JP6890729B1 - 無線装置および伝搬遅延補正方法 - Google Patents

Abstract

無線装置（１）において、受信器（３）が、送信器（２）によって送信されたスペクトラム拡散信号の遅延信号を受信し、遅延信号を用いて、送信器（２）から受信したスペクトラム拡散信号の復調信号の生成に用いる逆拡散符号のシーケンスの位相を、スペクトラム拡散信号の拡散符号と同期させて、送信器（２）との間の遅延時間もしくはその時間変動量を補正する。

Description

本開示は、送信器と受信器を備えた無線装置および送信器から受信器へ送信される信号の伝搬遅延を補正する伝搬遅延補正方法に関する。

無線装置が備える送信器と受信器において、局部発振（以下、ＬＯと記載する）回路によって生成された基準信号であるＬＯ信号は、ケーブルを介して送信用ミクサおよび受信用ミクサへ分配され、同一のＬＯ信号を用いることにより送信器と受信器との間で同期がとられている（例えば、特許文献１参照）。

特開平９−２４７０３８号公報

従来の無線装置は、ケーブルを介して送信器からのＬＯ信号を受信器に送信する必要があるので、送信器と受信器との位置関係に距離的な制限がある。これにより、ケーブルを介することなく無線通信で送信器からのＬＯ信号を受信器へ送信することも考えられる。この場合、送信器と受信器との間の伝搬遅延は、送信器と受信器の初期の位置関係で決定される。しかしながら、送信器と受信器との位置関係が初期状態から変動した場合、送信器と受信器との間の伝搬遅延も変動することで、送信器と受信器との同期が外れるという課題があった。

本開示は上記課題を解決するものであって、送信器と受信器との間の伝搬遅延による遅延時間およびその変動を補正することができる無線装置および伝搬遅延補正方法を得ることを目的とする。

本開示に係る無線装置は、無線周波数信号を送信する送信器と、当該送信器とは別の機器として設けられて送信器とは異なる位置に配置され、送信器から送信された無線周波数信号を受信する受信器とを備えた無線装置であって、送信器は、無線周波数信号と同じ波形の信号が変調されたスペクトラム拡散信号を送信し、受信器は、送信器から送信された前記スペクトラム拡散信号を受信し、逆拡散符号を用いてスペクトラム拡散信号の復調信号を生成し、生成した復調信号をダウンコンバートして得られた信号に基づいて、スペクトラム拡散信号の拡散符号と逆拡散符号とのシーケンスの位相を同期させることにより、送信器と受信器との間のスペクトラム拡散信号の遅延時間または遅延時間の時間変動量を補正する。

本開示によれば、受信器が、スペクトラム拡散信号の遅延信号を用いてスペクトラム拡散信号の拡散符号とスペクトラム拡散信号の復調信号の生成に用いる逆拡散符号とのシーケンスの位相を同期させることで、送信器と受信器との間の伝搬遅延による遅延時間およびその変動を補正することができる。

実施の形態１に係る無線装置の構成を示すブロック図である。 送信器において生成されたＬＯ信号、拡散符号およびスペクトラム拡散信号の一例を示す波形図である。 受信器において受信されたスペクトラム拡散信号、拡散符号および逆拡散符号の一例を示す波形図である。 実施の形態１に係る受信器の主な動作を示すフローチャートである。 図５Ａは、スペクトラム拡散信号の拡散符号と逆拡散符号とのシーケンスを比較した結果を示す波形図であり、図５Ｂは、逆拡散符号のシーケンスの位相をずらしたビット数に対する拡散符号と逆拡散符号との相関値の関係を示すグラフである。 実施の形態２に係る無線装置の構成を示すブロック図である。 スペクトラム拡散信号を復調した復調信号のスペクトルを示す図である。 実施の形態３に係る無線装置の構成を示すブロック図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る無線装置１の構成を示すブロック図である。図１に示すように、無線装置１は、送信器２および受信器３を備える。無線装置１は、例えば、被測定物Ａで反射したレーダ送信信号を受信することにより、被測定物Ａとの距離を測定する。送信器２は、被測定物Ａへレーダ送信信号を送信する送信器であり、図１に示すように、信号源２ａ、第１の増幅器２ｂ、第１の送信アンテナ２ｃ、拡散乗算器２ｄ、拡散符号生成回路２ｅ、第２の増幅器２ｆおよび第２の送信アンテナ２ｇを備える。

信号源２ａは、送信信号を生成する信号生成回路である。例えば、信号源２ａは、周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）信号を生成する。送信信号は、時間ｔの関数であるｆ（ｔ）で表現される。送信信号ｆ（ｔ）は、第１の増幅器２ｂと拡散乗算器２ｄに出力される。第１の増幅器２ｂは、送信信号ｆ（ｔ）を増幅する。第１の増幅器２ｂによって増幅された送信信号ｆ（ｔ）の電波は、第１の送信アンテナ２ｃによって空間に放射される。

拡散乗算器２ｄは、拡散符号生成回路２ｅによって生成された拡散符号を、信号源２ａによって生成された送信信号ｆ（ｔ）に乗算することで、スペクトラム拡散信号に変換するスペクトラム拡散変調器である。拡散乗算器２ｄによってスペクトラム拡散信号に変換される送信信号ｆ（ｔ）は、受信器３において、送信器２と同期をとるための基準信号として用いられる。以下の説明において、スペクトラム拡散信号に変換される送信信号ｆ（ｔ）はＬＯ信号ｆ（ｔ）と記載される。すなわち、送信信号ｆ（ｔ）と、スペクトラム拡散信号として変調される前のＬＯ信号ｆ（ｔ）とは、同一の波形の信号である。

拡散符号生成回路２ｅは、拡散符号を生成する。拡散符号は、送信信号を直接拡散するための疑似ランダム符号であって、＋１と−１の値がランダムに変化する時系列である。拡散符号は、時間ｔの関数であるｓ（ｔ）で表現され、スペクトラム拡散信号は、時間ｔの関数であるＦ（ｔ）で表現される。

第２の増幅器２ｆは、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ）を増幅する。第２の増幅器２ｆによって増幅されたスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ）の電波は、第２の送信アンテナ２ｇによって空間に放射される。

図２は、送信器２において生成されたＬＯ信号ｆ（ｔ）、拡散符号ｓ（ｔ）およびスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ）の一例を示す波形図である。図２において、ＬＯ信号ｆ（ｔ）の周波数の周期は、一例として拡散符号ｓ（ｔ）の１ビットのパルス幅と同一としている。ＬＯ信号ｆ（ｔ）の周波数の複数周期分が、拡散符号ｓ（ｔ）の１ビットのパルス幅に含まれてもよい。拡散符号ｓ（ｔ）は、＋１と−１の値がランダムに変化する波形である。拡散乗算器２ｄから出力されるスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ）は、ＬＯ信号ｆ（ｔ）の位相が０度と１８０度とで反転した波形である。

受信器３は、被測定物Ａにおいて反射したレーダ送信信号を受信する受信器である。受信器３は、第１の受信アンテナ３ａ、第３の増幅器３ｂ、周波数変換器３ｃ、第２の受信アンテナ３ｄ、第４の増幅器３ｅ、スペクトラム拡散復調器４、第５の増幅器３ｋ、Ａ／Ｄ変換器３ｌおよび演算部３ｍを備える。また、スペクトラム拡散復調器４は、逆拡散乗算器３ｆ、方向性結合器３ｇ、相関器３ｈ、シフト制御回路３ｉおよび逆拡散符号生成回路３ｊを備える。

送信器２から送信されたレーダ送信信号ｆ（ｔ）は、被測定物Ａにおいて反射されて受信器３の第１の受信アンテナ３ａによって受信される。このとき、送信器２から受信器３までの伝搬により遅延が生じ、レーダ受信信号はレーダ送信信号に遅延時間τ_１を含んだ信号ｆ（ｔ＋τ_１）となる。第３の増幅器３ｂは、第１の受信アンテナ３ａによって受信されたレーダ受信信号ｆ（ｔ＋τ_１）を増幅する低雑音増幅器である。

送信器２から送信されたスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ）は、送信器２と受信器３との間の距離に応じた遅延時間τ_０を含むスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）となり、第２の受信アンテナ３ｄによって受信される。第４の増幅器３ｅは、第２の受信アンテナ３ｄによって受信されたスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）を増幅する。

逆拡散乗算器３ｆは、逆拡散符号生成回路３ｊによって生成された逆拡散符号を、第４の増幅器３ｅによって増幅されたスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）に乗算することで復調し、ＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）を出力する。逆拡散符号は、時間ｔの関数であるｓ（ｔ）^−１で表現される。逆拡散符号には、例えば、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）とシーケンスの位相が一致した同一の符号が用いられる。

図３は、受信器３において受信されたスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）および逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１の一例を示す波形図である。図３において、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）は、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）から抽出した波形である。逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１は、本来ならば、送信器２の拡散符号生成回路２ｅの拡散符号ｓ（ｔ）とシーケンスの位相が一致した波形の信号である。しかしながら、送信器２と受信器３との間の伝搬遅延τ_０によって、図３に示すように、逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１と拡散符号ｓ（ｔ）とのシーケンスの位相にτ_０のずれが生じている。

逆拡散乗算器３ｆから出力される信号は、逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１と拡散符号ｓ（ｔ＋＋τ_０）が同期している場合は正しく復調されたＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）が出力され、同期していない場合は、逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１が乗算されたスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）×ｓ（ｔ）^−１が出力される。方向性結合器３ｇは、逆拡散乗算器３ｆから出力される信号の一部を相関器３ｈへ出力する。

相関器３ｈは、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１が同期してスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）が正しく復調されたかを検出する。相関器３ｈでは、例えば、方向性結合器３ｇからの出力信号に送信器２の信号源２ａと同じ周波数でダウンコンバートして得られるＤＣの積分により相関値が得られる。積分は逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のパルス（ビット）毎に１周期分繰り返し行われる。拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１が同期した場合は相関器３ｈから出力される相関値は０ではなく、逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１の１周期に含まれるパルス数もしくはこれに近い値となり、両者が非同期の場合は相関器３ｈから出力される相関値は０もしくは０近傍の値となる。

シフト制御回路３ｉは、逆拡散符号生成回路３ｊから出力される逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のシーケンスの位相を相関器３ｈによって得られる相関値に基づいて制御する。拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とのシーケンスの位相が同期している場合は、逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のシーケンスの１周期ごとの相関値は逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１の１周期に含まれるパルス数に応じた値であり、非同期の場合は０近傍であることから、相関値が閾値（例えば１周期に含まれるパルス数の半分）以上となるように逆拡散符号生成回路３ｊを制御し、逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のシーケンスの位相をシフトさせることで同期が図れる。

例えば、信号源２ａの出力信号をｆ（ｔ）＝ｓｉｎ（ωｔ）とした場合、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）は、
Ｆ（ｔ＋τ_０）＝ｓｉｎ（ω（ｔ＋τ_０））×ｓ（ｔ＋τ_０）
で表される。これに逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１を乗算した結果は、
Ｆ（ｔ＋τ_０）×ｓ（ｔ）^−１
＝ｓｉｎ（ω（ｔ＋τ_０））×ｓ（ｔ＋τ_０）×ｓ（ｔ）^−１
である。同期がとれている場合は全パルス幅において、ｓ（ｔ＋τ_０）×ｓ（ｔ）^−１＝１、非同期の場合は各パルス幅においてｓ（ｔ＋τ_０）×ｓ（ｔ）^−１＝１または−１となる。拡散符号ｓ（ｔ）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１は疑似ランダム符号であるため、ｓ（ｔ＋τ_０）×ｓ（ｔ）^−１が１となる確率と−１となる確率は同率である。従って、同期がとれている場合、逆拡散乗算器３ｆから出力信号ｓｉｎ（ω（ｔ＋τ_０））が出力され、非同期の場合には、逆拡散乗算器３ｆからの出力信号は、同率でｓｉｎ（ω（ｔ＋τ_０））もしくは−ｓｉｎ（ω（ｔ＋τ_０））が出力される。逆拡散乗算器３ｆからの出力信号の一部を方向性結合器３ｇを介して相関器３ｈに入力し、信号源２ａの出力信号と同じ周波数の信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）でダウンコンバートすると同期がとれている場合はＤＣ成分であるｃｏｓ（ωτ_０−θ）が得られる。非同期の場合はＤＣ成分であるｃｏｓ（ωτ_０−θ）または− ｃｏｓ（ωτ_０−θ）が得られる。ただし（ωτ_０−θ）はπ／２ではないようにθは調整可能とする。これを積分した値が相関器３ｈにおける相関値であり、同期がとれている場合はｃｏｓ（ωτ_０−θ）が積み上がり、逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１の１周期に含まれるパルス数がＮ（Ｎは正の整数）の場合はＮ・ｃｏｓ（ωτ_０−θ）となる。非同期の場合の相関値は０となる。また、相関器３ｈでダウンコンバートに用いた信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の位相θを調整して相関値を最大化することができる。
これにより、相関器３ｈにより拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１の同期が検出でき、ＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）を正しく復調することができる。
なお、ダウンコンバートに用いる信号はダウンコンバートした結果においてＤＣ成分またはＤＣ近傍成分が含まれるような信号であればよい。例えば、逆拡散乗算器３ｆからの出力信号ｓｉｎ（ω（ｔ＋τ_０））と僅かに周波数が異なる信号ｓｉｎ（（ω＋Δω）ｔ＋θ）の場合だと、ダウンコンバートした結果はｃｏｓ（−Δωｔ＋ωτ_０−θ）が得られる。Δωｔが十分に小さいので、ｃｏｓ（−Δωｔ＋ωτ_０−θ）≒ｃｏｓ（ωτ_０−θ）とみなせ、同期の検出ができる。

また、拡散信号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散信号ｓ（ｔ）^−１が同期している状態から送信器２と受信器３の位置に変動が生じた場合、τ_０がτ_０＋Δτ_０に変動してしまうが、相関器３ｈにおける相関値に基づいて同期するように、シフト制御回路３ｉが逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のシーケンスの位相をシフトするため、伝搬遅延量が変化しても、補正しながらＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０＋Δτ_０）を正しく復調することができる。
また、相関値が最大となるようにθを調整することで（ωτ_０−θ）＝０とできるためθとωから送信器２と受信器３との間の伝搬遅延量τ_０を算出できる。また、（ω（τ_０＋Δτ_０）−θ）＝０とできるため、τ_０を事前に既知とすれば、θとωからその変動分Δτ_０を算出できる。または、シーケンスの位相シフト量から送信器２と受信器３との間の伝搬遅延の変動量Δτ_０が分かる。

スペクトラム拡散復調器４から出力されたＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）は第５の増幅器３ｋによって増幅される。第３の増幅器３ｂから出力されたレーダ受信信号ｆ（ｔ＋τ_１）は周波数変換器３ｃにおいて第５の増幅器３ｋから出力されたＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）と乗算されてダウンコンバートされる。このとき、拡散信号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散信号ｓ（ｔ）^−１が同期していない場合は、周波数変換器３ｃで周波数変換するために十分な電力が入力されないため、周波数変換器３ｃからの出力電力は非常に低く、拡散信号でもあるため、被測定物との距離算出はできない。一方、拡散信号ｓ（ｔ＋τ_０）と、逆拡散信号ｓ（ｔ）^−１とが同期している場合は、周波数変換器３ｃで周波数変換するために十分な電力が入力されるため、周波数変換器３ｃからの出力電力は高く、被測定物との距離算出が可能となる。Ａ／Ｄ変換器３ｌは、周波数変換器３ｃによってレーダ受信信号ｆ（ｔ＋τ_１）がダウンコンバートされた信号をアナログ−デジタル変換することで、信号処理用のデジタル信号を生成する。演算部３ｍは、Ａ／Ｄ変換器３ｌによって生成された信号を用いて、被測定物Ａとの距離を算出する。

図４は、実施の形態１に係る受信器３の主な動作を示すフローチャートであり、受信器３による一連の動作を示している。図４に示す処理が実施される前に、送信器２と受信器３の初期位置が校正されている方がよりよい。これにより、送信器２と受信器３との初期位置が決定され、受信器３が初期位置から変動したことで生じる伝搬遅延量τ_０の変動量Δτ_０のみを補正すればよい。ここでは略してτ_０＋Δτ_０もτ_０で表記する。

初期位置から変動した受信器３が、送信器２から放射されたスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）の電波を受信する（ステップＳＴ１）。

第２の受信アンテナ３ｄによって受信されたスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）は、第４の増幅器３ｅによって増幅されてからスペクトラム拡散復調器４に出力される。シフト制御回路３ｉは、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）を復調するため、制御値を逆拡散符号生成回路３ｊに設定し、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）に逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１を乗算する（ステップＳＴ２）。

相関器３ｈは相関値を算出する（ステップＳＴ３）。
相関値が閾値以下である場合（ステップＳＴ４；ＮＯ）、逆拡散符号生成回路３ｊは、シフト制御回路３ｉによる制御に基づいて、シーケンスの位相をシフトさせた逆拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）^−１を生成し（ステップＳＴ２４）、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）に逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１を乗算する。
相関値が閾値よりも大きい場合（ステップＳＴ４；ＹＥＳ）、シフト制御回路３ｉによる逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のシーケンスの位相シフトを止める。
相関器３ｈでダウンコンバートに用いた信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の位相θを調整して相関値を最大化することにより、τ_０を算出する。逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１の位相シフト量からΔτ_０を算出する（ステップＳＴ５）。被測定物との距離を算出し、送信器と受信器との間の伝搬遅延を補正する（ステップＳＴ６）。

図５Ａは、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）の拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と、逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とのシーケンスを比較した結果を示す波形図である。また、図５Ｂは、逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のシーケンスの位相をずらしたビット数に対する拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１との相関値の関係を示すグラフである。図５Ａに示す拡散符号ｓ（ｔ）は８ビットの符号であり、＋１または−１の値をとる８ビットのパターンが繰り返される。

拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とのシーケンスの位相が同期していれば、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とで対応する時間のビットは同じ値であり、同期していなければ、異なる値となる。このため、相関値の各ビットの値は、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１との対応するビットの値に排他的論理和（ＸＯＲ）を施した値で表すことができる。

状態０において、逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のシーケンスは、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）の拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）から１ビット位相がずれている。このため、相関器３ｈによって逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１の１周期ごとに算出される相関値は、＋１、＋１、−１、−１、−１、＋１、＋１、−１となり、これらの合計は、＋１＋１−１−１−１＋１＋１−１＝０となる。

状態１における逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１は、状態０における逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のシーケンスから１ビット位相をずらしたものであり、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）の拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）とのシーケンスの位相が一致している。このため、相関器３ｈによって逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１の１周期ごとに算出される相関値は、＋１、＋１、＋１、＋１、＋１、＋１、＋１、＋１となり、これらの合計は、＋１＋１＋１＋１＋１＋１＋１＋１＝８となる。

状態２における逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のシーケンスは、状態１における逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のシーケンスから、さらに１ビット位相をずらしたものであり、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）の拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）のシーケンスの位相からずれている。このため、相関器３ｈによって逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１の１周期ごとに算出される相関値は、＋１、−１、−１、−１、＋１、＋１、−１、＋１となり、これらの合計は、＋１−１−１−１＋１＋１−１＋１＝０となる。

上記のように、状態０から逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１のシーケンスの位相を１ビットずつずらした状態７までの８状態を考えると、図５Ｂに示すように、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とのシーケンスの位相が一致する状態１のとき相関値が最大の８となり、それ以外の状態では相関値が０となる。

拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とのシーケンスの位相を同期させることにより、送信器２と受信器３との間の伝搬遅延τ_０が補正可能となる。逆拡散乗算器３ｆは、シーケンスの位相が拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と同期した逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１を、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）に乗算することで、ＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）を正しく復調することができる。このとき、τ_０もしくはΔτ_０が算出でき、受信器３と送信器２との間の伝搬遅延が補正可能となる。

拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とが同期した場合（ステップＳＴ４；ＹＥＳ）、スペクトラム拡散復調器４によって復調されたＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）が出力される。ＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）は第５の増幅器３ｋによって増幅される。周波数変換器３ｃは、ＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）を送信信号ｆ（ｔ＋τ_１）に乗算することにより、送信信号ｆ（ｔ＋τ_１）をダウンコンバートする。Ａ／Ｄ変換器３ｌは、周波数変換器３ｃによって送信信号ｆ（ｔ＋τ_１）がダウンコンバートされた信号をアナログ−デジタル変換することで、信号処理用のデジタル信号を生成する。

演算部３ｍは、Ａ／Ｄ変換器３ｌによって生成されたデジタル信号を用いて、被測定物Ａとの距離を測定する（ステップＳＴ６）。例えば、演算部３ｍは、Ａ／Ｄ変換器３ｌによって生成されたデジタル信号を用いて、送信器２から送信信号ｆ（ｔ）の送信が開始されたときの周波数と、受信器３によって受信された送信信号ｆ（ｔ＋τ_１）の周波数との差を算出し、算出した周波数の差に基づいて被測定物Ａとの距離を算出する。また、算出したτ_０およびΔτ_０に基づいて被測定物Ａとの距離を補正できる。

以上のように、実施の形態１に係る無線装置１において、受信器３が、スペクトラム拡散信号の遅延信号を用いてスペクトラム拡散信号の拡散符号とスペクトラム拡散信号の復調信号の生成に用いる逆拡散符号とのシーケンスの位相を同期させることで、送信器２と受信器３との間の伝搬遅延による遅延時間およびその変動を補正することができる。

実施の形態２．
図６は、実施の形態１に係る無線装置１Ａの構成を示すブロック図である。図６に示すように、無線装置１Ａは、送信器２と受信器３Ａを備える。受信器３Ａは、図１に示したスペクトラム拡散復調器４の代わりにスペクトラム拡散復調器４Ａを備え、スペクトラム拡散復調器４Ａは、相関器３ｈの代わりに検出器３ｎを備えている。図６において、図１と同一の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

スペクトラム拡散復調器４Ａにおいて、逆拡散乗算器３ｆは、逆拡散符号生成回路３ｊにより生成された逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１を、第４の増幅器３ｅにより増幅されたスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）に乗算することで、ＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）を復調する。検出器３ｎは、逆拡散乗算器３ｆによってスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）から復調された復調信号であるＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）のピーク電力を、逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１の１周期ごとに検出する。

図７は、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）を復調した復調信号のスペクトルを示す図である。拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とのシーケンスの位相が同期していない場合、逆拡散乗算器３ｆからの出力信号は、符号Ｂで示す広帯域に電力が低いスペクトルになる。一方、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とのシーケンスの位相が同期すると、符号Ｃで示すように、逆拡散乗算器３ｆからの出力信号は、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）で拡散される前のＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）の周波数で高い電力スペクトルになる。

検出器３ｎは、電力レベルの差ΔＰを検出する。シフト制御回路３ｉは、検出器３ｎによって算出される電力レベルの差ΔＰに基づいて逆拡散符号生成回路３ｊを制御することで、ＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）のピーク電力が最大となるまでシーケンスの位相をずらした逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１を生成させる。これにより、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とのシーケンスの位相が同期し、送信器２と受信器３Ａとの間の伝搬遅延τ_０が補正される。なお、ここでは電力レベルの差ΔＰの検出をＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）の周波数で行うことを示したが、検出器３ｎにおいて周波数変換を行い、ダウンコンバートされた周波数において電力レベル差を検出してもよい。

以上のように、実施の形態２に係る無線装置１Ａにおいて、受信器３Ａが、逆拡散符号を用いてスペクトラム拡散信号を復調した復調信号のピーク電力が最大となるように逆拡散符号のシーケンスの位相をシフトさせることで、拡散符号と逆拡散符号とのシーケンスの位相を同期させる。これにより、無線装置１Ａは、送信器２と受信器３Ａとの間の伝搬遅延の変動を補正することができる。

なお、拡散符号と逆拡散符号とのシーケンスの位相を同期させる基準として、相関値と復調信号の電力検出を例示したが、これに限定されるものではない。拡散符号と逆拡散符号とのシーケンスの位相を同期させることができれば、相関値および復調信号のピーク電力以外の基準を用いることができる。

実施の形態３．
図８は、実施の形態３に係る無線装置１Ｂの構成を示すブロック図である。図８に示すように、無線装置１Ｂは、送信器２、受信器３および受信器３Ａを備える。送信器２は、第１の送信アンテナ２ｃによって被測定物Ａへ送信信号ｆ（ｔ）を送信する。さらに、送信器２は、第２の送信アンテナ２ｇによって、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ）を受信器３および受信器３Ａに送信する。

送信器２から送信された送信信号ｆ（ｔ）は、被測定物Ａにおいて反射されることで、送信器２と受信器３との距離に応じた遅延時間τ_１を含んだ送信信号ｆ（ｔ＋τ_１）となり、受信器３が備える第１の受信アンテナ３ａによって受信される。受信器３Ａにおいては、送信器２から送信された送信信号ｆ（ｔ）は被測定物Ａにおいて反射されることで、送信器２と受信器３Ａとの距離に応じた遅延時間τ_１ａを含んだ送信信号ｆ（ｔ＋τ_１ａ）となり、受信器３Ａが備える第１の受信アンテナ３ａによって受信される。

スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ）は、送信器２と受信器３の距離に応じた遅延時間τ_０を含んだ送信信号Ｆ（ｔ＋τ_０）となり、受信器３が備える第２の受信アンテナ３ｄによって受信される。受信器３Ａにおいては、スペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）は、送信器２と受信器３Ａとの距離に応じた遅延時間τ_０ａを含んだ送信信号ｆ（ｔ＋τ_０ａ）となり、受信器３Ａが備える第２の受信アンテナ３ｄによって受信される。

受信器３において、シフト制御回路３ｉは、相関器３ｈにより算出された相関値が最大となるように逆拡散符号生成回路３ｊを制御することで、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とのシーケンスの位相を同期させる。逆拡散乗算器３ｆは、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０）と同期した逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１をスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０）に乗算することにより、ＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０）を復調する。

受信器３Ａにおいて、シフト制御回路３ｉは、検出器３ｎにより検出されたＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０ａ）における電力が最大となるように逆拡散符号生成回路３ｊを制御することで、拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０ａ）と逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１とのシーケンスの位相を同期させる。逆拡散乗算器３ｆは、シーケンスの位相が拡散符号ｓ（ｔ＋τ_０ａ）と同期した逆拡散符号ｓ（ｔ）^−１をスペクトラム拡散信号Ｆ（ｔ＋τ_０ａ）に乗算することにより、ＬＯ信号ｆ（ｔ＋τ_０ａ）を復調する。

以上のように、実施の形態３に係る無線装置１Ｂは、受信器３および受信器３Ａを備える。これにより、無線装置１Ｂは、実施の形態１および実施の形態２で示した効果を得ることができる。なお、無線装置１Ｂは、受信器３および受信器３Ａを１つずつ備える無線装置の一例であり、受信器３または受信器３Ａのいずれかが２つ以上であってもよいし、両方が２つ以上であってもよい。無線装置１Ｂを、被測定物との距離を測定するレーダ装置として利用した場合、複数の受信器を備えることにより、レーダ解像度を高めることができる。

なお、各実施の形態の組み合わせまたは実施の形態のそれぞれの任意の構成要素の変形もしくは実施の形態のそれぞれにおいて任意の構成要素の省略が可能である。

本開示に係る無線装置は、例えば、被測定物との距離を測定するレーダ装置に利用可能である。

１，１Ａ，１Ｂ 無線装置、２ 送信器、２ａ 信号源、２ｂ 第１の増幅器、２ｃ 第１の送信アンテナ、２ｄ 拡散乗算器、２ｅ 拡散符号生成回路、２ｆ 第２の増幅器、２ｇ 第２の送信アンテナ、３，３Ａ 受信器、３ａ 第１の受信アンテナ、３ｂ 第３の増幅器、３ｃ 周波数変換器、３ｄ 第２の受信アンテナ、３ｅ 第４の増幅器、３ｆ 逆拡散乗算器、３ｇ 方向性結合器、３ｈ 相関器、３ｉ シフト制御回路、３ｊ 逆拡散符号生成回路、３ｋ 第５の増幅器、３ｌ Ａ／Ｄ変換器、３ｍ 演算部、３ｎ 検出器、４，４Ａ スペクトラム拡散復調器。

Claims (12)

1. 無線周波数信号を送信する送信器と、当該送信器とは別の機器として設けられて前記送信器とは異なる位置に配置され、前記送信器から送信された前記無線周波数信号を受信する受信器とを備えた無線装置であって、
   前記送信器は、
   前記無線周波数信号と同じ波形の信号が変調されたスペクトラム拡散信号を送信し、
   前記受信器は、
   前記送信器から送信された前記スペクトラム拡散信号を受信し、
   逆拡散符号を用いて前記スペクトラム拡散信号の復調信号を生成し、生成した前記復調信号をダウンコンバートして得られた信号に基づいて、前記スペクトラム拡散信号の拡散符号と前記逆拡散符号とのシーケンスの位相を同期させることにより、前記送信器と前記受信器との間の前記スペクトラム拡散信号の遅延時間または遅延時間の時間変動量を補正すること
   を特徴とする無線装置。
2. 前記無線周波数信号は、レーダ信号であること
   を特徴とする請求項１記載の無線装置。
3. 前記受信器は、前記スペクトラム拡散信号に前記逆拡散符号を乗算して前記復調信号を算出し、前記復調信号をダウンコンバートして得られた信号を用いて前記復調信号と前記スペクトラム拡散信号との相関値を算出し、算出した前記相関値が最大となるように前記逆拡散符号のシーケンスの位相をシフトさせることにより、前記拡散符号と前記逆拡散符号とのシーケンスの位相を同期させること
   を特徴とする請求項１記載の無線装置。
4. 前記受信器は、前記スペクトラム拡散信号に前記逆拡散符号を乗算して前記復調信号を算出し、前記復調信号を前記逆拡散符号の１周期ごとに積分して前記復調信号と前記スペクトラム拡散信号との相関値を算出し、算出した前記相関値が最大となるように前記逆拡散符号のシーケンスの位相をシフトさせることにより、前記拡散符号と前記逆拡散符号とのシーケンスの位相を同期させること
   を特徴とする請求項１記載の無線装置。
5. 前記受信器は、前記スペクトラム拡散信号に前記逆拡散符号を乗算して前記復調信号を算出し、前記復調信号をダウンコンバートした信号のピーク電力が最大となるように前記逆拡散符号のシーケンスの位相をシフトさせることにより、前記拡散符号と前記逆拡散符号とのシーケンスの位相を同期させること
   を特徴とする請求項１記載の無線装置。
6. 前記送信器は、前記スペクトラム拡散信号とは別に、前記スペクトラム拡散信号の拡散前の信号をレーダ送信信号として被測定物へ送信し、
   前記受信器は、前記スペクトラム拡散信号とは別に、前記レーダ送信信号が前記被測定物において反射した反射波をレーダ受信信号として受信し、
   前記レーダ受信信号と、前記拡散符号と前記逆拡散符号とのシーケンスの位相が同期したときの前記復調信号とに基づいて、前記被測定物との距離を算出すること
   を特徴とする請求項１記載の無線装置。
7. 前記受信器は、前記レーダ受信信号を、前記拡散符号と前記逆拡散符号とのシーケンスの位相が同期したときの前記復調信号でダウンコンバートすることにより得られるダウンコンバート信号をデジタル信号に変換して信号処理用の信号を生成し、生成した前記信号処理用の信号を用いて前記被測定物との距離を算出すること
   を特徴とする請求項６記載の無線装置。
8. 前記受信器は、
   スペクトラム拡散復調器を備え、
   前記スペクトラム拡散復調器は、
   前記スペクトラム拡散信号と前記逆拡散符号とを乗算することにより、前記復調信号を生成する逆拡散乗算器と、
   前記逆拡散符号を生成する逆拡散符号生成回路と、
   前記逆拡散符号の１周期ごとに前記相関値を算出する相関器と、
   前記相関値が最大となるように前記逆拡散符号生成回路を制御することにより、前記逆拡散符号のシーケンスの位相をシフトさせるシフト制御回路と、
   を有することを特徴する請求項３記載の無線装置。
9. 前記受信器は、
   スペクトラム拡散復調器を備え、
   前記スペクトラム拡散復調器は、
   前記スペクトラム拡散信号と前記逆拡散符号とを乗算することにより、前記復調信号を生成する逆拡散乗算器と、
   前記逆拡散符号を生成する逆拡散符号生成回路と、
   前記復調信号をダウンコンバートした信号のピーク電力を検出する検出器と、
   前記検出器の検出結果が最大となるように前記逆拡散符号生成回路を制御することにより、前記逆拡散符号のシーケンスの位相をシフトさせるシフト制御回路と、
   を有することを特徴とする請求項５記載の無線装置。
10. 前記送信器は、
    前記レーダ送信信号を生成する信号生成回路と、
    前記レーダ送信信号を放射する第１の送信アンテナと、
    前記拡散符号を生成する拡散符号生成回路と、
    前記レーダ送信信号と前記拡散符号を乗算して前記スペクトラム拡散信号を生成する拡散乗算器と、
    前記スペクトラム拡散信号を前記受信器へ送信する第２の送信アンテナと、
    を有することを特徴とする請求項６記載の無線装置。
11. 前記受信器を複数備えたこと
    を特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか１項記載の無線装置。
12. 無線周波数信号を送信する送信器と、当該送信器とは別の機器として設けられて前記送信器とは異なる位置に配置され、前記送信器から送信された前記無線周波数信号を受信する受信器とを備えた無線装置の伝搬遅延補正方法であって、
    前記受信器が、
    前記送信器から送信されたスペクトラム拡散信号を受信するステップと、
    逆拡散符号を用いて前記スペクトラム拡散信号の復調信号を生成し、生成した前記復調信号をダウンコンバートして得られた信号に基づいて、前記スペクトラム拡散信号の拡散符号と前記逆拡散符号とのシーケンスの位相を同期させることにより、前記送信器と前記受信器との間の前記スペクトラム拡散信号の遅延時間または遅延時間の時間変動量を補正するステップと、
    を備えたことを特徴とする伝搬遅延補正方法。

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