記第１の制御値の増加量を制御するものである。
　本発明の第２の態様にかかる周波数成分分析装置は、入力される制御値の変化に応じて発振周波数を変化させる可変周波数発振器と、予め定められた周波数掃引範囲内に含まれる前記発振周波数を出力させるように第１の制御値を生成する第１の制御器と、を有し、前記第１の制御器は、前記第１の制御値の増加量に対する前記発振周波数の変化が非線形である場合において、前記発振周波数を時間の経過に対して線形に変化させるように、単位時間における前記可変周波数発振器へ出力する前記第１の制御値の増加量を制御する周波数掃引信号生成器と、前記周波数掃引信号生成器において生成された信号と分析対象となる被分析信号とを混合し所望の周波数を有する信号を抽出するミキサと、前記ミキサにおいて抽出された信号の強度を検出する強度検出器と、を備えるものである。
　本発明の第３の態様にかかる無線装置は、入力される制御値の変化に応じて発振周波数を変化させる可変周波数発振器と、予め定められた周波数掃引範囲内に含まれる前記発振周波数を出力させるように第１の制御値を生成する第１の制御器と、を有し、前記第１の制御器は、前記第１の制御値の増加量に対する前記発振周波数の変化が非線形である場合において、前記発振周波数を時間の経過に対して線形に変化させるように、単位時間における前記可変周波数発振器へ出力する前記第１の制御値の増加量を制御する周波数掃引信号生成器と、前記周波数掃引信号生成器において生成された信号と分析対象となる被分析信号とを混合し所望の周波数を有する信号を抽出するミキサと、前記ミキサにおいて抽出された信号の強度を検出する強度検出器と、前記強度検出器を用いて検出された空き周波数帯域を用いて送信された信号の復調を行う復調器と、を備えるものである。
　本発明の第４の態様にかかる周波数掃引信号生成方法は、入力される制御値の変化に応じて発振周波数を変化させる可変周波数発振器における周波数掃引信号生成方法であって、予め定められた周波数掃引範囲内に含まれる前記発振周波数を出力させるように前記制御値を生成する際に、前記制御値の増加量に対する前記発振周波数の変化が非線形である場合において、前記発振周波数を時間の経過に対して線形に変化させるように、単位時間における前記可変周波数発振器へ出力する前記制御値の増加量を制御するものである。
　本発明により、制御値と発振周波数とが非線形の関係にある場合においても周波数誤差を小さくすることができる周波数掃引信号生成器、周波数成分分析装置、無線装置及び周波数掃引信号生成方法を提供することができる。
実施の形態１にかかる周波数掃引信号生成器の構成図である。 実施の形態１にかかる制御値と発振周波数との関係を示す図である。 実施の形態１にかかる経過時間と制御値との関係を示す図である。 実施の形態１にかかる可変周波数発振器の構成図である。 実施の形態１にかかる第１の制御器の構成図である。 実施の形態２にかかる周波数掃引信号生成器の構成図である。 実施の形態２にかかる第２の制御器の構成図である。 実施の形態２にかかる位相周波数比較器の構成図である。 実施の形態３にかかる周波数掃引信号生成器の構成図である。 実施の形態３にかかる積分器の構成図である。 実施の形態３にかかる制御値がアナログ値である場合における積分器の構成図である。 実施の形態３にかかる第１の制御器がアナログ構成の場合の構成図である。 実施の形態４にかかる周波数成分分析装置の構成図である。 実施の形態５にかかる無線装置の構成図である。
　（実施の形態１）
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。なお、以下で説明する全ての図面において、同一の構成要素には同一の符号を付加し、適宜説明を省略する。はじめに、図１を用いて本発明の実施の形態１にかかる周波数掃引信号生成器の構成例について説明する。周波数掃引信号生成器は、可変周波数発振器０１０１と、第１の制御器０１０２とを備えている。
　可変周波数発振器０１０１は、入力される制御値の変化に応じて発振周波数を変化させる。例えば制御値として、電圧値が用いられてもよい。この場合、可変周波数発振器０１０１は、入力される電圧値に対応する発振周波数を生成する。また、電圧値は、アナログデータであってもよく、アナログデータを離散的なデータに変換したデジタルデータであってもよい。その他に、制御値として、発振周波数に対応する予め定められた値が用いられてもよい。
　第１の制御器０１０２は、予め定められた周波数掃引範囲内に含まれる発振周波数を出力させるように第１の制御値Ｘを生成する。周波数掃引範囲とは、無線通信装置等がホワイトスペースを検出するために分析を行う周波数の範囲である。第１の制御値は、前述した制御値と同様であり、第１の制御器０１０２から出力される制御値を、第１の制御値Ｘとする。
　さらに、第１の制御器０１０２は、第１の制御値Ｘの増加量に対する発振周波数の変化が非線形である場合において、発振周波数を時間の経過に対して線形に変化させるように、単位時間における可変周波数発振器へ出力する第１の制御値Ｘの増加量を制御する。
　ここで、第１の制御値と発振周波数との関係、及び経過時間と発振周波数との関係について図２Ａ及び図２Ｂを用いて説明する。図２Ａにおいて、ｆ１は、掃引する周波数の下限を示し、ｆ２は、掃引する周波数の上限を示す。f'は、ｆ１とｆ２との間の値を示す。また、第１の制御値がＸ１である時の発振周波数がｆ１であり、第１の制御値がＸ２である時の発振周波数がｆ２である。また、第１の制御値がＸ'である時の発振周波数がf'である。
　ここで、図２Ａにおける第１の制御値の変化に対する発振周波数の変化について説明する。第１の制御値Ｘ１の近傍、第１の制御値Ｘ'の近傍及び第１の制御値Ｘ２の近傍において、第１の制御値Ｘ'の近傍における発振周波数の増加量は、第１の制御値Ｘ１及びＸ２の近傍における発振周波数の増加量と比較して、多くなっている。つまり、第１の制御値と発振周波数との関係において、第１の制御値Ｘ１とＸ２との間の発振周波数の増加量は一定ではなく、発振周波数は非線形的に変化している。
　また、第１の制御器０１０２は、時間Ｔ１からＴ２の間に、第１の制御値Ｘを図２Ｂに示すように変化させる。具体的には、第１の制御器０１０２は、時間Ｔ１において第１の制御値Ｘ１を可変周波数発振器０１０１へ出力し、時間Ｔ２において第１の制御値Ｘ２を可変周波数発振器０１０１へ出力する。また、時間Ｔ'において第１の制御値Ｘ'を可変周波数発振器０１０１へ出力する。ここで、図２Ｂにおける時間の変化に対する第１の制御値の変化について説明する。時間Ｔ１の近傍、時間Ｔ２の近傍及び時間Ｔ'の近傍において、時間Ｔ'の近傍における第１の制御値の増加量は、時間Ｔ１及びＴ２の近傍における第１の制御値の増加量と比較して、少なくなっている。
　第１の制御器０１０２は、図２Ａのように第１の制御値と発振周波数との関係が非線形である場合においても、図２Ｂのように、単位時間当たりにおける出力する第１の制御値の増加量を制御して、第１の制御値を変化させるスケジュールを決定することで、経過時間に対して線形的に変化する発振周波数を得ることができる。このようにして、経過時間に対して線形的に変化する発振周波数を得ることにより、周波数誤差を小さくすることができる。
　また、図１における周波数掃引信号生成器は、第１の制御値Ｘを掃引するために、位相同期ループを必要としない。なぜなら、第１の制御器０１０２は、図２Ａ及び図２Ｂの関係を用いて、可変周波数発振器０１０１へ出力する第１の制御値Ｘを決定するからである。そのため、図１における周波数掃引信号生成器は、位相ロックに必要な時間もなく、位相同期ループを用いる場合と比較して、高速に周波数掃引を行うことができる。
　また、図２Ｂのように、経過時間に対して非線形的に第１の制御値Ｘを変化させるが、制御値Ｘの変化する速度は低速であり、周波数にすると数ＭＨｚ程度である。そのため、第１の制御器０１０２は、デジタル信号処理回路を用いることにより、小型化及び低消費電力化を実現しつつ第１の制御値Ｘを生成することができる。また、第１の制御器０１０２は、アナログ信号処理回路を用いた実装も可能ではあるが、回路規模やばらつき耐性等を考慮する場合には、デジタル信号処理回路を用いることが望ましい。
　続いて、図３を用いて本発明の実施の形態１にかかる可変周波数発振器０１０１の構成例について説明する。図３に示す可変周波数発振器０１０１は、制御値（デジタル信号）を用いて制御される。デジタル信号を用いて制御される可変周波数発振器０１０１は、バラクタ部０２０１と、コイル部０２０２と、トランジスタ部２０３とを備えている。可変周波数発振器０１０１は、コイル部０２０２におけるインダクタンスＬとバラクタ部０２０１における容量値Ｃとから発振周波数を決定して出力する。バラクタ部０２０１は、小さなバラクタ（ダイオード）を、多数並列に接続している。それぞれのバラクタは、ハイレベル及びローレベルの２値を用いて制御してもよい。つまり、バラクタ部０２０１は、制御値１～Ｎとしてハイレベル及びローレベルのいずれかの信号を受け取ることにより、発生させる容量値を変化させる。また、それぞれのバラクタをアナログ制御する場合、すなわち、制御値１～Ｎがアナログ値をとる場合、デジタル値である制御値Ｘをアナログ値に変換するためのデジタルアナログ変換器を用いることができる。これにより、可変周波数発振器０１０１として、アナログ制御の電圧制御発振器を用いることも可能である。
　続いて、図４を用いて本発明の実施の形態１にかかる第１の制御器０１０２の構成例について説明する。第１の制御器０１０２は、記憶部０４０１と、制御値生成部０４０２とを備えている。記憶部０４０１は、図２Ａにおいて示した第１の制御値と発振周波数との関係及び、図２Ｂにおいて示した時間と、その時間に出力する第１の制御値Ｘとの関係に関する情報を記憶する。
　制御値生成部０４０２は、記憶部０４０１に記憶されている第１の制御値Ｘの出力スケジュールに基づいて、第１の制御値を生成し、可変周波数発振器０１０１へ出力する。このようにして、制御値生成部０４０２は、記憶部０４０１に記憶されている情報を読み出すことが可能である。
　また、記憶部０４０１は、第１の制御器０１０２内のＣＰＵ等の制御部（図示せず）を用いて情報の書き込みが行われてもよい。これにより、記憶部０４０１は、新たに情報を書き込まれ、もしくは、記憶部０４０１に記憶されている情報を編集等される。そのため、掃引する周波数範囲が変更されたり、可変周波数発振器の特性が動作条件に依存して変更されたりした場合においても、第１の制御値の出力スケジュールを柔軟に変更することができる。
　以上説明したように、本発明の実施の形態１にかかる周波数掃引信号生成器を用いることによって、制御値と発振周波数との関係が非線形の関係にある場合においても、制御値を出力するスケジュールを調整することにより、経過時間に対して線形的に変化する発振周波数を出力することができる。
　（実施の形態２）
　続いて、図５を用いて本発明の実施の形態２にかかる周波数掃引信号生成器の構成例について説明する。実施の形態２にかかる周波数掃引信号生成器は、可変周波数発振器０１０１と、第１の制御器０１０２と、第２の制御器０５０１と、選択器０５０２とを備えている。
　第２の制御器０５０１は、可変周波数発振器０１０１の出力信号の周波数又は位相と、参照信号の周波数又は位相との差に対応する値を第２の制御値として選択器０５０２へ出力する。このようにして、第２の制御器０５０１は、位相同期ループの構成要素となっており、可変周波数発振器０１０１から出力される発振周波数と第２の制御値との関係を高精度に決定することができる。
　選択器０５０２は、第１の制御器０１０２から第１の制御値を受け取り、第２の制御器０５０１から第２の制御値を受け取る。選択器０５０２は、第１又は第２の制御値のどちらか一方を選択して、選択した制御値を可変周波数発振器０１０１へ出力する。例えば、選択器０５０２は、第１の制御器０１０２を用いて周波数掃引を高速で行う場合には、スイッチを第１の制御器０１０２側へ切り替える。これにより、選択器０５０２は、第２の制御器０５０１の動作を遮断し、第２の制御器０５０１が動作することによる消費電力を抑えることができる。また、選択器０５０２は、第２の制御器０５０１を用いて、高精度で制御値と可変周波数発振器０１０１から出力する発振周波数（もしくは局部発振周波数）とを関連付ける場合には、スイッチを第２の制御器０５０１側へ切り替える。これにより、選択器０５０２は、第１の制御器０１０２の動作を遮断し、第１の制御器０１０２が動作することによる消費電力を抑えることができる。
　さらに、選択器０５０２のスイッチを第２の制御器０５０１へ切り替えて、第２の制御器０５０１を用いて決定された発振周波数と第２の制御値との関係を予め生成し、生成した情報を第１の制御器０１０２の記憶部０４０１へ格納しておいてもよい。次に、選択器０５０２は、スイッチを第１の制御器０１０２へ切り替えて、第１の制御器０１０２を用いて周波数掃引を高速で行う。このようにすることで、第１の制御器０１０２は、位相同期ループを用いて高精度に決定された制御値と発振周波数との関係を用いて、第１の制御値Ｘを出力することができるため、可変周波数発振器０１０１から出力される発振周波数の精度を高めることができる。
　続いて、図６を用いて本発明の実施の形態２にかかる第２の制御器０５０１の構成例について説明する。第２の制御器０５０１は、参照信号源０６０１と、分周器０６０２と、位相周波数比較器０６０３と、を備えている。
　分周器０６０２は、可変周波数発振器０１０１から出力された発振周波数信号を分周して、位相周波数比較器０６０３へ出力する。第２の制御器０５０１は、分周器０６０２における分周数を変更することができる。
　位相周波数比較器０６０３は、参照信号源０６０１から出力された参照信号と、分周器０６０２から出力された分周後の信号との周波数又は位相の差を第２の制御値として選択器０５０２へ出力する。このようにして、参照信号源０６０１と、分周器０６０２と、位相周波数比較器０６０３とは、位相同期ループを構成する。
　さらに、第２の制御器０５０１は、分周器０６０２の分周数を変化させることによって、局部発振周波数を変化させることができる。具体的には、局部発振周波数をｆＶＣＯ、参照信号周波数をｆＲＥＦ、分周数をＭとすると、ｆＶＣＯ＝Ｍ×ｆＲＥＦとなるように負帰還がかかっている。この負帰還によって、たとえば、局部発振周波数ｆＶＣＯがｆ１となるときの制御値Ｘ１や、ｆ２となるときの制御値Ｘ２などを高精度に決定できる。高精度に決定された制御値Ｘと発振周波数の関係は、第１の制御器０１０２の記憶部０４０１に保持され、周波数掃引の際に利用される。
　続いて、図７を用いて本発明の実施の形態２にかかる位相周波数比較器０６０３の構成例について説明する。位相周波数比較器０６０３は、複数の遅延段０７０１と、複数の遅延型フリップフロップ（ＤＦＦ）０７０２と、エンコーダ０７０３と、を備えている。参照信号源０６０１から出力された参照信号は、遅延段０７０１へ入力され、遅延を加えられた後にＤＦＦ０７０２及び次の遅延段０７０１へ出力される。参照信号は、複数の遅延段０７０１において遅延を加えられ、それぞれの遅延段０７０１からＤＦＦ０７０２へ出力される。参照信号は、ＤＦＦ０７０２のデータ端子に入力される。また、ＤＦＦ０７０２のクロック端子には、分周器０６０２から出力される分周器出力信号が入力される。それぞれのＤＦＦ０７０２は、参照信号と分周器出力信号との位相差に対応する時間に基づいて定まる値をＱ端子からエンコーダ０７０３へ出力する。
　エンコーダ０７０３は、それぞれのＤＦＦ０７０２から出力された信号をエンコードしてデジタル値として可変周波数発振器０１０１へ出力する。エンコーダ０７０３から出力されるデジタル値は、第２の制御値として用いられる。また、位相周波数比較器０６０３を構成する回路は、時間デジタル変換器（ＴＤＣ：Time-to-Digital Convertor）とも称される。なお、ＴＤＣの後段に、不要なスプリアスを抑圧するためのデジタルフィルタを備えていることが望ましい。
　以上説明したように、本発明の実施の形態２にかかる周波数掃引信号生成器を用いることにより、局部発振周波数ｆＶＣＯに対応する制御値Ｘについて、位相同期ループを用いることにより高精度に決定することができる。さらに、第２の制御器０５０１において決定された制御値Ｘと局部発振周波数ｆＶＣＯとの関係を用い、位相同期ループを用いない第１の制御器０１０２において周波数掃引を行うことにより、周波数掃引を高速に実行することができる。
　（実施の形態３）
　続いて、図８を用いて本発明の実施の形態３にかかる周波数掃引信号生成器の構成例について説明する。実施の形態３にかかる周波数掃引信号生成器は、可変周波数発振器０１０１と、第１の制御器０１０２と、第２の制御器０５０１と、選択器０５０２と、積分器０８０１と、を備えている。
　積分器０８０１は、第１の制御器０１０２を用いて高速で周波数掃引を行う場合、第１の制御器０１０２から出力される制御値の初期値Ｘから、一定の割合で制御値を増加させ、可変周波数発振器０１０１へ制御値を出力する。積分器０８０１は、周波数掃引範囲の最終値を示す制御値になったら制御値の増加を停止させる。このようにして、予め定めた範囲における周波数掃引範囲の初期値となる制御値を受け取ると、積分器０８０１は、その後一定割合で増加させるように制御値を生成して可変周波数発振器０１０１へ出力することができる。
　さらに、積分器０８０１は、第２の制御器０５０１を用いる場合、帰還ループを安定化させ、不要なスプリアスを抑圧する目的で、ループフィルタとして用いられる。積分器０８０１は、第１の制御器０１０２及び第２の制御器０５０１において共用して用いられる。
　ここで、制御値と発振周波数との関係が、制御値Ｘ１からＸ２の範囲において、線形であるとみなすことができれば、次のように動作させることができる。積分器０８０１は、制御値の初期値をＸ１として、制御値がＸ２となるまで一定の割合で制御値を増加させる。これにより、第１の制御器０１０２における記憶部０４０１は、制御値Ｘ１及びＸ２に関する情報のみを記憶し、積分器０８０１へ出力すればよく、記憶容量を大幅に削減することができる。
　制御値と発振周波数との関係が、制御値Ｘ１からＸ２の範囲において、線形ではない場合、記憶部０４０１は、２点以上の制御値Ｘと制御値Ｘに対応する発振周波数とを記憶する。これにより、制御値Ｘ１からＸ２の範囲を複数の区間に分割する。積分器０８０１は、分割された区間毎に時定数を調整し、区間の初期値となる制御値から一定の割合で制御値を増加させる。時定数は、例えば、後に説明するチャージポンプ１００１の電流量や、平滑化フィルタ１００２の容量値を調整して設定する。チャージポンプ１００１と、平滑化フィルタ１００２は、積分器０８０１を構成する。このようにして、分割された複数の区間ごとに時定数を調整して、制御値を増加させることにより、制御値Ｘを時間変化に対して非線形に変化させることができる。その結果、経過時間に対して線形に周波数が変化する信号を得ることができる。
　続いて、図９を用いて本発明の実施の形態３にかかる積分器０８０１の構成例について説明する。積分器０８０１は、加算器０９０１と、ラッチ０９０２とを備えている。また、積分器０８０１は、加算器０９０１と、ラッチ０９０２とを備えるｎビットのアキュムレータである。積分器０８０１における積分動作は、例えば、数ＭＨｚ程度のクロック周波数がラッチ０９０２に入力されることにより動作する。数ＭＨｚで動作する積分器０８０１の消費電力は十分低い。また、積分器０８０１の時定数は、動作クロックの周波数または周波数設定用の制御値Ｙによって変更することができる。例えばＹが１のときには、本積分器からは、１クロックごとに１ずつ増加する出力が得られるのに対し、Ｙを２とすると、本積分器からは１クロックごとに２ずつ増加する出力が得られるようにする。このとき、本積分器の時定数は、Ｙを１としたときに比べて、半分になっていることになる。すなわち、積分器の時定数をＹによって変更することができる。
　続いて、図１０を用いて制御値Ｘがアナログ値である場合における積分器０８０１の回路例について説明する。なお、図１０には、アナログ実装の場合の、位相周波数比較器０６０３の回路例も合わせて示している。
　アナログ実装の位相周波数比較器０６０３は、ＤＦＦ１００３及び１００４と、ＡＮＤゲート１００５と、を備えている。ＤＦＦ１００３は、参照信号がクロック端子に入力され、データ端子がハイレベルに接続されている。また、ＤＦＦ１００４は、分周器出力信号がクロック端子に入力され、データ端子がハイレベルに接続されている。
　ＡＮＤゲート１００５は、ＤＦＦ１００３及び１００４の出力値の論理積をとってＤＦＦ１００３及び１００４のリセット端子へ出力する。位相周波数比較器０６０３は、参照信号の位相または周波数が早い場合にハイレベルとなる制御値ＵＰと、分周器出力信号の位相または周波数が早い場合にハイレベルとなる制御値ＤＮとの、２つの制御値出力を有する。これらの制御値は、選択器０５０２を介してチャージポンプ１００１と平滑化フィルタ１００２とで構成される積分器０８０１に入力される。
　チャージポンプ１００１は、電源電圧に接続される電流源とグランド電圧に接続される電流源との間に、スイッチ素子が直列に接続されている。ここで、チャージポンプ内の開閉素子は、制御値がハイレベルにあるときに導通状態となるように制御されるとして説明する。電源電圧に接続された電流源に接続されているスイッチ素子が接続状態になることにより、平滑化フィルタ１００２及び可変周波数発振器０１０１へ出力される電圧が増加する。電源電圧に接続された電流源に接続されているスイッチ素子は、第１の制御器又は、ＤＦＦ１００３の出力である制御値ＵＰのいずれかにより制御される。また、グランド電圧に接続された電流源に接続されているスイッチ素子が接続状態になることにより、平滑化フィルタ１００２及び可変周波数発振器０１０１へ出力される電圧が減少する。グランド電圧に接続された電流源に接続されているスイッチ素子は、ＤＦＦ１００４の出力である制御値ＤＮにより制御される。また、平滑化フィルタ１００２は、端点が接地され、直列に接続されている抵抗及び容量素子と、端点が接地されている容量素子とから構成される。
　積分器０８０１は、第１と第２の制御器によって共用される。そのため、位相同期ループとランプ波形生成回路がそれぞれ必要である周波数掃引信号生成器と比較して小面積になる。積分器０８０１の時定数は、チャージポンプ１００１の電流量や、平滑化フィルタ１００２の容量値を調整することによって変更できる。
　続いて、図１１を用いて、アナログ構成の場合の第１の制御器０１０２の回路例について説明する。第１の制御器０１０２は、記憶部１１０１と、電圧比較器１１０２とを備えている。記憶部１１０１は、開閉素子と容量とによって構成される。
　電圧比較器１１０２は、積分器０８０１から出力された制御値Ｘと、記憶部１１０１に保持されている制御値Ｘ２との比較を行う。制御値Ｘ２は、周波数掃引範囲の上限値を示す周波数ｆ２に対応する制御値である。電圧比較器１１０２は、Ｘ＜Ｘ２である間は、制御値（ＵＰ）をハイレベルとして発振周波数を徐々に上げてゆき、Ｘ＞Ｘ２となった時点で制御値（ＵＰ）をローレベルとし、掃引を停止することができる。なお、電圧比較器１１０２で、制御値ＸがＸ２を上回ったあと、そのまま掃引を停止してもよいし、制御値ＸがＸ１を下回るまで制御値（ＤＮ）を提供するようにして、再掃引を行ってもよい。その場合には、制御値ＸとＸ１を比較するための記憶部と電圧比較器とを別途用いてもよい。
　なお、積分器０８０１の周波数特性は、第２の制御器０５０１の帰還ループを発振させずに安定動作させるために重要であり、直流以外での極や、ゼロ点を有するフィルタ特性を有していてもよい。
　また、可変周波数発振器０１０１を第１の制御器０１０２で制御する場合の動作は、オープンループであり、発振の問題はない。したがって、可変周波数発振器０１０１の制御に第１の制御器０１０２を用いるか、第２の制御器０５０１を用いるかによって、積分器０８０１の周波数特性を変更することが望ましい。
　また、制御値Ｘと可変周波数との関係を、十分な精度で線形近似するためには、掃引周波数範囲を狭めることが必要になることもある。このような場合は、所要の掃引周波数範囲を複数に分割することによって対応することで、掃引速度と精度向上の両立を図るのがよい。
　（実施の形態４）
　続いて、図１２を用いて本発明の実施の形態４にかかる周波数成分分析装置の構成例について説明する。実施の形態４にかかる周波数成分分析装置は、実施形態１乃至３のいずれかの周波数掃引信号生成器１２０１と、ミキサ１２０２と、フィルタ１２０３と、強度検出器１２０４とを備えている。
　ミキサ１２０２は、周波数掃引信号生成器１２０１から出力される発振周波数と分析対象となる信号である被分析信号とを混合し、所望の周波数の信号を抽出する。ミキサ１２０２は、抽出した信号をフィルタ１２０３へ出力する。
　フィルタ１２０３は、可変素子を有し、所要の周波数範囲は精度に応じて時定数が変えられることが望ましい。また、フィルタ１２０３の時定数に応じて、積分器０８０１の時定数が変更されることが望ましい。その理由は、フィルタ１２０３の時定数が大きすぎると、フィルタ１２０３の帯域を通過した信号成分の強度を検出しきる前に、局部発振周波数が変わってしまうからである。逆に、積分器０８０１の時定数が大きすぎると、周波数掃引に無駄に時間がかかってしまう。
　強度検出器１２０４は、フィルタ１２０３から出力された信号の強度を検出する。例えば、強度検出器１２０４において検出された強度が、あらかじめ定められた閾値を下回る場合、掃引した周波数は、ホワイトスペースであると判定することができる。あるいは、より感度の高い別の手段によって、より高い確度でホワイトスペースであるかいなかを判定することができる。一般に、感度の高い手段は、検出時間が長くかかるため、本実施の形態と組み合わせることにより、短時間でホワイトスペースを探すことができる。また、強度検出器１２０４において検出された強度が、あらかじめ定められた閾値を上回る場合、掃引した周波数は、ホワイトスペースではないと判定することができる。
　（実施の形態５）
　続いて、図１３を用いて本発明の実施の形態５にかかる無線装置の構成例について説明する。実施の形態５にかかる無線装置は、実施の形態４における周波数成分分析装置に加えてさらに復調器１３０１を備えている。これによって、無線装置は、高速で周波数成分分析を行い、使用されていない周波数帯域を見つけ、利用することができる。また、実施の形態１乃至３のいずれかの周波数掃引信号生成器を用いることにより、小型及び低消費電力の無線装置を提供することができる。ここで、無線通信を行う際には、局部発振信号の位相雑音が、信号対雑音比を決める重要なパラメータとなる。したがって、無線通信時には第２の制御器による位相同期ループによって低位相雑音な局部発振信号を生成するのが望ましい。
　なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１１年８月２３日に出願された日本出願特願２０１１－１８１６２５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　０１０１　可変周波数発振器
　０１０２　第１の制御器
　０２０１　バラクタ部
　０２０２　コイル部
　０２０３　トランジスタ部
　０４０１　記憶部
　０４０２　制御値生成部
　０５０１　第２の制御器
　０５０２　選択器
　０６０１　参照信号源
　０６０２　分周器
　０６０３　位相周波数比較器
　０７０１　遅延段
　０７０２　ＤＦＦ
　０７０３　エンコーダ
　０８０１　積分器
　０９０１　加算器
　０９０２　ラッチ
　１００３　ＤＦＦ
　１００４　ＤＦＦ
　１００５　ＡＮＤゲート
　１１０１　記憶部
　１１０２　電圧比較器

Claims (9)

  1. 　入力される制御値の変化に応じて発振周波数を変化させる可変周波数発振器と、
    　予め定められた周波数掃引範囲内に含まれる前記発振周波数を出力させるように第１の制御値を生成する第１の制御器と、を備え
    　前記第１の制御器は、
    　前記第１の制御値の増加量に対する前記発振周波数の変化が非線形である場合において、前記発振周波数を時間の経過に対して線形に変化させるように、単位時間における前記可変周波数発振器へ出力する前記第１の制御値の増加量を制御する周波数掃引信号生成器。
  2. 　前記第１の制御値を変化させるスケジュールを定めたスケジュール情報を記憶する記憶部をさらに備える請求項１記載の周波数掃引信号生成器。
  3. 　前記スケジュール情報に基づいて時定数を変化させて前記第１の制御器から出力される前記第１の制御値を積分して前記積分された第１の制御値を前記可変周波数発振器へ出力する積分器をさらに備える、請求項２記載の周波数掃引信号生成器。
  4. 　前記発振周波数の位相と、参照信号の位相との差に応じた第２の制御値を出力する第２の制御器と、
    　前記第１の制御値又は前記第２の制御値の一方を選択し、前記選択した制御値を前記可変周波数発振器へ出力する選択器と、をさらに備える請求項１乃至３のいずれか１項に記載の周波数掃引信号生成器。
  5. 　前記積分器は、
    　前記選択器において選択された制御値を積分して前記可変周波数発振器へ出力する、請求項４に記載の周波数掃引信号生成器。
  6. 　前記記憶部は、
    　前記周波数掃引範囲における上限の発振周波数に対応する前記第１の制御値を記憶し、
    　前記積分器から出力される前記制御値と、前記記憶部に記憶されている前記第１の制御値とを比較する比較回路と、をさらに備える請求項３又は５に記載の周波数掃引信号生成器。
  7. 　請求項１乃至６のいずれか１項に記載の周波数掃引信号生成器と、
    　前記周波数掃引信号生成器において生成された信号と、分析対象となる被分析信号とを混合し所望の周波数を有する信号を抽出するミキサと、
    　前記ミキサにおいて抽出された信号の強度を検出する強度検出器と、を備える周波数成分分析装置。
  8. 　請求項１乃至６のいずれか１項に記載の周波数掃引信号生成器と、
    　前記周波数掃引信号生成器において生成された信号と、分析対象となる被分析信号とを混合し所望の周波数を有する信号を抽出するミキサと、
    　前記ミキサにおいて抽出された信号の強度を検出する強度検出器と、
    　前記強度検出器を用いて検出された空き周波数帯域を用いて送信された信号の復調を行う復調器と、を備える無線装置。
  9. 　入力される制御値の変化に応じて発振周波数を変化させる可変周波数発振器における周波数掃引信号生成方法であって、
    　予め定められた周波数掃引範囲内に含まれる前記発振周波数を出力させるように前記制御値を生成する際に、前記制御値の増加量に対する前記発振周波数の変化が非線形である場合において、前記発振周波数を時間の経過に対して線形に変化させるように、単位時間における前記可変周波数発振器へ出力する前記制御値の増加量を制御する、周波数掃引信号生成方法。
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