JPH1198036A - デジタルオーディオ放送受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 選択度特性を実質的に向上させ、かつ分周値
増大による局部発振器の発振周波数の精度を実質的に向
上させたＤＡＢ放送受信機を提供する。 【解決手段】 キャリア外の高域側および低域側のＦＦ
Ｔポイントの電力レベルデータを算出して該電力レベル
データに基づいて高域側隣接妨害波および低域側隣接妨
害波の存否とその隣接の程度を検出し、検出された隣接
妨害波の隣接の程度に基づいて分周器７２の分周比によ
って第１中間周波信号の中心周波数を６４ｋＨｚの間隔
でシフトさせ、周波数シフトされた第１中間周波信号の
中心周波数を受信チャンネルステップ周波数間隔である
１６ｋＨｚ間隔で分周器９２の分周比によってシフトさ
せて周波数シフト前の第１中間周波信号の中心周波数に
基づく第２中間周波信号の中心周波数に戻し、第２中間
周波信号をＤＡＢ復調ユニット２１へ送出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は隣接チャンネル妨害
を排除して希望信号のみを抽出して復調部へ送出する妨
害排除機能を備えたデジタルオーディオ放送受信機に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来例の移動体受信機の例としてデジタ
ル変調方式にＯＦＤＭ方式を用いたデジタルオーディオ
（ＤＡＢとも記す）放送受信機のチューナ部の主要部は
図７に示すように構成されている。すなわち、従来のＤ
ＡＢ放送受信機はアンテナに誘起した電力を取り込み、
現在ＤＡＢでヨーロッパで使用されてる１．５ＧＨｚ帯
のＬ側バンド（１４５２〜１４９２ＭＨｚ）とＤＡＢの
パーキングスロットとしてＶＨＦ帯を使う地上波テレビ
ジョン放送の周波数バンドIII（１７５〜２５０ＭＨ
ｚ）とを基準周波数発振器１からの発振周波数を用いて
同一周波数の信号に周波数変換され、変換された信号の
一方を選択してＲＦ信号としてトラッキング複同調フィ
ルタ２へ送出される。

【０００３】トラッキング複同調フィルタ２から出力さ
れたＲＦ信号は、利得可変増幅器３およびトラッキング
複同調フィルタ４を介してミキサ５に供給され、基準周
波数発振器１の発振周波数を受けて分周し局部発振器と
して作用する周波数シンセサイザ７の出力信号とトラッ
キング複同調フィルタ４の出力信号とがミキサ５におい
て混合され、第１中間周波数の信号（第１中間周波信
号）にダウン周波数変換される。

【０００４】第１中間周波信号はＡＧＣ回路６に供給さ
れて包絡線検波され、包絡線検波出力に基づいて利得可
変増幅器３の利得が制御されてＡＧＣが行われる。一
方、周波数シンセサイザ７の位相比較出力に基づくトラ
ッキング信号はトラッキング複同調フィルタ２および４
にチューニング制御信号として供給され、各々の中心周
波数が希望受信周波数にチューニングされる。

【０００５】一方、第１中間周波信号は増幅器１１によ
って増幅されたうえ、バンドパスフィルタ１２によって
帯域制限され、増幅器１３によって増幅される。増幅器
１３によって増幅された第１中間周波信号はアッテネー
タ１４を介してミキサ１５に供給され、発振周波数が固
定の水晶発振器１６からの発振出力信号とミキサ１５に
おいて混合され、第２中間周波数の信号（第２中間周波
信号）にダウン周波数変換される。

【０００６】第２中間周波信号はＡＧＣ回路１７に供給
されて包絡線検波され、包絡線検波出力に基づいてアッ
テネータ１４の減衰率が制御されてＡＧＣが行われる。
一方、第２中間周波信号は増幅器１８において増幅のう
え、バンドパスフィルタ１９によって帯域制限されて、
増幅器２０によって増幅され、増幅器２０の出力はＤＡ
Ｂ復調ユニット２１に送出されて復調される。

【０００７】また、第２中間周波信号は包絡線検波器２
６に供給されて包絡線検波され、ローパスフィルタ２７
に供給されて高域が遮断され、バッファ増幅器２８を介
して出力される。バッファ増幅器２８を介して出力され
た包絡線検波器２６からの出力は、送信フレームの先頭
に付加されていＮＵＬＬシンボルの位置を検出するため
の信号であるＲＳＳＩ信号として送出される。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＤＡＢ
放送のように、希望波と非希望隣接波との周波数軸上の
隙間が、放送波の自己占有帯域幅に比して狭い場合、従
来のＤＡＢ放送受信機において中間周波段に設けられる
バンドパスフィルタの帯域外排除能力では、選択度特性
が不足する場合が発生し易く、このため隣接妨害を受け
易いという問題点があった。

【０００９】さらに、従来のＤＡＢ放送受信機におい
て、シンセサイズド・チューニングを行うにあたって、
受信周波数であるＬ側バンドの１．５ＧＨｚ帯に対し
て、受信チャンネルステップ周波数が１６ｋＨｚという
性格上、周波数シンセサイザにおけるＰＬＬの位相比較
を行うための、基準発振器側の分周値および電圧制御発
振器側の分周値が大きくなることに加え、復調に高速フ
ーリエ変換（ＦＦＴ）処理を用いることより、局部発振
器の発振周波数に高精度が要求されるが、要求される高
精度の発振周波数を得ることが難しいという問題点があ
った。

【００１０】本発明は、選択度特性を実質的に向上さ
せ、かつ分周値増大による局部発振器の発振周波数の精
度を実質的に向上させたＤＡＢ放送受信機を提供するこ
とを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明にかかるデジタル
オーディオ放送受信機は、キャリアの数を超えるＦＦＴ
ポイント数でのＦＦＴ処理によって復調処理が行われる
デジタルオーディオ放送受信機において、高域側隣接妨
害波および低域側隣接妨害波の存否と隣接妨害波の隣接
の程度を検出する検出手段と、該検出手段によって検出
された隣接妨害波の隣接の程度に基づいて第１中間周波
信号の中心周波数を受信チャンネルステップ周波数の整
数倍の間隔でシフトさせる第１中間周波数シフト手段
と、周波数シフトされた第１中間周波信号の中心周波数
を受信チャンネルステップ周波数間隔でシフトさせて周
波数シフト前の第１中間周波信号の中心周波数に基づく
第２中間周波信号の中心周波数に戻す第２中間周波数シ
フト手段とを備え、第２中間周波信号を復調手段へ送出
するようにしたことを特徴とする。

【００１２】本発明にかかるデジタルオーディオ放送受
信機では、高域側隣接妨害波および低域側隣接妨害波の
存否と隣接妨害波の隣接の程度とが検出手段によって検
出され、検出手段によって検出された隣接妨害波の隣接
の程度に基づいて第１中間周波信号の中心周波数が受信
チャンネルステップ周波数の整数倍の間隔で第１中間周
波数シフト手段によってシフトされる。したがって、第
１中間周波に変換するための周波数変換手段と第２中間
周波数に変換するための周波数変換手段との間に設けら
れたバンドパスフィルタの通過帯域幅が実質的に周波数
シフトとされた状態となって隣接妨害波が除去される。
また、周波数シフトされた第１中間周波信号の中心周波
数が受信チャンネルステップ周波数間隔で周波数シフト
前の第１中間周波信号の中心周波数に基づく第２中間周
波信号の中心周波数に第２中間周波数シフト手段によっ
て戻され、第２中間周波信号を復調手段へ送出される。
したがってＲＦ信号のキャリアの関係と復調手段に入力
されるキャリアの関係は保たれて、ＦＦＴ復調処理に支
障を来すようなことはない。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明にかかるＤＡＢ放送
受信機を実施の形態によって説明する。

【００１４】図１は本発明の実施の一形態にかかるＤＡ
Ｂ放送受信機の構成を示すブロック図である。図１にお
いて、図７に示した従来のＤＡＢ放送受信機と同一の構
成要素には同一の符号を付して示してある。

【００１５】トラッキング複同調フィルタ２から出力さ
れたＲＦ信号は、利得可変増幅器３およびトラッキング
複同調フィルタ４を介してミキサ５に供給され、基準周
波数発振器１の発振周波数を受けて分周し局部発振器と
して作用する周波数シンセサイザ７の出力信号とトラッ
キング複同調フィルタ４の出力信号とがミキサ５におい
て混合され、第１中間周波信号にダウン周波数変換され
る。

【００１６】第１中間周波信号はＡＧＣ回路６に供給さ
れて包絡線検波され、包絡線検波出力に基づいて利得可
変増幅器３の利得が制御されてＡＧＣが行われる。一
方、周波数シンセサイザ７の位相比較出力に基づくトラ
ッキング信号はトラッキング複同調フィルタ２および４
にチューニング制御信号として供給され、各々の中心周
波数が希望受信周波数にチューニングされる。

【００１７】ここで、周波数シンセサイザ７はアッパー
ヘテロダインの周波数に設定されていて、基準周波数発
振器１の発振周波数を分周するプリスケーラとしての分
周器８と、電圧制御発振器７１、電圧制御発振器７１の
発振出力周波数を分周するプログラマブルディバイダと
しての分周器７２、分周器８の出力と分周器７２の出力
とを位相比較する位相比較器７４、位相比較器７４の位
相比較出力を入力し出力によって電圧制御発振器７１の
発振周波数を制御するローパスフィルタ７３からなるＰ
ＬＬ回路７´にて構成され、後記するシステムコントロ
ーラ３１から出力される分周値信号により分周器７２の
分周比が制御され、ＰＬＬ回路７´がロックしたときの
ロック検出信号がアンドゲート３０を介してシステムコ
ントローラ３１へ送出される。

【００１８】一方、第１中間周波信号は増幅器１１によ
って増幅されたうえ、バンドパスフィルタ１２によって
帯域制限され、増幅器１３によって増幅される。増幅器
１３によって増幅された第１中間周波信号はアッテネー
タ１４を介してミキサ１５に供給され、周波数シンセサ
イザ９からの発振出力信号とミキサ１５において混合さ
れ、第２中間周波信号にダウン周波数変換される。第２
中間周波信号はＡＧＣ回路１７に供給されて包絡線検波
され、包絡線検波出力に基づいてアッテネータ１４の減
衰率が制御されてＡＧＣが行われる。

【００１９】周波数シンセサイザ９はダウンヘテロダイ
ンの周波数に設定されていて、基準周波数発振器１の発
振周波数を分周するプリスケーラとしての分周器１０
と、電圧制御発振器９１、電圧制御発振器９１の発振出
力周波数を分周するプログラマブルディバイダとしての
分周器９２、分周器１０の出力と分周器９２の出力とを
位相比較する位相比較器９４、位相比較器９４の位相比
較出力を入力し出力によって電圧制御発振器９１の発振
周波数を制御するローパスフィルタ９３からなるＰＬＬ
回路９´にて構成され、後記するシステムコントローラ
３１から出力される分周値信号により分周器９２の分周
比が制御され、ＰＬＬ回路９´がロックしたときのロッ
ク検出信号がアンドゲート３０を介してシステムコント
ローラ３１へ送出される。

【００２０】一方、第２中間周波信号は包絡線検波器２
６に供給されて包絡線検波され、ローパスフィルタ２７
に供給されて高域が遮断され、バッファ増幅器２８を介
して出力される。バッファ増幅器２８を介して出力され
た包絡線検波器２６からの出力は、送信フレームの先頭
に付加されているＮＵＬＬシンボルの位置を検出するた
めの信号であるＲＳＳＩ信号として、ＤＡＢ復調ユニッ
ト２１へ送出される。

【００２１】また、第２中間周波信号は増幅器１８にお
いて増幅のうえ、バンドパスフィルタ１９によって帯域
制限されて増幅器２０によって増幅され、増幅器２０の
出力はＤＡＢ復調ユニット２１に送出される。ＤＡＢ復
調ユニット２１は、Ａ／Ｄ変換器２２、Ａ／Ｄ変換出力
を受けて直交検波する直交検波器２３、直交検波出力を
受けてＦＦＴ変換し遅延検波するＦＦＴ演算、遅延検波
回路２４、各シンボルのレベルを演算するデジタルシグ
ナルプロセッサ２５を備えている。

【００２２】すなわち、ＤＡＢ復調ユニット２１におい
ては、増幅器２０の増幅出力がＡ／Ｄ変換器２２にてデ
ジタルデータに変換され、Ａ／Ｄ変換器２２の出力デー
タは直交検波器２３に供給されて直交データＩ、Ｑに検
波され、直交検波出力はＦＦＴ演算、遅延検波回路２４
に供給されて時間領域を周波数領域へ変換するＦＦＴ演
算がされ、ついで遅延検波されてＯＦＤＭ信号の復調、
すなわちＤＡＢ復調が行われる。ＦＦＴ演算、遅延検波
回路２４によって遅延検波されたＯＦＤＭ復調出力はデ
ジタルシグナルプロセッサ２５に供給されてマルチキャ
リアを構成する各シンボルのレベル計算がなされると共
に、周波数オフセットの推定などがなされる。周波数オ
フセットはＲＦ側の周波数変換のための局部発振器のＡ
ＦＣデータとして使用される。

【００２３】ＤＡＢ復調ユニット２１におけるＦＦＴ演
算、遅延検波回路２４におけるＦＦＴポイント数は２の
Ｎ乗である（Ｎは自然数）。しかるに、ＦＦＴ演算、遅
延検波回路２４ではＤＡＢ放送の規格上、最大１３５６
（伝送モードＩ）のマルチキャリアの数以上で、かつ２
のＮ乗となるポイント数でＦＦＴ演算を行っている。そ
こで、ＤＡＢ放送受信機においては最大１３５６のマル
チキャリア、すなわち１．５３６ＭＨｚの占有帯域幅と
なっており、２０４８個以上のＦＦＴポイントが必要な
ことから、図２に示すように、少なくとも希望受信周波
数の上下それぞれに２５６ｋＨｚ（＝１／２（２０４８
−１３５６））、換言すれば２５６ＦＦＴポイントが存
在することになる。

【００２４】図２において横軸は周波数を、縦軸は電力
レベルを示し、符号ａは通常状態時におけるバンドパス
フィルタ１２による帯域制限特性を示し、符号ｂは上側
隣接波または妨害波発生時におけるバンドパスフィルタ
１２による帯域制限特性を示し、符号ｃが第１中間周波
信号の周波数オフセット量を示している。符号ｄは受信
希望波に対し模式的に示した第１中間周波信号であり、
符号ｅは模式的に示した上側隣接波または妨害波信号で
あり、符号ｆは模式的に示した下側隣接波または妨害波
信号であって、受信希望波ｄとはそれぞれ１７６ｋＨｚ
の隙間を有している。

【００２５】ＤＡＢ復調ユニット２１における上下帯域
のＦＦＴ演算結果から、シグナルプロセッサ２５では、
希望波に隣接する他のＤＢＡ放送信号やＴＶ信号などの
不要電力レベルが検出され、その検出レベルの度合いに
応じて、システムコントローラ３１から周波数シンセサ
イザ７の分周器７２への分周値信号および周波数シンセ
サイザ９の分周器９２への分周値信号が送出されて、そ
れぞれの分周比を変更することによって、第１中間周波
信号の周波数シフト動作が行われ、同様に第２中間周波
信号の周波数シフト動作が行われる。

【００２６】さらに具体的に図３によって説明する。図
３は図１の中から中間周波段を抽出して示したものであ
る。ＲＦ信号の周波数を１７５．０４〜２４９．９８４
ＭＨｚ、基準周波数発振器１の発振周波数を８．９６Ｍ
Ｈｚ、分周器８の分周比を１４０（分周器８の出力の周
波数を６４ｋＨｚとする）、分周器１０の分周比を５６
０（分周器１０の出力の周波数を１６ｋＨｚとする）、
電圧制御発振器７１の発振周波数を２１３．６３２〜２
８９．２１６ＭＨｚ、電圧制御発振器９１の発振周波数
を３５．４８８〜３６．１９２ＭＨｚとする。

【００２７】本発明の実施の一形態にかかるＤＡＢ放送
受信機では、ＲＦ信号を第１中間周波信号にダウンコン
バートする周波数シンセサイザ７の位相比較周波数が、
中間周波シフトのステップ値となるように設定し、その
周波数ステップ値の整数倍の周波数シフトをさせる動作
が可能としてある。この本形態ではその周波数ステップ
は６４ｋＨｚであり、前後に５つ値（５、４…、１、−
１、−２…、−４、−５）×６４ｋＨｚの周波数シフト
ができるようにしてある。そして、ＤＡＢ放送の送信周
波数グリッドの規格である受信チャンネルステップ周波
数１６ｋＨｚに対して６４ｋＨｚとしたため、周波数シ
ンセサイザ９の分周器１０の分周比に対して分周器８の
分周比を１／４に設定してある。

【００２８】また第１中間周波信号の中心周波数を第２
中間周波信号の中心周波数にダウンコンバートする周波
数シンセサイザ９では、第１中間周波数信号の周波数を
シフトさせた分、もとの第２中間周波信号の周波数に戻
すことが可能な設定となっている。

【００２９】中間周波数の周波数シフトを行う際におけ
る２つの周波数シンセサイザ７、９における希望受信周
波数に対応する分周器７２の分周比Ｎ１の値と、希望受
信周波数に対応する分周器９２の分周比Ｎ２の値と、第
１中間周波信号の周波数シフト量と、第２中間周波信号
の周波数シフト量との関係は図４に示すごとくであっ
て、上段ｄＮ１は分周器７２の分周比Ｎ１による周波数
に加えられる周波数シフト量に対応し、６４ｋＨｚ×ｄ
Ｎ１が第１中間周波信号に加えられる周波数シフト量と
なる。下段ｄＮ２は分周器９２の分周比Ｎ２による周波
数に加えられる周波数シフト量に対応し、１６ｋＨｚ×
ｄＮ２が第２中間周波信号に加えられる周波数シフト量
となる。ここで、分周比Ｎ１のシフト値（ｄＮ１）の範
囲は±５であり、分周比Ｎ２のシフト値（ｄＮ２）の範
囲は±２２である。

【００３０】例えば第１中間周波信号の周波数を＋１９
２ｋＨｚ周波数シフトさせる場合は分周器７２の分周比
をＮ１＋３（３＝ｄＮ１）とし、分周器９２の分周比を
Ｎ２＋３×４（３×４＝ｄＮ２）とすれば、第２中間周
波信号の周波数は本来の中心周波数となる。ここで、分
周比がＮ１＋３（３＝ｄＮ１）、Ｎ２＋３×４（３×４
＝ｄＮ２）と共にｄＮ１、ｄＮ２の符号が共に同一にな
っているのは、周波数シンセサイザ７はアッパーヘテロ
ダインに、周波数シンセサイザ９はダウンヘテロダイン
に設定されているためである。この例である１９２ｋＨ
ｚの周波数シフトとは、実際には、図３で示したように
希望信号の占有帯域の上側に、隣接波が存在した場合の
１例である。

【００３１】またここで、分周比Ｎ１による第１中間周
波信号の周波数に変化がなくても、周波数シンセサイザ
９の分周比ｄＮ２によって基準周波数発振器１の発振周
波数の変動も補償可能にしてある。

【００３２】デジタルシグナルプロセッサ２５によって
演算された２０４８個のＦＦＴポイントのそれぞれに対
する電力レベルデータがシステムコントローラ３１に送
出される。

【００３３】次に、システムコントローラ３１について
説明する。システムコントローラ３１はコンピュータか
ら構成されている。システムコントローラ３１には、下
側周波数帯域に妨害部を含むトータル電力レベルデータ
の演算値が記憶されるレジスタ３２、上側周波数帯域に
妨害部を含むトータル電力レベルデータの演算値が記憶
されるレジスタ３３、妨害がないときのトータル電力レ
ベルの演算値が記憶される記憶器３４、レジスタ３２お
よび３３に記憶のトータル電力レベルデータの演算値と
記憶器３４に記憶のトータル電力レベルデータの演算値
とを比較する比較器３５、比較器３５の比較出力に基づ
いく分周値信号ｄＮ１およびｄＮ２が予め設定されてい
て比較器３５の出力に基づいて分周値信号ｄＮ１および
ｄＮ２が読み出される分周比記憶レジスタ３６〜３８、
読み出された分周値信号ｄＮ１およびｄＮ２をそれぞれ
各別に分周器７２、９２へ送出させるオアゲート３９お
よび４０が機能的に設けられている。

【００３４】ここで、レジスタ３２、３３、記憶器３４
および比較器３５は高域側隣接妨害波および低域側隣接
妨害波の存否と隣接妨害波の隣接の程度を検出する検出
手段に対応し、比較器３５、分周比記憶レジスタ３６〜
３８、オアゲート３９および分周器７２は、検出手段に
よって検出された隣接妨害波の隣接の程度に基づいて第
１中間周波信号の中心周波数を受信チャンネルステップ
周波数の整数倍の間隔でシフトさせる第１中間周波数シ
フト手段に対応し、比較器３５、分周比記憶レジスタ３
６〜３８、オアゲート４０および分周器９２は周波数シ
フトされた第１中間周波信号の中心周波数を受信チャン
ネルステップ周波数間隔でシフトさせて周波数シフト前
の第１中間周波信号の中心周波数に基づく第２中間周波
信号の中心周波数に戻す第２中間周波数シフト手段に対
応している。

【００３５】ここで、分周比記憶レジスタ３６にはｄＮ
１＝０、ｄＮ２＝−２、−１、０、１、２が置数されて
おり、分周比記憶レジスタ３７にはｄＮ１＝α（αは
０、１、…、５の正の整数）、ｄＮ２＝４α＋（−２、
−１、０、１、２）が置数されており、分周比記憶レジ
スタ３８にはｄＮ１＝−α、ｄＮ２＝−４α＋（−２、
−１、０、１、２）が置数されている。

【００３６】デジタルシグナルプロセッサ２５によって
演算された２０４８個のＦＦＴポイントのそれぞれに対
する電力レベルデータを受けたシステムコントローラ３
１では、ＤＡＢ信号の帯域内の低域側７６８キャリアの
電力レベルデータとＤＡＢ信号の帯域外でかつ低域側の
７６９ｋＨｚ〜１０２４ｋＨｚにおける２５６の各ポイ
ントの電力レベルデータとに基づくトータル電力の演算
値（（Ｐａ）が求められて一旦レジスタ３２に記憶さ
れ、ＤＡＢ信号の帯域内の高域側７６８キャリアの電力
レベルとＤＡＢ信号の帯域外でかつ高域側の７６９ｋＨ
ｚ〜１０２４ｋＨｚにおける２５６の各ポイントの電力
レベルデータとに基づくトータル電力の演算値（Ｐｂ）
が求められて一旦レジスタ３３に記憶される。

【００３７】一方、ＤＡＢ信号の帯域外に妨害信号のな
いときの、ＤＡＢ信号の帯域内の低域側７６８キャリア
の電力レベルに基づくトータル電力の演算値、または高
域側７６８キャリアの電力レベルに基づくトータル電力
演算値の何れか一方の値（Ｐｎｏ）が記憶器３４に予め
記憶されている。記憶器３４の記憶値（Ｐｎｏ）と、レ
ジスタ３２の記憶値（Ｐａ）およびレジスタ３３の記憶
値（Ｐｂ）との大小が比較器３５において比較される。

【００３８】図６のフローチャートに示すように、比較
器３５においてＰｎｏ＝Ｐａ、Ｐｂか否かがチェックさ
れる（ステップＳ１）。ステップＳ１においてＰｎｏ＝
Ｐａ、Ｐｂと判別されたとき（記憶器３４の記憶値（Ｐ
ｎｏ）と、レジスタ３２の記憶値（Ｐａ）およびレジス
タ３３の記憶値（Ｐｂ）とが等しいと判別されたとき）
は、妨害波および隣接受信波が高域側にも低域側にもな
い場合であって、ステップＳ１に続いて分周比記憶レジ
スタ３６の記憶内容が読み出されて（ステップＳ３）、
ｄＮ１＝０がオアゲート３９を介して分周器７２へ送出
され、ｄＮ２＝（−２、−１、０、１、２）がオアゲー
ト４０を介して分周器９２へ送出される（ステップＳ
３）。

【００３９】したがって、この場合はｄＮ１＝０のため
に分周器７２の分周比Ｎ１は受信周波数に対応した値で
あり、第１中間周波信号の周波数シフトは行われず、第
２中間周波信号の周波数シフトはｄＮ２にしたがって行
われることになる。ステップＳ３に続いて予め定めた一
定時間の経過を待って、ステップＳ１から実行される
（ステップＳ４）。

【００４０】ステップＳ１においてＰｎｏ＝Ｐａ、Ｐｂ
でないと判別されたときは、Ｐｎｏ＜Ｐａか否かがチェ
ックされる（ステップＳ５）。ステップＳ５において、
Ｐｎｏ＜Ｐａであると判別されたとき（記憶器３４の記
憶値（Ｐｎｏ）よりレジスタ３２の記憶値（Ｐａ）が大
きいと判別されたとき）は、妨害波および隣接受信波が
低域側に存在する場合であって、ステップＳ５に続いて
分周比記憶レジスタ３７の記憶内容が読み出されて（ス
テップＳ６）、ｄＮ１＝＋αがオアゲート３９を介して
分周器７２へ送出され、ｄＮ２＝４α＋（−２、−１、
０、１、２）がオアゲート４０を介して分周器９２へ送
出される（ステップＳ３）。

【００４１】したがって、この場合はｄＮ１＝＋αのた
めに分周器７２の分周比Ｎ１は受信周波数に対応した値
から＋αずらされて、第１中間周波数は＋α×６４ｋＨ
ｚ高域側にシフトされ、第２中間周波信号の周波数シフ
トはｄＮ２＝４α＋（−２、−１、０、１、２）にした
がって行われることになる。ステップＳ３に続いて予め
定めた一定時間の経過を待って、ステップＳ１から実行
される（ステップＳ４）。

【００４２】ステップＳ５において、Ｐｎｏ＜Ｐａでな
いと判別されたときは、ステップＳ５に続いてＰｎｏ＜
Ｐｂか否かがチェックされる（ステップＳ７）。ステッ
プＳ７においてＰｎｏ＜Ｐｂであると判別されたとき
（記憶器３４の記憶値（Ｐｎｏ）よりレジスタ３３の記
憶値（Ｐｂ）が大きいと判別されたとき）は、妨害波お
よび隣接受信波が高域側に存在する場合であって、ステ
ップＳ７に続いて分周比記憶レジスタ３８の記憶内容が
読み出されて（ステップＳ６）、ｄＮ１＝−αがオアゲ
ート３９を介して分周器７２へ送出され、ｄＮ２＝−４
α＋（−２、−１、０、１、２）がオアゲート４０を介
して分周器９２へ送出される（ステップＳ４）。

【００４３】したがって、この場合はｄＮ１＝−αのた
めに分周器７２の分周比Ｎ１は受信周波数に対応した値
から−αずらされて、第１中間周波数は＋α×６４ｋＨ
ｚ低域側にシフトされ、第２中間周波信号の周波数シフ
トはｄＮ２＝−４α＋（−２、−１、０、１、２）にし
たがって行われることになる。ステップＳ３に続いて予
め定めた一定時間の経過を待って、ステップＳ１から実
行される（ステップＳ４）。

【００４４】ステップＳ７においてＰｎｏ＜Ｐｂでない
と判別されたときは、ステップＳ７に続いてステップＳ
１から再び実行される。

【００４５】なお、ＤＡＢ放送において受信周波数は１
６ｋＨｚの倍数の周波数位置にあり、第２中間周波信号
の周波数を受信周波数にかかわらず常に固定の周波数
（１６ｋＨｚの倍数の値）である必要がある。これは、
ＦＦＴによって復調するためであって、第２中間周波信
号の周波数を受信周波数にかかわらず常に１６ｋＨｚの
倍数の固定の周波数でなければ、復調できないためであ
る。そこでｄＮ１によって第１中間周波数を６４ｋＨｚ
の１、…、または５の倍数増加、または減少方向にずら
せた結果、第２中間周波信号の周波数を上記した固定の
周波数に合わせるべく、ステップＳ２、ステップＳ６、
ステップＳ８において−２、−１、０、１、または２の
値を採るのである。ここで、ｄＮ１によって６４ｋＨｚ
×αの周波数シフトがなされるため、これをカバーして
固定の第２中間周波数にするためにはｄＮ２は、−２、
−１、０、１、または２の値であればよい。換言すれ
ば、受信周波数によってぼｄＮ２が採るべき値は、−
２、−１、０、１、２の一つに定まることになる。

【００４６】また、上記の説明において簡単のために、
ステップＳ６、ステップＳ７においてｄＮ１を単にαと
して説明したが、実際には、Ｐｎｏ≠Ｐａ、Ｐｂのとき
に、ステップＳ１、ステップＳ５、ステップＳ６、ステ
ップＳ３、ステップＳ４、ステップＳ１、ステップＳ
５、…、と連続して繰り返される毎にαが値１から最大
値５までインクリメントされる。また、同様に、ステッ
プＳ１、ステップＳ５、ステップＳ７、ステップＳ８、
ステップＳステップＳ３、ステップＳ４、ステップＳ
１、ステップＳ５、ステップＳ７、…、と連続して繰り
返される毎にαが値１から最大値５までインクリメント
される。

【００４７】したがって、図５に模式的に示したよう
に、Ｐｎｏ≠Ｐａ、Ｐｂのときに、Ｐｎｏ−Ｐａ、Ｐｂ
の値、すなわちトータル電力差の増大にしたがって、｜
ｄＮ１｜が１、…、５と増加していくことになる。

【００４８】以上説明したようにバンドパスフィルタ１
２の通過帯域幅は固定されているが、第１中間周波信号
の周波数をｄＮ１に値によって周波数シフトさせること
によって、バンドパスフィルタ１２は通過帯域の中心周
波数を実質的に変更したバンドパスフィルタ１２として
等価的に作用し、妨害波が実質的に除去される。さら
に、第１中間周波信号周波数の周波数シフトにかかわら
ず、第２中間周波信号の周波数をｄＮ２によって周波数
シフトさせて、受信希望周波数にかかわらず第２中間周
波数は固定の周波数となって、ＦＦＴによる復調に支障
を来すようなこともない。

【００４９】また、上記の中間周波信号の周波数シフト
によってバンドパスフィルタ１２の通過帯域幅の中心周
波数をシフトさせるようにしたため、隣接波がフィルタ
リングされて減衰されるのみならず、受信希望波の信号
もフィルタリングされるが、ＤＡＢの変調方式が強い冗
長度と周波数インターリーブを行っているため、本実施
例のように約３００ｋＨｚの帯域幅におよぶ受信希望波
のマルチキャリア群の電力損失による最小感度の劣化は
僅かであり、隣接波による妨害（ビットエラーレートの
悪化）特性の改善としては、具体的にはＤＡＢ復調ユニ
ット２１の初段のＡ／Ｄ変換器２２に入力される受信希
望波の電力に対する非希望波や不要な信号の電力の比が
大幅に改善される。

【００５０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明にかかるデ
ジタルオーディオ放送受信機によれば、隣接する妨害波
や不要な電力を検出し、その検出値に対して通過帯域特
性が制御されて妨害特性が改善される効果が得られる。

【００５１】さらに、本発明にかかるデジタルオーディ
オ放送受信機によれば、周波数シンセサイザのプログラ
マブルディバイダの分周比を可変して第１中間周波信号
の周波数を周波数シフトさせることによって実質的に中
間周波フィルタの通過帯域幅の中心周波数をシフトさせ
るために、受信機の回路規模が大きくならないという効
果もある。

【００５２】また、本発明にかかるデジタルオーディオ
放送受信機によれば、第１周波数シンセサイザのプログ
ラマブルディバイダの分周比を可変して第１中間周波信
号の周波数を周波数シフトさせるための隣接妨害波の検
出を使用されていないＦＦＴポイントの算出結果から不
要電力を演算して行うようにしたため、妨害波の検出が
容易に行えるという効果も得られる。

【００５３】本発明にかかるデジタルオーディオ放送受
信機によれば、第２周波数シンセサイザプログラマブル
ディバイダの分周比を可変して、第１中間周波信号の周
波数シフトにかかわらず、第２中間周波数の周波数を受
信周波数の変更にかかわらず定められた固定の周波数周
波数に戻されるため、ＦＦＴ復調に支障を来すこともな
いという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態にかかるデジタルオーデ
ィオ放送受信機の構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施の一形態にかかるデジタルオーデ
ィオ放送受信機の作用の説明に供する説明図である。

【図３】本発明の実施の一形態にかかるデジタルオーデ
ィオ放送受信機における中間周波段の構成を示すブロッ
ク図である。

【図４】本発明の実施の一形態にかかるデジタルオーデ
ィオ放送受信機における周波数シフトの説明に供する説
明図である。

【図５】本発明の実施の一形態にかかるデジタルオーデ
ィオ放送受信機における妨害波の電力と分周比ｄＮ１と
の関係を示す説明図である。

【図６】本発明の実施の一形態にかかるデジタルオーデ
ィオ放送受信機の作用の説明に供するフローチャートで
ある。

【図７】従来のデジタルオーディオ放送受信機の構成を
示すブロック図である。

【符号の説明】

１ 基準周波数発振器 ５および１５ ミキサ ７および９ 周波数シンセサイザ ８および１０ プリスケーラとしての分周器 １２ バンドパスフィルタ ２１ ＤＡＢ復調ユニット ２２ Ａ／Ｄ変換器 ２３ 直交検波器 ２４ ＦＦＴ演算、遅延検波回路 ２５ デジタルシグナルプロセッサ ３１ システムコントローラ ３２および３３ レジスタ ３４ 記憶器 ３５ 比較器 ３６、３７および３８ 分周比記憶レジスタ ７１および９１ 電圧制御発振器 ７２および９２ プログラマブルディバイダとしての分
周器 ７３および９３ ローパスフィルタ ７４および９４ 位相比較器

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】キャリアの数を超えるＦＦＴポイント数で
   のＦＦＴ処理によって復調処理が行われるデジタルオー
   ディオ放送受信機において、高域側隣接妨害波および低
   域側隣接妨害波の存否と隣接妨害波の隣接の程度を検出
   する検出手段と、該検出手段によって検出された隣接妨
   害波の隣接の程度に基づいて第１中間周波信号の中心周
   波数を受信チャンネルステップ周波数の整数倍の間隔で
   シフトさせる第１中間周波数シフト手段と、周波数シフ
   トされた第１中間周波信号の中心周波数を受信チャンネ
   ルステップ周波数間隔でシフトさせて周波数シフト前の
   第１中間周波信号の中心周波数に基づく第２中間周波信
   号の中心周波数に戻す第２中間周波数シフト手段とを備
   え、第２中間周波信号を復調手段へ送出するようにした
   ことを特徴とするデジタルオーディオ放送受信機。
2. 【請求項２】請求項１記載のデジタルオーディオ放送受
   信機において、検出手段はキャリア外の高域側および低
   域側のＦＦＴポイントの電力レベルデータを算出して該
   電力レベルデータに基づいて高域側隣接妨害波および低
   域側隣接妨害波の存否とその隣接の程度を検出すること
   特徴とするデジタルオーディオ放送受信機。
3. 【請求項３】請求項１記載のデジタルオーディオ放送受
   信機において、第１中間周波数シフト手段は、受信ＲＦ
   信号を第１中間周波数の中間周波信号に変換する周波数
   シンセサイザの可変分周器の分周比を順次更新させる手
   段であることを特徴とするデジタルオーディオ放送受信
   機。
4. 【請求項４】請求項１記載のデジタルオーディオ放送受
   信機において、第２中間周波数シフト手段は、第１中間
   周波信号を第２中間周波数の中間周波信号に変換する周
   波数シンセサイザの可変分周器の分周比を順次更新させ
   る手段であることを特徴とするデジタルオーディオ放送
   受信機。