JPH0155601B2

JPH0155601B2 -

Info

Publication number: JPH0155601B2
Application number: JP57201808A
Authority: JP
Inventors: Kei Raason Ronarudo
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1981-11-16
Filing date: 1982-11-16
Publication date: 1989-11-27
Also published as: JPS5890805A; US4425515A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は周波数逓倍器におけるパルス化された
マイクロ波出力信号の立上がり時間を最少にする
ことに関するものである。特に、本発明の実施例
では、出力の立上がり時間を劣化させる傾向をも
つ、逆方向入力容量を有するYIG同調型周波数逓
倍器（以下、YTMと称する）が示されており、
本発明はそこで発生されたマイクロ波信号の出力
立上がり時間を最少にするものである。YTM
は、例えば、2GHzないし26.5GHzの巾をもつ、
極めて広帯域の信号発生器の出力源として使われ
る。広帯域の信号発生器の一部として使われる場
合、YTMは以下に例示されるような所定の設計
上の目標に合致しなければならない。

１パルス、連続波および振幅変調の間の出力電
力は正確に較正され、またその状態が保たれて
おらねばならない。

２出力電力は最適でなければならない。これ
は、マイクロ波でも伝送損失がより大きくなる
高い周波数帯で特に重要である（例えば
18GHz−26.5GHz、つまりＫバンド）。

３マイクロ波信号がパルス変調されているとき
は、各々のマイクロ波パルス出力においても、
例えば50ナノ秒またはそれより少ない程度の短
かい立上がり時間が保たれていなければならな
い。

従来より、高周波信号の発生と、これらの目標
のいくつかの達成のために、YIG同調型ステツ
プ・リカバリ・ダイオード周波数逓倍器がしばし
ば用いられてきた。これらの高周波信号はＫバン
ドまたはそれより高いところにあり、一般的には
パルス変調されている。パルス変調された高い周
波数の信号を得るための従来技術の例を以下に３
種類示す。

逓倍後変調法：この従来技術は、周波数逓倍の
後にパルス変調をするものである。第１図は本方
法によるシステムのブロツク図であり、入力信号
はレベル調整器（leveling modulator）１、電力
増幅器２、周波数逓倍器３を通つた後、パルス変
調回路５の出力によりパルス変調器４において変
調され、結合器（coupler）６より出力される。
またこの出力レベルはレベル制御回路７を介して
レベル調整器１へフイードバツクされる。本シス
テムの利点は、出力マイクロ波パルスの立上り時
間が極めて短いことである（典型的には10〜15ナ
ノ秒程度）。しかしながら、この方法には明らか
にいくつかの欠点がある。そのひとつとしては、
パルス変調器が極めて広帯域のものでなければな
らないことがあげられる。このような変調器は設
計が困難であり、また高価である。これに加え
て、高い周波数（例えばＫバンド）におけるパル
ス変調は極めて低効率なものであり、変調器をこ
のような高周波帯で動作させた場合には、極めて
大きな電力損失がもたらされることとなる。更
に、パルス変調器４は周波数逓倍器３の負荷にな
つているが、この負荷インピーダンスは変動する
ものであるため、マイクロ波パルスに対する歪み
をもたらすことになる。

逓倍後変調増幅法：本方法によるシステムのブ
ロツク図を第２図に示す。このシステムは、第１
図のシステムと同様なものにおいて、パルス変調
器４と結合器６との間に増幅器８を付加したもの
である。このシステムでは、短かいマイクロ波パ
ルス立上がり時間（10〜15ナノ秒）と高い出力電
力とが得られる。しかしながら、パルス変調器４
に後続する増幅器８はこのシステムの全周波数帯
域で動作する必要がある。高周波・広帯域の増幅
器を設計することは困難であるから、このような
増幅器８は実現が困難である。増幅器８の設計の
困難性をさけるために用いられるひとつの方法
は、Ｋバンド（18GHz−26.5GHz）専用増幅器
と電気機械式スイツチとを設け、Ｋバンド以外の
全周波数においては増幅器をバイパスさせること
である。この方法では、出力信号の増幅は最も必
要とされる周波数帯においてのみ行われる。しか
しながら、この方法をとることによつて一方では
以下の様な問題点がもたらされる。すなわち：(a)
Ｋバンドに切換わるときの切換え時間がおそい。
(b)掃引信号発生器が用いられるとき、このスイツ
チは頻繁に切換えられなければならないので、ス
イツチの早期の劣化をきたす。

逓倍前変調法：本方法は上述のものとは異な
り、周波数逓倍に先立つて信号をパルス変調する
ものである。第３図は本方法になるシステムのブ
ロツク図であり、第１図のシステムと異なる部分
は電力増幅器２の出力をまずパルス変調器４で変
調して電力増幅器９を通した後、周波数逓倍器３
へ与える点である。本システムにおいて広帯域で
ある必要性がある箇所は、周波数逓倍器３、レベ
ル制御回路の検波器、そして結合器６のみであ
る。その他のマイクロ波部品は皆、はるかに狭い
周波数範囲、即ち逓倍前のマイクロ波入力周波数
範囲で動作する。従つてこれらの部品は比較的安
価であり、また設計も容易である。このシステム
の欠点は、周波数逓倍器がマイクロ波パルスを歪
ませることにある。すなわち本システムにおいて
はマイクロ波出力パルスの立上がり時間は150ナ
ノ秒程度である。このマイクロ波パルスの歪みと
長い立上がり時間は、主として、そこで用いられ
る周波数逓倍器の入力側にある直流阻止容量を定
常状態電圧まで充電することに起因する。

本発明は、特に、上述の第３の変調方法で見出
されたような、容量に起因する立上がり時間の劣
化を低減させるものである。また、一般的に従来
技術の方法の欠点を除去するものである。

本発明によれば、入力側に直流阻止容量（コン
デンサ、分布定数回路における静電容量、ストレ
ー容量等）を有する周波数逓倍回路を通して伝播
されるパルス変調されたマイクロ波信号の立上が
り時間は最少にされる。そのため、まず周波数逓
倍回路に別途パルスを注入して直流阻止容量を定
常状態値にまで予め充電する。従つてその後、パ
ルス変調されたマイクロ波信号が周波数逓倍回路
を通過する際には、該回路の直流阻止容量の充電
に起因する立上がり時間の増大或は劣化は殆ど或
は全くないこととなる。

以下図面に基いて本発明の実施例を従来例と対
比しながら詳細に説明する。

本実施例はマイクロ波用の周波数逓倍器として
しばしば用いられるYTM（YIG同調型周波数逓
倍器）に関するものである。第６図はここで典型
的な先行技術のYTMにおいて従来より用いられ
ている高調波発生回路の回路図である。第６図に
おいて、入力高周波電圧は非線形領域で動作する
ステツプ・リカバリ・ダイオード１５５（以下、
SRDと称する）に印加される。結合インダクタ
ンスＬ１（図示せず）を通して出力される電流は
高周波に富んでいる。高調波発生回路の出力は
YIG球を含む高調波フイルタ（図示せず）へ入力
される。このYIG球は磁気同調回路として動作し
て所望次数の高調波だけを通す。バイアス電圧源
に結合された抵抗１２３の値を適当に選ぶことに
より最大電力及び最良波形を得る。このバイアス
電圧は直流阻止容量１２１、抵抗１２３、SRD
１５５が接続される節点の電圧Ｖ（ｔ）１６１に
反映される。

節点電圧Ｖ（ｔ）の直流成分は、高周波入力電
圧に直接的に比例している。この直流成分で、
YTMの効率、したがつて逓倍された周波数にお
ける出力電力が制御される。高周波パルスが
YTMの入力に印加されたとき、電圧Ｖ（ｔ）は、
高周波入力電圧振幅および入力抵抗によつて規定
される定常状態値に達するまで上昇する。容量１
２１は、マイクロ波パルスが高周波入力に印加さ
れる毎に、この定常状態直流電圧にまで充電され
る。以上が従来技術の基本的動作の説明である。

普通に考えれば、高周波出力側で観測されるパ
ルスの立上がりおよび立下がり時間はYIGフイル
タのバンド幅のみの関数であるはずであり、代表
的には3dB低下のバンド幅が約40MHzで立上が
りおよび立下がり時間が約20ナノ秒となる。しか
しながら、出力パルスを実際に計測してみると、
立上がり時間は160〜200ナノ秒にまでなる。容量
１２１は、回路のRC積を計算することにより予
測される程に迅速には充電されない。これは、
SRDには相当大きな逆方向回復電流が流れるこ
とにより、容量１２１は期待されるよりもはるか
におそく充電されるためである。すなわちSRD
の順方向電流は容量１２１を充電しようとし、他
方、逆方向回復電流はそれを放電しようとする。
その正味の効果は、容量１２１の充電時間を長く
するのである。この現象は、節点電位Ｖ（ｔ）の
立上がりをゆるやかにし、結局従来技術による
YTMの高周波出力パルスの立上がり時間を長く
することになる。

第８図は本発明を適用して長い立上がり時間の
問題を克服した高調波発生回路の回路図である。
第８図の回路において、パルス源１９５よりシヨ
ツトキイ・ダイオード１８７を通してパルスVp
（ｔ）を注入することにより、高周波パルスVin
（ｔ）の到達の前に容量１２１を所望の最終値ま
で充電する。その結果、立上がり時間がSRD１
５５の逆方向回復電流の悪影響を受けていない出
力パルスが得られる。したがつて、本出力パルス
の立上がり時間は入力周波数の所望の高調波を選
択するために用いられるYIGフイルタ或は他の同
調回路のバンド幅によつてのみ制限されるもので
ある。上述の動作を更に具体的に説明するため、
理想ダイオードを用いた簡単なクランプ回路の回
路図を示す第４図を用い、同回路の動作を第６図
の従来技術による高調波発生回路、更に第８図の
本発明による周波数逓倍器中の高調波発生回路と
対比する。第５Ａ図乃至第５Ｄ図はそれぞれ第４
図のクランプ回路における入力マイクロ波パルス
電圧Vin（ｔ）１２７、節点電圧Ｖ（ｔ）１３１、
理想ダイオード１２５の電流id（ｔ）１３３、容
量１２１の電圧Vc（ｔ）１２９を示すグラフであ
る。第４図のクランプ回路において容量１２１
は、理想ダイオード１２５および抵抗１２３に対
して並列に結合されている。抵抗１２３のもう一
方の端子は、ダイオード１２５をわずかに順方向
にバイアスする電圧（例えば0.55V）にセツトさ
れた電源１３５に結合されている。本回路の入力
端に入力マイクロ波パルス電圧Vin（ｔ）１２７
（第５Ａ図）パルスが回路に入力された場合の動
作を説明する。本回路においては入力パルスが容
量１２１を通過したあとの信号である節点電圧Ｖ
（ｔ）１３１の立上がり時間は第５Ｂ図に示され
る様にそれ程劣化しない。この立上がり時間は、
容量１２１を定常状態電圧まで充電させるための
時間に依存している。容量１２１は第５Ｃ図に示
されるダイオード電流id（ｔ）１３３によつて充
電される。理想ダイオード１２５には逆方向回復
電流が流れないことから、容量１２１の両端の電
圧Vc（ｔ）１２９は、第５Ｄ図に示される様に比
較的迅速に定常状態の値に達する（定常状態に達
するまでの時間は容量１２１の大きさおよび電源
抵抗の値に依存するが、135ピコ秒程度である）。

この簡単な回路と対照的なものは第６図に示す
従来技術による高調波発生回路である。この回路
は第４図の回路で、理想ダイオード１２５を
SRD１５５で置換することにより得られる。ま
た第７Ａ図乃至第７Ｄ図は第６図の高調波発生回
路の入力マイクロ波パルス電圧Vin（ｔ）１５７、
入力マイクロ波パルス電圧Vin（ｔ）１５７が直
流阻止容量１２１を通過した後の節点電圧Ｖ（ｔ）
１６１、SRD１５５の電流id（ｔ）１６３、直流
阻止容量１２１の電圧Vc（ｔ）１５９をそれぞれ
示すグラフである。第６図の回路において、電圧
Vin（ｔ）１５７（第７Ａ図）をもつ入力マイク
ロ波パルスが回路に入力され、この入力マイクロ
波パルスが容量１２１を通過することによつて得
られる節点電圧Ｖ（ｔ）１６１（第７Ｂ図）は第
４図の回路よりはるかに大きい立上がり時間をも
つている（第５Ｂ図における節点電圧Ｖ（ｔ）を
参照）。この立上がり時間の劣化、つまり増大は、
容量１２１を定常状態の値にまで充電させるの
に、第４図の回路に比べより長い時間を要するこ
とに起因する。これは、ダイオード電流id（ｔ）
１６３（第５Ｃ図）が有意の逆方向回復電流をも
つているためである。逆方向回復電流は、マイク
ロ波入力パルスの各交番半サイクルの間に、容量
１２１を放電させようとする。これは、容量１２
１の両端の電圧Vc（ｔ）１５９（第７Ｄ図）を上
下させるものである。すなわち先ずSRD１５５
が順方向に導通している間は電圧Vc（ｔ）１５９
は上昇し、次いでSRD１５５の逆導通によつて
下降する。この様にして、電圧Vc（ｔ）１５９の
定常状態への到達が大きく遅れる。電圧Vc（ｔ）
１５９の上昇時間は、容量１２１の大きさ、信号
源抵抗、SRD１５５の特性、入力信号の周波数、
および、入力信号の振幅特性に依存するが、典型
的には100〜150ナノ秒程度のものである。

第８図は本発明の実施例の高調波発生回路の回
路図である。本回路の構成は、第６図の回路にお
いて、パルス発生器１９５を、シヨツトキイ・ダ
イオード１８７を介してSRD１５５のカソード
に結合したものである。また第９Ａ図乃至第９Ｄ
図は夫々第８図の回路における入力マイクロ波パ
ルス電圧Vin（ｔ）１９１、パルス発生器１９５
よりのパルス電圧Vp（ｔ）１９７、節点電圧Ｖ
（ｔ）１９３、直流阻止容量１２１の電圧Vc（ｔ）
１８３を示すグラフである。第９Ｃ図には本発明
のパルス注入技術が用いられた場合の出力立上が
り時間の著るしい改善が明示されている。本回路
の動作は以下の通りである。電圧Vin（ｔ）１９
１（第９Ａ図）をもつ入力マイクロ波パルスが回
路に入力される。それが容量１２１に到達する前
に、電圧Vp（ｔ）１９７（第９Ｂ図）をもつパル
スが容量１２１に送られる。このパルスは、第９
Ｄ図の電圧Vc（ｔ）１８３のグラフに示されてい
る様に、容量１２１を定常状態の値にまで充電す
る。これにより容量１２１の充電に起因する電圧
Ｖ（ｔ）１９３（第９図）の立上がり時間を除去
する。

第１０図は、本発明の実施例であるYTM６７
の回路図である。第１０図の回路において、入力
部の直流阻止容量８３は、整合回路網８５に結合
されている。整合回路網８５は、また、SRD８
７のカソードに結合されている。SRD８７のア
ノードは、第１のインダクタ９９、YIG球体９
７、および第２のインダクタ１０１を含む高調波
フイルタ１０３に結合されている。該フイルタ
は、システムの出力１１５に結合されている。

SRD８７をわずかに順方向にバイアスするた
めに、抵抗８９が、直流阻止容量８３のあとに、
整合回路網８５と並列に結合されている。抵抗８
９は電界効果トランジスタ（以下、FETと称す
る）９１のドレインに結合され、FET９１のソ
ースは約−0.55Vにセツトされた電源１１７に結
合されている。FET９１は可変抵抗として動作
する。FET９１のゲート電圧１１１を変化させ
ることにより、YTMの電力効率を最大にすべく
並列インピーダンスを変化させる。FET９１の
ドレインはまたシヨツトキイ・ダイオード９３の
カソードに結合されている。シヨツトキイ・ダイ
オード９３のアノードは、パルス注入回路６５に
結合されている。

YTM１０４は、入力信号１０４のより高い高
調波を瀘波して出すことにより、周波数逓倍器と
して動作する。例えば2GHzないし6GHz程度の
マイクロ波が入力端１０５を通してYTM６７に
入力される。このマイクロ波は直流電流阻止容量
８３を通過する。電圧Ｖ（ｔ）５９は、容量８３
と整合回路網８５との結合部において計測され
る。電圧Ｖ（ｔ）５９は、定常状態の値に達した
あとでは、入力端１０５における入力信号１０４
の振幅に比例して変動する。

入力信号１０４の通過する整合回路網８５は、
その出力インピーダンスがSRD８７の入力イン
ピーダンスと整合するように設計されている。整
合回路網８５を出たあと、入力信号１０４は次い
でSRD８７を通過し、ここで入力信号の高調波
が発生される。入力信号がSRD８７を通過する
とき、SRD８７は信号電力が低ければバラク
タ・モードで動作する。バラクタ・モードにおい
ては、SRD８７は印加電圧変化に対して急激な
容量変動を示す。従つてこの容量は、ベースバン
ドつまり入力周波数レートで励振される。その結
果、高調波の多い電流が生じる。信号電力が
SRD８７を順方向にバイアスするのに充分なだ
け大きければ、有意なSRD８７の導通が始まる。
これはSRD８７の特徴的動作である逆方向電流
の急激な停止をもたらすものであり、これによつ
ても高調波に富んだ電流が生成されることにな
る。SRD８７によつて発生された高調波は、次
いで、選択周波数での高調波のみをバンドパスさ
せるフイルタ１０３を通る。その結果、出力１１
５に送られる信号は、入力信号１０４の選択され
た高次高調波、すなわち入力信号１０４の逓倍さ
れたものである。

パルス変調された信号がYTM６７を通ると、
出力１１５における信号の立上がり時間は、直流
阻止容量８３を充電させる時間のために劣化して
いる。直流阻止容量８３を充電させる時間の増大
は、主としてSRD８７を通る逆方向回復電流に
起因している。したがつて、本発明ではシヨツト
キイ・ダイオード９３を通してパルスを注入し
て、直流阻止容量８３をその定常状態電圧まで急
速に充電する。これによつて直流阻止容量８３の
充電時間を最小にする。しかしながら、注入され
るパルスは最適な特性のものでなければならな
い。パルス・ベース電圧、パルス幅、パルス振
幅、およびマイクロ波入力パルスに対するパルス
位置の如き注入パルスの諸特性は全てYTM６７
の出力に影響するので、最適注入パルスを決める
要因となる。例えば、第１０図に示されている実
施例では、注入パルスの諸特性中、パルスのベー
ス電圧、パルス幅および入力マイクロ波パルスに
対する注入パルス位置は一定に保たれているが、
パルス振幅は、入力マイクロ波パルスに応じて変
化する様に制御される。第１１図は第１０図の回
路において注入パルス振幅が過小・過大・適正の
それぞれの場合の出力１１５よりの出力マイクロ
波パルスのエンベロープを示すグラフである。注
入パルス振幅が過小の場合には直流阻止容量８３
は定常状態電圧未満の値までしか充電されないた
め、第１１図の波形２０１に示される如く、出力
マイクロ波パルスの立上がり時間は劣化、すなわ
ち増大する。逆に注入パルスの振幅が過大である
ときは、出力マイクロ波パルスには第１１図の波
形２０３に示す様にオーバーシユートが現われる
ため、正しい出力をうるための安定化時間が必要
とされる。最適振幅のパルスが注入された場合に
は、第１１図の波形２０５に示されるように、充
電に起因する立上がり時間や安定化時間は存在し
ない。第１２図は、入力信号１０４の周波数をパ
ラメータとして電圧Ｖ（ｔ）５９の定常状態の値
の直流分電圧V_B２４３に対する注入パルス電圧
振幅の最適値Vp２４１を測定した結果のグラフ
である。

第１３図は、この発明になる周波数逓倍器を組
込んだシステムのブロツク図である。ここにおい
て、増幅器４１には、入力マイクロ波信号７３と
して、周波数が2GHzないし6GHzのマイクロ波
信号が与えられる。入力信号７３は、パルス変調
および周波数逓倍のための搬送波である。増幅器
４１の出力は、レベル調整器４３に結合される。
レベル調整器４３の入力は増幅器４１とレベル制
御回路５１の出力からとる。レベル制御回路５１
は、信号の振幅を自動的に制御して、それをシス
テムのオペレータによつて設定されたレベルに維
持する。これを実行するために、レベル制御回路
５１は、マイクロ波出力７５から結合器６９を通
してフイードバツク信号を受入れ、それを検波器
７１を通して整流する。検波器７１から到来する
信号は、マイクロ波出力７５の振幅を与える。マ
イクロ波出力７５の振幅が設定レベルから変動す
るときには、レベル制御回路５１は、マイクロ波
出力７５の振幅が再び設定されたレベルになるま
で、レベル調整器４３に送る信号を変化させる。

レベル調整器４３の出力は、第２の増幅器４７
を通してパルス変調器４９に結合される。第２の
増幅器４７は、レベル調整器４３をパルス変調器
４９から切離すためのバツフアである。パルス変
調器４９は第２の増幅器４７の出力から送出され
た搬送波信号を変調する。この変調はパルス変調
回路４５によつて制御される。

パルス変調器４９の出力は、それがYTM６７
に結合される前にいつたん電力増幅器５３に与え
られる。それはYTM６７を通る際の変換損失を
補償するためである。変調された信号がYTM６
７を通過するとき、YTM６７はその周波数を逓
倍する。かくして、YTM６７は出力７５に１つ
のマイクロ波信号を与える。

YTM６７にはパルス注入回路６５が結合され
ている。パルス注入回路６５は、YTMの入力容
量を定常状態の値に充電するパルスを送る。パル
ス注入のタイミングはパルス変調回路４５によつ
て制御される。つまりパルス変調回路４５は、パ
ルスが注入されるべきときにパルス注入回路６５
に信号を与える。注入されるパルスの電圧振幅
は、例えばデイジタル−アナログ変換器（以下、
DACと称する）６１中のレジスタの如きメモリ
に蓄積されている電圧値によつて規定される。

例示されている実施例においては、YTMバイ
アス電圧、すなわちこれまで説明した節点電圧Ｖ
（ｔ）５９の定常状態の値は、例えばマイクロプ
ロセツサ５７によつてモニタされる。電圧Ｖ（ｔ）
５９は、電圧比較器回路５５によつて、注入され
たパルスの電圧振幅と比較される。そして、この
比較結果はマイクロプロセツサ５７に送られる。
入力信号７３の周波数が変化するとき、マイクロ
プロセツサ５７は、回路を搬送波モードに切換え
る。これによつて、準備用マイクロ波信号がシス
テムを通過する設定がなされる。従つてこの時入
力マイクロ波信号７３は変調パルスがオンの場と
同様にYTM６７に与えられるので、電圧Ｖ（ｔ）
は充分な時間の経過後定常状態の値に達する。そ
こでマイクロプロセツサ５７は、DAC６１中に
保持された電圧の値が節点電圧Ｖ（ｔ）５９の定
常状態の値に等しくなるまで、DAC６１の電圧
値を変動させる。換言すれば、搬送波モードにお
いては節点電圧Ｖ（ｔ）５９は基準電圧として働
く。これら２つの電圧が等しくなつたとき、比較
器５５はマイクロプロセツサへ信号を送る。それ
によつて、その時点でDAC６１中に保持されて
いる電圧値（即ち基準となる節点電圧Ｖ（ｔ）５
９の値）は注入パルスの最適パルス特性を決定す
るために以後用いられる。最適パルス特性の決定
が終了すると、マイクロプロセツサ５７は回路を
パルス変調モードに戻す。本モードにおいては、
最適パルス特性に従つて各々のマイクロ波パルス
に先行してYTM６７の入力容量を適切な定常状
態の値にまで充電し、それによりYTM６７の出
力立上がり時間を最小にする。

以上説明した様に、本発明にかかる周波数逓倍
器を用いることにより逓倍前変調法の長所はその
まま生かし、かつ出力パルスの立上がり特性を改
善することができる。

【図面の簡単な説明】

第１乃至第３図は従来技術によつてパルス変調
マイクロ波出力を得るためのシステムのブロツク
図であり、それぞれ逓倍後変調法、逓倍後変調増
幅法、逓倍前変調法を示す。第４図はクランプ回
路の回路図、第５Ａ図乃至第５Ｄ図は第４図に示
すクランプ回路各部の電圧・電流を示すグラフ、
第６図は従来技術によるYIG同調型周波数逓倍器
に用いられる高調波発生回路の回路図、第７Ａ図
乃至第７Ｄ図は第６図に示す高調波発生回路各部
の電圧・電流を示すグラフ、第８図は本発明を適
用して長い立上がり時間の問題を克服した高調波
発生回路の回路図、第９Ａ図乃至第９Ｄ図は第８
図に示す高調波発生回路各部の電圧を示すグラ
フ、第１０図は本発明の実施例であるYIG同調型
周波数逓倍器の回路図、第１１図は第１０図の回
路において注入パルス振幅が過小、過大、適正の
場合の出力マイクロ波パルスのエンベロープを示
すグラフ、第１２図は注入パルス電圧振幅の最適
値の測定結果を示すグラフ、第１３図は本発明に
かかる周波数逓倍器を組込んだシステムのブロツ
ク図である。１２１：直流阻止容量、１５５：ステツプ・リ
カバリ・ダイオード、１９５：パルス発生器、
Vin（ｔ）：入力マイクロ波パルス電圧、Vp
（ｔ）：パルス発生器のパルス電圧、Ｖ（ｔ）：節点
電圧、Vc（ｔ）：直流阻止容量１２１の電圧。

Claims

【特許請求の範囲】１パルス変調された高周波信号を容量手段を介
して入力し周波数逓倍する周波数逓倍器におい
て、前記容量手段にパルスを注入して前記容量手段
をほぼ定常状態の電圧に予充電するパルス注入手
段を設けたことを特徴とする周波数逓倍器。