JPH1168695A - 同相・直交フレーム交互配列形データ通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】他局間干渉雑音が支配的な場合、あるフレーム
の干渉雑音を他のフレームの干渉雑音により相殺する方
法により、受信側ＳＮ比をプロセス利得Ｇ_ｐに比し著し
く高めることができるフレーム波形相互修正形データ信
号の復調方式を提供する。 【解決手段】シンボルフレーム周期毎に２値または多値
情報により搬送波または拡散系列を変調して送信し、受
信側で受信した各受信フレーム波形を復調検出して前記
情報を復元するデータ伝送方式において、０番目のフレ
ーム波形とｉ番目のフレーム波形に含まれる雑音成分が
互いに相殺されるように両フレームの少なくとも何れか
一方に修正系数を乗じて加算することにより差分フレー
ムを生成し、該差分フレームに含まれる送信情報成分を
相関検波することにより、送信情報を復元する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、伝送過程にて混入
する雑音のうち、特に大きな妨害を与える干渉雑音に対
してその耐性を向上させることが可能なスペクトル拡散
変調を用いた通信方式に関する。以下、スペクトル拡散
変調（ＳＳ）の後にＰＳＫ等の無線周波数帯域への変換
を施す移動体通信方式を例にとり主要な説明を行う。

【０００２】

【従来技術】スペクトル拡散通信は送信データにより拡
散符号系列を変調することにより、比較的狭い帯域のス
ペクトルを呈する前記データを、広い周波数帯域に拡散
して伝送するものであって、単位周波数当たりの伝送電
力が小さく、他の通信への妨害を比較的軽微なレベルに
することができると共に伝送過程において混入する環境
雑音、即ち、一般的な外来雑音と、希望局以外の他の移
動局一干渉局から入来する干渉雑音に対し、強い耐性を
本質的に有するなどの多くの特徴を呈する優れた通信方
式である。しかし、多数の局からの通信が同一帯域を共
用するので、干渉雑音による妨害が支配的となるという
問題点も存在する。

【０００３】図１は無線通信路を介してスペクトル拡散
通信を行う移動通信システムの一般的な構成を示すブロ
ック図であって、送信機ＴＸは系列発生器１にて発生し
た拡散符号系列に２値送信データｂを乗積変調してベー
スバンド送信出力ｓ（ｔ）を得、さらに発振器２にて発
生した周波数ｆ_０の搬送波でベースバンド送信出力ｓ
（ｔ）を変調することによって、データｂを含む搬送波
をスペクトル拡散した後、無線通信路を介して受信機Ｒ
Ｘに送出する。尚、拡散符号系列としては前記データｂ
の周期長と同じビット周期長の疑似雑音（ＰＮ系列）を
用いるのが一般的であり、以下ＰＮ系列の中で最も広く
用いられているＭ系列を例にあげて説明を行う。

【０００４】受信機ＲＸはスペクトル拡散変調された信
号を図示を省略したアンテナを介して増幅器３に導き、
所要レベルに増幅し、この増幅された信号と局部発振器
４のローカル信号ｆ_Ｌ（ｆ_０）とを周波数混合し、この
信号からローパスフィルタ５を介してベースバンド帯域
の受信拡散信号ｒ（ｔ）に復調する。即ち、コヒーレン
ト復調または、ノンコヒーレント復調を行う。

【０００５】このベースバンド帯域拡散信号ｒ（ｔ）と
系列発生器６から発生される前記送信機ＴＸにおいて用
いた符号と同一のＭ系列符号とを乗算器７に入力せし
め、その結果得られた乗積出力を積分器８によりＭ系列
の系列長（１フレーム分）の期間について積分を行い整
合ろ波出力を得る。この出力を検波器９で前記フレーム
の終了時点で検波し、しきい値と比較する硬判定機能に
よって、２値受信データ して前記系列発生器６の制御端子に入力せしめ、受信さ
れた信号と位相が同期するようにＭ系列の発生タイミン
グを制御する。なお、図１の受信機ＲＸにおいて、局部
発振器４と系列発生器６による乗積機能を交換配置する
ことがしばしば行なわれるが、全体の復調機能は同一で
ある。

【０００６】図２は伝送過程にある信号のスペクトルを
模擬的に示した図であって、１１はスペクトル拡散変調
信号のスペクトル、１２は混入した環境雑音のスペクト
ルである。これを受信機にてＭ系列による復調（逆拡
散）を行うと図３に示す如く広い周波数帯域に拡散され
ていた前記スペクトル拡散変調信号１１が狭帯域の信号
１３となり、また環境雑音１２は広い周波数帯域に分散
された信号１４となるから、環境雑音による影響を抑圧
しうる通信方式である。

【０００７】図４は従来の直接拡散形スペクトル拡散通
信方式（ＤＳ−ＳＳ）における拡散符号（インパルス）
系列ｍ_Ｉ（ｔ）と２値情報との対応を示す図で、符号長
Ｌ＝７（チップ）の例である。同図においてｂは送信す
べき２値データ、Ｔはデータの周期（フレーム周期）、
Ｔ_Ｃはチップ周期、ｓ_Ｉ（ｔ）はｂとｍ_Ｉ（ｔ）の乗積
出力である。送信フレームｓ（ｔ）はｓ_Ｉ（ｔ）の各イ
ンパルスを方形波とした送信用ベースバンド波形であ
る。また、ｍ_Ｉ（ｔ）とｍ（ｔ）は、 で与えられる。

【０００８】ここでｃ_ν（ν＝０、１、２・・・、Ｌ−
１：Ｌは拡散系列の系列長）は拡散系列のν番目のチッ
プ振幅、δはデルタ関数、ｑ_１は方形波関数である。図
示のように”１”に対応してｍ_Ｉ（ｔ）の方形波ｍ
（ｔ）を、”０”に対応して、そ た信号を無線周波数帯域に変換して送信する。これから
データ信号の占有周波数帯域はほぼｆ_Ｄ＝１／Ｔであ
り、拡散送信出力ｓ（ｔ）のそれは、ほぼｆｃ＝Ｔ_ｃ
^−１となり、 ｆ_ｃ＝Ｌｆ_Ｄ…（４） で与えられる。

【０００９】なお、ｑ_１（ｔ）を式（３）のような方形
波とする代りに隣接標本点における自己相関関数が０を
とるような波形ｑ_１（ｔ）（修正標本化関数と呼ばれ、
ｑ_１（ｔ）のＤＦＴ変換は余弦ロールオフ特性をも
つ。）を用いて送信してもよい。この場合は受信側で送
信側と同じｑ_１（ｔ）を準備し、この波形により相関復
調すれば、受信信号中の希望波成分は式（１）のインパ
ルス列となる。このインパルス列をｍ_Ｉ（ｔ）で逆拡散
することにより信号を検出できる。したがって、スペク
トル拡散変調信号は極めて広い周波数帯域を占有するの
で有色雑音電力を１／（２Ｌ）に抑圧することができ、
雑音には強い。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、通常、
Ｌ≫１でありＬ倍の帯域を使用するにもかかわらず、同
時通話数Ｎ_ｓはＮ_ｓ≪Ｌ（Ｌの数分の一程度）となり、
同時伝送容量／Ｈ_ｚは時分割多重方式（ＴＤＭＡ）の
（Ｎ_ｓ／Ｌ）倍となる。したがって、時分割多重方式に
比し、伝送路の周波数帯域利用効率は、一般に極めて低
くなるという欠点がある。

【００１１】このように同時通話数Ｎ_ｓをＬに比しあま
り大きく設定し得ない理由は、希望局に割り当てたＭ系
列ｍ_０（ｔ）と他の移動局に割り当てた種類の異なるＭ
系列ｍ_ｋ（ｔ）（ｋ≠０）の相互間に存在する相互相関
系数を十分小さくなし得ないからである。なお、一般に
有色雑音や、伝搬過程で多重反射（マルチパス）により
生ずる遅延波、フェーディングにともなう伝搬雑音など
に対する抑圧効果も不十分であり、主としてこれらの要
因がスペクトル拡散通信方式における周波数利用効率を
低下させている。従来の直接拡散形スペクトル拡散通信
方式におけるプロセス利得Ｇ_ｐは Ｇ_ｐ＝１０ｌｏｇ_１０Ｌ…（５） で与えられている。もし入来雑音が単一周波数で、その
雑音の各周波数成分の位相が完全ランダムならば受信側
復調後の復調雑音電力（図１の積分器８の出力）は入来
雑音電力（図１のＬＰＦ５の出力）に対して、前述のよ
うに１／（２Ｌ）となる。ところが、異なるＭ系列相互
間の相互相関値は、両者の相互位相により 大きくなる。その結果、高い相互相関をもつ干渉波が多
数長時間に亘り入来し、その結果符号誤り率が著しく劣
化する場合がしばしば発生する。

【００１２】このような干渉雑音の妨害を回避する一つ
の手段として、判定期間（ＤＦ；Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆ
ｅｅｄｂｄａｃｋ）−最小２乗誤差平均（ＭＭＳＥ；Ｍ
ｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）
制御方式が従来検討されてきた。この判定期間−最小２
乗誤差平均制御方式においては、受信側で、受信信号に
逆拡散符号系列を乗積するとき、この逆拡散系列の各チ
ップの振幅に重みづけを付加し、この重みづけ逆拡散符
号が受信信号に含まれる干渉雑音の系列に対し直交化
し、希望局の拡散系列に対しては、概ね同相関係を維持
するようにして、整合ろ波復調（相関復調）を行うもの
である。

【００１３】重みづけ量の制御は、ｎ番目の相関復調出
力をｗ_ｎ’、硬判定後の検出出力をｂ_ｎ（例えば±１Ｖ
に設定する）とするとき、ｎ番目の復調誤差 ε_ｎ＝ｗ_ｎ−ｂ_ｎ…（７） が小さくなるように（ｎ＋１）番目に用いた重みづけの
値に復調誤差ε_ｎに比例する修正を施すような学習同定
法で行われる。この方法が有効に働くためには、信号、
各干渉雑音系列の電力が、やや長い期間（例えば１００
Ｔ）で一定であるという周期定常性の仮定が必要であ
り、移動により定常性が失われる場合には良好な動作を
実現することはできない。

【００１４】更に、上述したような方法では、１干渉局
から入来する雑音の偶奇系列を直交化する必要があるの
で、チップ長Ｌの逆拡散系列で重みづけを制御すること
により直交化できる干渉局数Ｎ_Ｉは に制限される。また、（８）式を満足しても干渉局数が
多い程、干渉雑音の直交化が困難となり、特性は劣化す
るという問題点があった。尚、スペクトル拡散通信方式
には、上述の直接拡散形スペクトル拡散通信方式とは別
に周波数ホッピング（ＦＨ）方式があるが、周波数ホッ
ピング方式でも、直接拡散形スペクトル拡散通信方式ほ
ぼ同様な干渉局の妨害を大きく受けるという問題点があ
る。

【００１５】本発明は上述したような他局間干渉雑音に
対処するためのデータ通信方式に関し、従来のスペクト
ル拡散通信方式の欠点を除去し受信側ＳＮ比を前記プロ
セス利得Ｇｐに比べ著しく高めることができる同相・直
交フレーム交互配列形データ通信方式を提供することを
課題とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明にかかる同相・直交フレーム交互配列形デー
タ通信方式の請求項１記載の発明は、１個のデータシン
ボルを送るための時間幅（フレーム）に含まれる信号波
を同相波とし、隣接フレームの信号波を前記同相波と直
交関係をもつ直交波とするフレーム構成を用いるもので
あり、請求項１記載の発明は、 スペクトル拡散形デー
タ伝送システムにおいて、通信情報の各シンボルベース
バンド波形が変調する搬送波の位相を同相、直交位相と
シンボルフレーム毎に交互に切換えるか、あるいは該各
シンボルベースバンド波形の周波数成分の位相を同相、
直交位相とシンボルフレーム毎に切換えることにより、
送信信号を構成し、受信側では、局部同相・直交搬送
波、あるいは同相・直交ベースバンド波形を用いて復調
を行うことを特徴とする。

【００１７】本発明にかかる同相・直交フレーム交互配
列形データ通信方式の請求項２記載の発明は、請求項１
において、送信信号の偶数番目のシンボルは搬送波を変
調して偶数フレーム出力を得、奇数番目のシンボルは該
搬送波と直交する直交搬送波を変調して奇数フレーム出
力を得、該奇偶フレーム出力を合成した送信信号を構成
して送信を行い、受信側では、受信側で発生した同相及
び、直交局部搬送波の各々と受信入力との相関出力であ
る同相及び、直交ベースバンド出力を得、該同相及び直
交ベースバンド波形に、受信側で生成した仮想同期位相
をもつ希望局拡散系列により相関復調を行い、その結果
より得られる相関出力が最大となるように該希望局拡散
系列の仮想同期位相を制御することにより、シンボルフ
レーム同期を確立することを特徴する。

【００１８】本発明にかかる同相・直交フレーム交互配
列形データ通信方式の請求項３記載の発明は、請求項１
における復調過程において逆拡散した各チップインパル
スに重みづけを施した後積分し、該積分出力を硬判定す
ることにより得られる２値出力と該積分出力との差分電
圧が最小になるように前記重みづけをフレーム毎に制御
し、干渉入力雑音成分がほぼ直交化するように逆拡散を
施すようにしたことを特徴とする。

【００１９】本発明にかかる同相・直交フレーム交互配
列形データ通信方式の請求項４記載の発明は、スペクト
ル拡散形データ伝送システムにおけるシンボル同期方式
において、通信情報の各シンボルベースバンド波形が変
調する搬送波の位相を同相、直交位相とシンボルフレー
ム毎に交互に切換えるか、あるいは該各シンボルベース
バンド波形の周波数成分の位相を同相、直交位相とシン
ボルフレーム毎に交互に切換えることにより、送信信号
を構成し、受信側では、局部同相・直交搬送波、あるい
は同相・直交ベースバンド波形を準備して同期・追跡を
行うことにより、シンボルフレーム同期を確立すること
を特徴とする。

【００２０】本発明にかかる同相・直交フレーム交互配
列形データ通信方式の請求項５記載の発明は、請求項４
において単一搬送波を用い、直接拡散形スペクトル拡散
系列の同相・直交位相のベースバンド波形をシンボルフ
レーム毎に交互に切換えて用いることにより、送信側の
送信ベースバンド信号を構成し、受信側では、仮想のフ
レーム位相をもち、前記同相・直交位相をもつベースバ
ンド波形を準備し、該搬送波と同一周波数の局部搬送波
により復調した受信入力ベースバンド波形に該同相及
び、直交位相ベースバンド波形を別々にい乗じて相関出
力を得、該相関出力が最大となるように前記仮想フレー
ムを制御することにより、シンボルフレーム同期を確立
することを特徴とする。

【００２１】本発明にかかる同相・直交フレーム交互配
列形データ通信方式の請求項６記載の発明は、請求項１
乃至５において、拡散符号の各チップインパルス波形
を、修正標本化関数波形に変換し送出し、受信側で該修
正標本化関数波形を用いて整合ろ波復調を行い、その結
果から得られるチップインパルスの系列からなる１フレ
ームの波形を受信フレーム信号として用い、これに前記
処理を施すことにより、送信信号を復元することを特徴
とする。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、図面に示した実施の形態例
に基づき、本発明を詳細に説明する。本発明の原理は１
個のデータシンボルを送るための時間幅（フレーム）に
含まれる信号波を同相波とし、隣接フレームの信号波を
同相波と直交関係を持つ直交波とするフレーム構成を用
いることにより、希望局同相波の復調検出過程で、干渉
波の中の直交波による妨害を避けるようにした方式であ
る。すなわち、雑音の主体が他局からの干渉成分である
場合は、その奇相関による妨害が著しく大きいが、本発
明にかかるフレーム構成を用いると、奇相関による妨害
を回避できる。従って、受信復調におけるＳＮ比を飛躍
的に高めることができる。尚、本発明の実施の形態例の
説明にあたっては、移動通信へ応用する観点に立ち、適
用した場合の効果が大きなスペクトル拡散通信方式を対
象に、また、拡散系列としてＭ系列を例にとり説明を行
う。

【００２３】図５は本発明の一実施例を示すスペクトル
拡散変調方式用送受信機のブロック図をである。同図に
おいて、ＴＸは送信機、ＲＸは受信機であり、送信機Ｔ
Ｘは乗算器ＭＯＤ_１、ＭＯＤ_２と加算回路Σを備え、一
方、受信機ＲＸは乗算器ＭＯＤ_３、ＭＯＤ_４、低域ろ波
器ＬＰＦ、積分器Ｉ、硬判定回路ＤＥＣ、加算回路Σと
を備える。またＴＬは伝送路である。

【００２４】このように構成したスペクトル拡散変調方
式用送受信機において、２ｎ（ｎ＝・・・・−２、−
１、０、１、２・・・・）番目の２値データｂ_２ｎ（∈
±１）は送信機ＴＸの乗算器ＭＯＤ_１において、Ｍ系列
ｍ_０（ｔ）を変調し、２ｎ番目の送信ベースバンドフレ
ーム信号ｓ_ｐ（ｔ）を生成する。また、（２ｎ＋１）番
目の２値データｂ_２ｎ＋１も乗算器ＭＯＤ_１においてＭ
系列ｍ_０（ｔ）を変調し、２_ｎ＋１番目の送信ベースバ
ンドフレーム信号ｓ_ｑ（ｔ）を生成する。送信ベースバ
ンド信号ｓ_ｐ（ｔ）とｓ_ｑ（ｔ）は、図４に示すような
フレームの系列において隣接フレームを除いた系列であ
り、（９）式及び（１０）式で表される。

【００２５】 （９）、（１０）式において、Ｐは送信電力、ｋ（＝
０、１、２、・・・Ｋ）は送信局番号であり、ｋ＝０を
希望局、ｋ≠０を干渉局とする。尚、図５のＴＸは希望
局を示している。これらのベースバンド信号は、乗算器
ＭＯＤ_２において次式の同相搬送波ｅ_ｐ（ｔ）と直交搬
送波ｅ_ｑ（ｔ）を変調し、これらの出力ｐ波とｑ波とは
加算回路Σにおいて加算され、無線周波数帯域のｐ、ｑ
フレーム交互配置形送信はｓ_Ｔ（ｔ）となる。 ｓ_Ｔ（ｔ）＝ｓ_ｐ（ｔ）ｅ_ｐ（ｔ）＋ｓ_ｑ（ｔ）ｅ_ｑ（ｔ）…（１３）

【００２６】ここにω_ａ（＝２πｆ_ａ≫ｆ_ｃ）は角周波
数である。ｓ_Ｔ（ｔ）は伝送路ＴＬを経て、受信機ＲＸ
に伝送される。受信機ＲＸにおいては、希望局の同相搬
送波ｅ_ｐ（ｔ）と等しい周波数をもち、同相搬送波ｅ_ｐ
（ｔ）の受信位相と等しい局部搬送波ｅ_ｐ’（ｔ）と受
信信号ｒ_Ｌ（ｔ）とを乗算器ＭＯＤ_３に印加し、更に低
域ろ波器ＬＰＦを介して復調する。その結果、伝送過程
で加わった雑音ｘ（ｔ）［＝ｘ_ｐ（ｔ）＋ｘ_ｑ（ｔ）］
を含む式（１４）に示したベースバンド帯域受信信号ｒ
_ｐ（ｔ）となり、一方、局部搬送波ｅ_ｐ’（ｔ）を用い
て同様に復調された受信信号ｒ_ｑ（ｔ）も式（１５）で
表される。

【００２７】 ここにＰ’は受信ベースバンド信号電力であり、ここで
は、伝送過程で受ける歪みは受信機入力側の等価回路で
等価されるものと仮定する（実際に存在する等価残成分
は雑音ｘ（ｔ）に含めて考える。）ので、受信側でも送
信側で用いた波形と全く等しいＭ系列を受信できると考
えてよい。更に、フレーム同期は別の手段により保持さ
れているものと仮定し、送受信間の遅延時間の表示を省
いてある。

【００２８】同相搬送波ｅ_ｐ（ｔ）と直交搬送波ｅ
_ｑ（ｔ）は式（１１）、（１２）で与えられ、両者は直
交関係にある。したがって、干渉局から加わる干渉雑音
の搬送波位相が希望波のそれに合致している場合、同相
成分の雑音ｘ_ｐ（ｔ）には希望局及び干渉局の送信した
送信ベースバンドフレーム信号ｓ_ｑ（ｔ）の成分は含ま
れず、また直交成分の雑音ｘ_ｑ（ｔ）には同様にすべて
の局の送信した送信ベースバンドフレーム信号ｓ
_ｐ（ｔ）の成分は含まれない。帯域受信信号ｒ_ｐ（ｔ）
は、乗算器ＭＯＤ_４と積分器Ｉからなる整合ろ波器ＭＦ
に加えられ、整合ろ波器ＭＦは希望局拡散系列との相関
出力ｗ_ｐを出力する。相関出力ｗ_ｐは硬判定回路ＤＥＣ
において、しきい値と比較され硬判定検出される。ベー
スバンド帯域受信信号ｒ_ｑ（ｔ）も同様に処理され、両
者の判定出

【００２９】図６は、上記ｐ、ｑ交互配置形伝送方式の
受信側において得られるベースバンド帯域の受信フレー
ムの系列を示すタイムチャートである。同図において、
Ｆ_ｎは希望局受信信号のフレーム位置を示す記号、ｍ_ｋ
（ｋ＝１、２、・・・Ｋ）は干渉局ｋのＭ系列、ｘ_ｋｎ
はｋ番目の干渉局からＦ_ｎとＦ_ｎ＋１にまたがるフレー
ム位置に入来した干渉雑音の電圧振幅である。はじめに
式（１１）の同相波ｅ_ｐ（ｔ）のみで変調され、局部搬
送波ｅ_ｐ’（ｔ）で復調される場合のベースバンド雑音
ｘ（ｔ）を考える。なお、雑音は次式で示すようにＫ個
の干渉局からの干渉雑音のみから構成されるものとして
説明する。 ここでｋの付く記号はｋ番目の干渉局から加えられ雑音
成分のパラメータで、ｍ_ｋ（ｔ）、Ｐ_ｋ’、ｂ_ｋ、Ｔ_ｋ
はそれぞれＭ系列、受信ベースバンド電力、２値情報、
Ｆ_ｎの先端との時間差である。

【００３０】図６から解るように、Ｔ_ｋ（≦Ｔ）及び、
Ｐ_ｋ’は未知数で時間と共に変化するランダム変数であ
るが、フレーム位置Ｆ_０に注目するとき、Ｆ_０の前後の
時間範囲（準定常時間範囲と呼ぶ。例えば、１０ｍｓ以
下のような場合。）では一定と仮定できる。次に、同相
波（ｐ波）のみを用いた通常のスペクトル拡散通信方式
（ＤＳ−ＳＳ）と、ｐ、ｑフレーム交互配置方式の系列
間相関特性を説明する。

【００３１】図７、図８は上記の両方式の相関関係の説
明図である。図７（ａ）は、受信入力信号中に含まれる
信号成分ｍ_０（ｔ）のフレーム位相と、受信機に内蔵さ
れて 変調データ０に対応してｍ_０（ｔ）の極性を反転した系
列である。受信入力と逆拡散系列（１フレーム）との積
を積分した値が相関出力となる。受信信号系列の極性が
変化しない２個のフレームに逆拡散系列がまたがる場合
（送信側の系列を変調したデータが、１、１；０、０の
場合）は、偶（自己）相関と呼ばれる。一方、変調デー
タが、１、０；０、１の２フレームにまたがる場合は奇
（自己）相関と呼ばれる。

【００３２】ここで、受信入力を干渉局ｋ（≠０）から
のＭ系列ｍ_ｋ（ｔ）のみとし、同極性のｍ_ｋ（ｔ）が２
フレーム連続するとき、そのフレーム位相差τ秒遅れの
時間位置から１フレームの時間幅に対するｍ_０（ｔ）と
の乗積積分から求まる偶相関係数ρ_ｅ（ｋ、０）と異極
性のＭ系列ｍ_ｋ（ｔ）が２フレーム連続するときの同様
な乗積積分から求まる奇相関係数ρ_０（ｋ、０）は系列
振幅を１Ｖと仮定すれば次式で与えられる。 ここで、ｋ＝０とすれば、自己相関系数となり次の値を
とる。

【００３３】 ｐ_ｅ（０，０）＝ｐ_０（０，０）＝１ （τ＝０）…（２０） ｐ_ｅ（０，０）＝−１／Ｌ （τ≠０）…（２１） なお、奇相関系数ρ_０（０、０）（τ≠０）はフレーム
位相差τにより大きく変化する。受信入力が干渉局ｋ
（ｋ≠０）からの１個のＭ系列信号のみで構成される場
合の干渉波と偶奇相互相関関数との関係は図７（ｂ）に
示されている。この場合の相互相関系数は式（１８）、
（１９）においてｋ≠０の場合である。この場合偶相関
系数ρ_ｅ（ｋ、０）、奇相関系数ρ_０（ｋ、０）の２乗
の平均値は 符号等のＭ系列以外の拡散符号の多くは偶相関系数が小
さくなるように最適設計されるので、奇相関系数ρ
_０（ｋ、０）は必然的に大きくなる。

【００３４】次に図８に、ｐ、ｑで表示する同相一直交
波交互配置方式における受信入力と自己相関、相互相関
出力の関係を示す。ここでは、干渉局の搬送波位相も希
望局のそれに一致する場合を示し、直交波（ｑ波）部分
入力を同相波の逆拡散系列で、あるいは（ｐ波）同相波
部分入力を直交波の逆拡散系列で逆拡散し積分した場合
の相関系数は両者の直交性の故に０となる。したがっ
て、この場合の相関系数は次式で与えられる。

【００３５】図８と式（２２）とからフレーム位相差τ
≠０の場合は、これらの相関系数は、両系列の部分系列
の乗積積分値となり部分相関と呼ばれる。一方、異種Ｍ
系列相互間の部分相関は、両系列の位相差がＴ／２で、
その結果、相関時間幅がＴ／２になるとき最大となる傾
向がある。しかし、各Ｍ系列の巡回位相を適当に選ぶな
らば、この部分相関値が両系列の位相差に殆ど関係しな
いように符号を構成しうる。したがって、ｐ、ｑ交互配
置方式において、干渉波と逆拡散系列の位相関係により
その復調検出特性が系列間の部分相関に依存する場合が
起きるが、このことは大きな問題とはならない。

【００３６】いま、希望局からの受信信号の搬送波位相
と干渉局ｋからの受信信号の搬送波位相との差が０（Δ
φｋ＝０）の場合［ｗ_ａＴ_ｋ＝２ｈπの場合に当たる。
（ｈ：整数）］を考える。図５に示す整合ろ波器ＭＦ_ｐ
では、干渉波成分ｘ（ｔ）の中のｐ波と同じ位相成分を
もつ干渉波成分ｘ_ｐ（ｔ）のうち、図６に示す偶数フレ
ームＦ_２ｎに含まれている干渉波の部分のみがｍ
_０（ｔ）と乗算されて出力ｕ_ｐ（ｔ）の中の干渉波成分
ｕ_ｐｘ（ｔ）を作る。同様に、整合ろ波器ＭＦ_ｑでは、
干渉波成分ｘ（ｔ）の中のｑ波と同じ位相成分をもつ干
渉波成分ｘ_ｑ（ｔ）のうち、奇数フレームＦ_２ｎ＋１に
含まれている干渉波の部分のみがｍ_０（ｔ）と乗算され
て出力ｕ_ｑ（ｔ）の中の干渉波成分ｕ_ｑｘ（ｔ）を作
る。いま、干渉波成分ｘ（ｔ）が１個の干渉局（ｋ＝
１）からの入来信号とし、その拡散系列をｍ_１（ｔ）と
し、その振幅をｘ_１，２ｎ、ｘ_{１，２ｎ＋１}と仮定す
る。

【００３７】このとき、干渉波成分ｘ（ｔ）の同相波と
直交波は以下の式で表すことができる。 ｘ（ｔ）＝ｘ_ｐ（ｔ）＋ｘ_ｑ（ｔ）…（２３）

【００３８】 となり雑音系列と希望局拡散系列との相関時間幅は一般
に１周期より短く、フレーム周期Ｔ_ｋにより変化し、そ
の平均値はＴ／２となる。すなわち、部分相関（非周期
相関）となるので図６内の点線の枠で示す干渉波は相関
処理に寄与しない。したがって、干渉雑音に基づく相関
出力は、同相波のみを用いる場合に比し半減する。

【００３９】次に、フレーム周期Ｔ_ｋが変わると一般に
干渉波と希望波の間の搬送波位相差 Δφ_ｋ＝ｗ_ａＴ_ｋ…（３０） は変動する。また、搬送波位相差がΔφ_ｋ＝ｈπ／２
（ｈ：整数）の場合に対しては、式（２４）と（２５）
とを交換すればよい。この場合も干渉雑印による相関出
力は半減する。搬送波位相差がΔφｋ＝ｈπ／４（ｈ：
整数）のときには、局部搬送 相関も発生するが、干渉雑音による妨害電力の最大値は
同相はのみを用いる場合に比し半減する。搬送波位相差
Δφ_ｋが一般の値をもつ場合は、干渉波のｅ_ｐ’
（ｔ）、ｅｑ’（ｔ）への射影成分が影響するので、Δ
φ_ｋ＝＝ｈπ／２とΔφ_ｋ＝ｈπ／４との中間の特性と
なる。

【００４０】従来の方式では偶相互相関が小さく、奇相
互相関の大きな符号を用いると大きな障害となる。 し
かし、本発明における方式では奇相互相関の大きな符号
を用いても、奇相関の発生頻度は小さく、また、奇相関
が発生してもその妨害電力最大値は半減するので奇相関
による復調ＳＮ比の劣化を回避できる。上述の説明で
は、搬送波の位相を選択することにより、ｐ、ｑ波を生
成した。このような場合は受信機側で、正確な位相の局
部搬送波を準備し、コヒーレント復調を行う必要がある
が、以下に任意位相の局部搬送波を用い、より簡単な装
置で実現できるノンコヒーレント復調方式への応用例を
示す。

【００４１】まず、ベースバンド帯域において互いに
（π／２）だけ位相の異なるｋ局用拡散系列のｐ、ｑ波
形を式（３１）、（３２）に示す。 ｍ_ｋｐ（ｔ）＝ｍ_ｋ（ｔ）…（３１） ここにＦはディスクリートフーリエ変換を施す変換記号
であり、ｍ_ｋｐ（ｔ）とｍ_ｋ（ｔ）とは同一である。一
方、ｍ_ｋｑ（ｔ）はｍ_ｋｐ（ｔ）をディスクリートフー
リエ変換を施し、その結果得られる各周波数成分の位相
を（π／２）だけシフトして得られる成分に対し、ディ
スクリートフーリエ逆変換を施すことにより得られる１
フレーム分の波形である。

【００４２】図９（ａ）にチップインパルスのｐ、ｑ波
を、図９（ｂ）に式（３１）と式３２の１フレーム分の
ｐ、ｑ波を示した。 （通常ｆ≦ｆｃに制限している。）このｐ、ｑ波形をフ
レーム毎に順次切換えて、送信信号を作る。このような
ベースバンド帯域の同相一直交波を用いる場合は以下に
説明するように無線周波数へ変換するための搬送波の位
相は受信側で任意に設定できる。

【００４３】差分位相シフトキーイング方式（ＤＰＳ
Ｋ）は、送信側で情報を差動符号化し、受信側では互い
に直交する任意位相の搬送波を用いて復調した２個のベ
ースバンド波形をそれぞれ遅延検波し、この検波出力を
加算した合成出力を硬判定することにより、送信した原
情報を復元する方式である。図１０に示すように、上述
の原理を同相−直交ベースバンドフレームを交互配置し
た変復調方式に適用できる。図で、Ｄは１フレーム分の
遅延素子を示し、その他のブロックの記号は図５と同様
である。図示のように送信機ＴＸでは、送信すべきｎ番
目の情報ｂ_ｎを下式により予め差動符号化し、出力ｃ_ｎ
を得る。

【００４４】このｃ_ｎにより式（３１）、（３２）でｋ
＝０とおいて求まる同相拡散系列ｍ_ｏｐ（ｔ−２ｎ’
Ｔ）を変調し偶数フレームを作り、直交拡散系列ｍ_ｏｑ
｛ｔ−（２ｎ’＋１）Ｔ｝を変調し奇数フレームを作
る。データｂ_ｎにより変調されたこれらの系列は、１種
類の搬送波ｅ_ｐ（ｔ）を変調して無線周波数帯域の送信
信号ｓ_Ｔ（ｔ）を作り、これを伝送路に送出する。 ここにＰ_０は送信電力、ｓ_０（ｔ）は希望局信号波形で
ある。受信機ＲＸは、ｓ_Ｔ（ｔ）とほぼ同じ信号（電力
のみＰ’_０となる）と雑音からなるｒ_Ｌ（ｔ）を受信す
る。ｒ_Ｌ（ｔ）は、希望局信号と干渉雑音の和として下
式で与えられる。（白色雑音は省略されている。） ｒ_Ｌ（ｔ）＝ｓ_Ｌ（ｔ）＋ｘ_Ｌ（ｔ） ここにＰ’_０は希望局信号の受信電力、Ｐ’_ｋ（ｋ≠
０）は干渉局ｋからの入来雑音電力、ｓ_ｋ（ｔ）（ｋ≠
０）は干渉局が送出した信号波形であり、次式で与えら
れる。

【００４５】ここにＴ_ｋはｋ局送出信号波と希望局信号
波との受信時間の偏差である。受信側の局部搬送波は式
（１１）と同じ周波数をもち、φを任意の位相とする下
記の余弦波と正弦波から構成される。 式（３６）のｒ_Ｌ（ｔ）に対しこれらの局部搬送波を乗
じ、その乗積出力ｒ_０（ｔ）、ｒ_１（ｔ）の両者に対
し、逆拡散系列ｍ_０ｐ（ｔ−２ｎ’Ｔ）を乗ずると、希
望局の２ｎ’番目のフレームに対する逆拡散出力ｕ_０ｐ
（ｔ−２ｎ’Ｔ）とｕ_１ｐ（ｔ−２ｎ’Ｔ）が得られ
る。同様にｒ_０（ｔ）、ｒ_１（ｔ）の両者に対し、ｍ
_０ｑ｛ｔ−（２ｎ’＋１）Ｔ｝を乗ずると逆拡散出力ｕ
_０ｑ｛ｔ−（２ｎ’＋１）Ｔ｝とｕ_１ｑ｛ｔ−（２ｎ’
＋１）Ｔ｝が得られる。なお、図示のこれらの記号には
２ｎ’Ｔ、（２ｎ’＋１）Ｔなるフレーム位置は省いて
ある。

【００４６】これら４出力を積分した出力は、ｗ
_０ｐ（２ｎ’），ｗ_１ｑ（２ｎ’），ｗ_０ｑ（２ｎ’＋
１），ｗ_１ｑ（２ｎ’＋１）となる。送信側で式（３
３）により差分符号化を施してあるので、２ｎ’番目の
出力ｕ_０ｐと２ｎ’−１番目の出力ｕ_０ｐの積を求めれ
ば、２ｎ’番目の下記に示す復 が得られる。

【００４７】 本発明による方式の利点は、搬送波の受信位相の検出が
難しい場合にも用いることができることにある。判定帰
還−最小２乗誤差平均制御方式（ＤＦ−ＭＭＳＥ）にこ
れを応用しても効果がある。

【００４８】図１１は本発明を（ＤＦ−ＭＭＳＥ）に応
用した場合の復調回路で、送信側は図５における送信機
ＴＸを用いた場合に対応する。Ｄは１チップ長ＴＣの遅
延回路、ＴＦ_ｐとＴＦ_ｑはトランスバーサルフィルタ
で、チップ重みをもつ希望局系列ｅ_ｉ（ｉ＝０、１、
２、・・・Ｌ−１）を乗積加算した相関復調出力ｗ
_ｐ（ｔ）とｗ_ｑ（ｔ）を発生させる回路、ε_ｐとε_ｑは
誤差出力、Ｗ−ＣＴは重み制御回路であり、ＬＰＦはロ
ーパスフィルタ、ＤＥＣは硬判定回路、Σは加算回路で
ある。

【００４９】同図において、受信信号は、局部搬送波で
復調され、ｐ波の受信ベースバンド信号ｒ_ｐ（ｔ）とｒ
_ｑ（ｔ）に変換され、遅延回路Ｄにおいて重みづけを付
加された逆拡散系列ｅ_ｉより乗積され、その加算出力ｗ
_ｐは判定回路ＤＥＣで判定さ の差として次式で与えられる。 重み制御回路Ｗ−ＣＴは検出過程で用いるべき最適重み
づけｅ_νを推定する。この場合、ｎ番目の誤差信号ε_ｐ
が最小となるように学習同定法によりｅ_νの重みを下式
により修正する。 μ＝１／Ｌ…（４３） ここで、ｅ_ν（２ｎ’）は２ｎ’番目のフレーム入力を
逆拡散するときのν番目のチップ重みづけ電圧であり、
ｒ_ｐν（２ｎ’）は２ｎ’番目のフレームのｐ波ベース
バンド入力波形のν番目のチップ電圧であり、μは重み
づけ修正系数で ε_ｑ（２ｎ’＋１）を求め、これを用いて、同様な重み
づけ電圧ｅ_ν（２ｎ’＋１）を求める。

【００５０】次にｐ波とｑ波を用いる図１１の構成の利
点を述べる。１個の干渉局の入来波形と希望局拡散系列
との相関出力は、干渉局の情報データの系列が（１、
１）または（０、０）になる偶相関と（０、１）または
（１、０）となる奇相関の場合が発生し、２種存在する
ので、従来方式を用いると、希望局系列ｅ_ｉの選択でき
る干渉局数は式（８）のようになる。しかし、本発明の
如く、ｐ波とｑ波の交互配置方式を用いると、部分相関
の発生する確率が高いので、その種類は１種類となる場
合が多くなり、部分相関となる干渉局のみが入来する場
合には式（８）の代わりに となり干渉雑音の局数を２倍に増大させ、更に、干渉雑
音抑圧特性も向上する。

【００５１】更に、上述のｐ、ｑ波を用いた復調方式を
スペクトル拡散通信（ＤＳ−ＳＳ）方式のシンボルフレ
ーム同期方式に応用することができ、以下、説明する。
図１２はフレーム同期方式の一実施例である。図中のＲ
Ｘは図５の受信機を示し、Ｗ−Ｇｅｎは仮想ウィンドウ
フレーム位相をもつ逆拡散系列の発生器で、受信機の基
準はフレーム位相からＴ_１＝１Ｔ_ｃだけ遅れた位相のパ
ルスを発生している状態を示す。ＤＥＣは信号判定回
路、Ｓ−ＤＥＣは正しい同期位置を判定する回路、ＳＹ
−

【００５２】図９のフレームチャートの下側に上述の仮
想ウィンドのフレームが表示されている。Ｆ^ｌ _ｎのフレ
ーム位置を仮定し、図１５の受信機ＲＸについて説明し
たときとほぼ同じ方法で受信ベースバンド信号ｒ
_ｐ（ｔ）、ｒ_ｑ（ｔ）を作る。ただし、この場合は信号
検出が目的ではなく、同期位置の検出が目的であるか
ら、整合ろ波器ＭＦ_ｐの出力電圧ｗ_ｐ１と判定しきい値
ｅ_ｔｈとの差が重要である。従って、余裕電圧 が硬判定回路ＤＥＣによって生成される。Ｓ−ＤＥＣ
（同期正位置を判定する回路）は余裕電圧△_ｐ１と△
_ｑ１を複数フレーム（ｎ＝ｉ〜ｊ）に亘り積分し、次式
の出力を求める。

【００５３】この積分出力Ｅ_ｌをｌ（＝０、１、２、・
・・Ｌ−１）に関し求め、１フレー は受信機ＲＸによる通常の受信復調動作と平行して常時
行うことができる。即ち、同期検出、復帰、監視の３機
能をｐ、ｑ分離による高いＳＮ比を活用して同時に実現
できる。整合ろ波器ＭＦ_ｐ、ＭＦ_ｑ、硬判定回路ＤＥＣ
を並列配置すれば高速動作も可能である。

【００５４】上述の説明では、受信機の復調側で受信入
力ｒ_Ｌ（ｔ）に対し先に局部搬送波により乗積し、その
出力を拡散系列ｍ_０（ｔ）で逆拡散する回路構成を提示
したが、この順序は逆転できる。即ち、受信入力ｒ
_Ｌ（ｔ）に先にｍ_０（ｔ）を乗した出力を低域ろ波し、
このろ波出力に局部搬送波を乗じた後、積分し復調出力
を得る方法である。この方式は、回路動作上上述の方式
より有利になる場合があるが、動作原理上差は無い。

【００５５】尚、ｐ波とｑ波を併用する代わりにスペク
トル拡散通信ＤＳ−ＳＳのベースバンド波形の２チップ
分を搬送波で４相ＰＳＫにより変調すれば、１フレーム
の時間長Ｔを半減できるので、伝送効率を高めうるよう
に見えるが、４相ＰＳＫは２相ＰＳＫより受信復調ＳＮ
比が３ｄＢ低下する。従って、このＳＮ比低下分を補う
ために、拡散符号長Ｌを２倍にすれば、フレーム周期Ｔ
は元の値となるので、伝送効率を高めうる効果は全くな
い。しかし、本発明のように、ｐ、ｑ交互配置に活用す
れば、干渉波の影響を回避できる長所が生まれる。

【００５６】

【発明の効果】上述したように、本発明はスペクトル拡
散通信ＤＳ−ＳＳ変調によるＣＤＭＡ通信方式に応用す
れば、復調処理後のＳＮ比を従来方式の整合ろ波復調に
よるＳＮ比に比し、著しく高めうるので、誤り率を改善
できる点で卓効を奏する。

【００５７】同相一直交波により変調したシンボルフレ
ームを直交配置するような変調方式を用いることにより
干渉雑音の電力を半減できること、更に、奇相関の発生
頻度を減少しうるという利点がある。

【００５８】また、判定帰還学習同定法により、干渉雑
音を直交化し、ＳＮ比を向上する方式に応用すれば、制
御可能な干渉局数を増加しうる。

【００５９】更に、シンボルフレーム同期方式に応用す
れば、安定且つ高速動作を可能とする同期方式を実現で
きる利点がある。

【００６０】

【図面の簡単な説明】

【図１】移動通信システムの一般的な構成を示すブロッ
ク図。

【図２】伝送過程にある信号のスペクトルを模擬的に示
す図。

【図３】Ｍ系列による復調（逆拡散）を行った後のスペ
クトルを模擬的に示す図。

【図４】直接拡散形スペクトル拡散変調方式の拡散系列
と送信フレーム波形を示す図。

【図５】同相−直交搬送波フレームの交互配置形データ
伝送復調方式のブロックを示す図。

【図６】同相−直交フレーム交互配置方式における信号
と干渉雑音群のフレーム系列を示す図。

【図７】同相波を用いたスペクトル拡散通信方式の系列
間相関の説明を示す図。

【図８】同相−直交波を用いたスペクトル拡散通信方式
の系列間相関の説明図。

【図９】ベースバンド帯域の同相−直交方形波拡散系列
の例を示す図。

【図１０】同相−直交ベースバンドフレームの交互配置
形復調方式のブロックを示す図。

【図１１】判定帰還−最小２乗誤差平均制御系復調回路
を示す図。

【図１２】同相−直交波フレーム交互配置方式における
同期回路のブロックを示す図。

【符号の説明】

１：系列発生器 ２：発振器 ３：増幅器 ４：局部発振器 ５：低域ろ波器 ６：系列発生器 ７：乗算器 ８：積分器 ９：検波器 １０：周期検波器 １１：スペクトル拡散変調信号 １２：環境雑音スペクトル １３：Ｍ系列による復調が行われたスペクトル拡散信号 １４：Ｍ系列による復調が行われた環境雑音

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大竹 孝平 神奈川県横浜市港北区新吉田町1941

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スペクトル拡散形データ伝送システムに
   おいて、通信情報の各シンボルベースバンド波形が変調
   する搬送波の位相を同相、直交位相とシンボルフレーム
   毎に交互に切換えるか、あるいは該各シンボルベースバ
   ンド波形の周波数成分の位相を同相、直交位相とシンボ
   ルフレーム毎に切換えることにより、送信信号を構成
   し、受信側では、局部同相・直交搬送波、あるいは同相
   ・直交ベースバンド波形を用いて復調を行うことを特徴
   とした同相・直交フレーム交互配列形データ通信方式。
2. 【請求項２】 請求項１において、送信信号の偶数番目
   のシンボルは搬送波を変調して偶数フレーム出力を得、
   奇数番目のシンボルは該搬送波と直交する直交搬送波を
   変調して奇数フレーム出力を得、該奇偶フレーム出力を
   合成した送信信号を構成して送信を行い、受信側では、
   受信側で発生した同相及び、直交局部搬送波の各々と受
   信入力との相関出力である同相及び、直交ベースバンド
   出力を得、該同相及び直交ベースバンド波形に、受信側
   で生成した仮想同期位相をもつ希望局拡散系列により相
   関復調を行い、その結果、得られる相関出力が最大とな
   るように該希望局拡散系列の仮想同期位相を制御するこ
   とにより、シンボルフレーム同期を確立することを特徴
   とした同相・直交フレーム交互配列形データ通信方式。
3. 【請求項３】 請求項１における復調過程において逆拡
   散した各チップインパルスに重みづけを施した後積分
   し、該積分出力を硬判定することにより得られる２値出
   力と該積分出力との差分電圧が最小になるように前記重
   みづけをフレーム毎に制御し、干渉入力雑音成分がほぼ
   直交化するように逆拡散を施すようにしたことを特徴と
   する同相・直交フレーム交互配列形データ通信方式。
4. 【請求項４】 スペクトル拡散形データ伝送システムに
   おけるシンボル同期方式において、通信情報の各シンボ
   ルベースバンド波形が変調する搬送波の位相を同相、直
   交位相とシンボルフレーム毎に交互に切換えるか、ある
   いは該各シンボルベースバンド波形の周波数成分の位相
   を同相、直交位相とシンボルフレーム毎に交互に切換え
   ることにより、送信信号を構成し、受信側では、局部同
   相・直交搬送波、あるいは同相・直交ベースバンド波形
   を準備して同期・追跡を行うことにより、シンボルフレ
   ーム同期を確立することを特徴とした同相・直交フレー
   ム交互配列形データ通信方式。
5. 【請求項５】 請求項４において単一搬送波を用い、直
   接拡散形スペクトル拡散系列の同相・直交位相のベース
   バンド波形をシンボルフレーム毎に交互に切換えて用い
   ることにより、送信側の送信ベースバンド信号を構成
   し、受信側では、仮想フレーム位相をもち、前記同相・
   直交位相をもつベースバンド波形を準備し、該搬送波と
   同一周波数の局部搬送波により復調した受信入力ベース
   バンド波形に該同相及び、直交位相ベースバンド波形を
   別々に乗じて相関出力を得、該相関出力が最大となるよ
   うに前記仮想フレームを制御することにより、シンボル
   フレーム同期を確立することを特徴とした同相・直交フ
   レーム交互配列形データ通信方式。
6. 【請求項６】 請求項１〜６において、拡散符号の各チ
   ップインパルス波形を、修正標本化関数波形に変換し送
   出し、受信側で該修正標本化関数波形を用いて整合ろ波
   復調を行い、その結果から得られるチップインパルスの
   系列からなる１フレームの波形を受信フレーム信号とし
   て用い、これに前記処理を施すことにより、送信信号を
   復元することを特徴とした同相・直交フレーム交互配列
   形データ通信方式。