JP4219375B2 - 遅延ロックループ回路 - Google Patents

Description

本発明は遅延ロックループ回路に係わり、特に、受信拡散符号と参照拡散符号との同期を維持する遅延ロックループ回路（ＤＬＬ回路）に関する。
次世代のデジタル移動通信システムの無線アクセス方式として、直接スペクトル拡散（DS-SS)変調による符号分割多重接続(CDMA)方式が検討されている。スペクトル拡散された信号を受信するには、受信側で送信側拡散符号の符号位相を検出し、該送信側拡散符号に位相同期するように逆拡散のための拡散符号を生成する必要がある。

ワイヤレスマルチメディア通信を実現する次世代の移動通信システムとして、DS-CDMA(Direct Sequence Code Division Multiple Access:直接拡散符号分割多元接続)技術を用いたデジタルセルラー無線通信システムの開発が進められている。かかるCDMAデジタルセルラー無線通信システムにおいて、基地局は制御情報やユーザ情報を拡散符号で多重して伝送し、各移動局は基地局より指定された拡散符号を用いて情報を拡散して伝送する。かかるCDMAデジタルセルラー無線通信システムにおいて、移動局が基地局より制御情報等の情報を正しく受信するためには、基地局における拡散変調の開始タイミング（拡散符号の位相）を識別する必要がある。

図１９は移動局の受信装置の構成図であり、１はアンテナ、２は受信回路であり、増幅動作やＲＦからＩＦへの周波数変換動作を行うもの、３はＱＰＳＫ直交検波を行ってＩ，Ｑ信号を出力するＱＰＳＫ直交検波部、４は検波出力であるベースバンドのアナログＩ，Ｑ信号をデジタルに変換するＡＤコンバータ、５はＡＤコンバータ出力であるＩ，Ｑデータに逆拡散処理を施す逆拡散回路、６は同期検波、データ判定、誤り訂正等を行うデータ復調部、７は拡散開始タイミング（受信拡散符号の位相）を識別するために相関演算を行う相関器、８は相関値より拡散開始タイミング（位相）を識別するタイミング決定部である。
相関器７は受信した拡散データ列と参照拡散符号列（基地局側と同一の拡散符号列）との相関演算を行う。図２０に示すように送信データをａ(t)、ＰＮ系列をｃ(t)とすると送信側では拡散器９において拡散処理を行って次式ｘ(t)＝ａ(t)・ｃ(t)で示す信号を送信する。

ＰＮ系列ｃ(t)は"１"，"０"の拡散符号列であり、１シンボル毎に同一の符号列（Ｎチップの符号列）を繰り返す。受信側では上記信号ｘ(t)を受信し、相関器７において該信号ｘ(t)と参照拡散符号ｃ(t-τ)との相関を計算し、次式に示す相関値Ｒ(t)
Ｒ(t)＝Σｘ(t)・ｃ(t−τ)
＝Σａ(t)・ｃ(t)・ｃ(t−τ) ｔ＝Ｔc，２Ｔc,・・・Ｎ・Ｔc (1)
を出力する。但し、τは送信側拡散符号と受信側相関器の参照拡散符号間の符号ズレ(位相差)であり、積分期間は１シンボル期間（Ｎチップ期間=Ｎ・Ｔc）である。

上式において例えばａ(t)＝１とすれば相関値Ｒ(t)はＰＮ系列の自己相関値を示し、ＰＮ系列をＭ系列とすれば、τ＝０でＲ(t)＝Ｎ（正規化して１）と最大になり、τ≠０であればＲ(t)＝１／Ｎとなる。実際にはａ(t)は未知であり、"1"になったり"0"になったりするが、例えば"1"＝−１、"0"＝１とし、ａ(t)・ｃ(t)・ｃ(t−τ)の絶対値を積算することにより、τ＝０でＲ(t)＝１、τ≠０でＲ(t)＝１／Ｎとなるようにする。
以上より、参照拡散符号ｃ(t−τ)の位相を１チップ周期Ｔcづつ変えて相関値を計算し、該相関値が設定レベル以上になるタイミングを検出することにより送信側における拡散開始タイミング（送信側拡散符号の位相）を識別できる。従って、タイミング決定部８は相関器７より出力する相関値が設定レベル以上になるタイミングに基づいて拡散開始タイミング（位相）を取得して逆拡散回路５に入力する。

DS-SSの信号の主な相関検出技術として、マッチトフィルタとスライディング相関器がある。
図２１はマッチトフィルタ７１の構成説明図である。マッチトフィルタ７１において７１ａはベースバンドの受信拡散データ列（図１９のＡＤコンバータ出力）をチップ周波数で順次シフトするＮチップのシフトレジスタ（ｓ₁〜ｓ_N）、７１ｂは参照拡散符号列をチップ周波数で順次シフトするＮチップのシフトレジスタ（ｃ₁〜ｃ_N)、７１ｃはベースバンドの拡散データ列と参照拡散符号列の対応ビットを乗算するＮ個の乗算器(MP₁〜MP_N)、７１ｄは各乗算回路の出力を加算する加算回路、７１ｅはＰＮ系列（参照拡散符号列）を発生するＰＮ発生器である。参照拡散符号列はＮチップで構成され、１シンボル期間Ｔ(＝Ｎ×Ｔc）毎に循環的に発生するようになっている。マッチトフィルタ７１は、１チップ期間につき１個の相関値Ｒ(t)を出力し、以後、１チップ周期Ｔcづつ位相が異なる相関値を順次出力し、１シンボル期間でＮ個の位相の異なる相関値を出力する。タイミング決定部８はマッチトフィルタ７１より出力する相関値Ｒ(t)を監視し、該相関値が設定レベルより大きくなったかチェックし、設定レベル以上になった時点を送信側の拡散符号列の開始（拡散開始タイミング）と同定する。

図２２はスライディング相関器７２の構成図であり、７２ａはＰＮ系列（参照拡散符号列）を発生するＰＮ発生器である。参照拡散符号列はＮチップで構成され、１シンボル期間Ｔ(＝Ｎ×Ｔc）毎に循環的に発生するようになっている。７２ｂはベースバンドの拡散データ列（受信信号）と参照拡散符号列を１チップ毎に乗算して出力する乗算器、７２ｃは乗算器７２ｂの出力をＮチップ分積算して相関値Ｒ(t)を出力する積分器である。積分器７２ｃにおいて、７３は乗算器７２ｂの出力とそれまでの積算値を加算する加算器、７４は加算器から出力する積算値を１チップ期間Ｔc遅延して出力する遅延回路である。このスライディング相関器７２は、１シンボル周期（Ｎチップ期間）で１つの相関値Ｒ(t)を出力し、１シンボル周期毎に参照拡散符号の位相を1チップ周期シフトすることによりＮシンボル期間（＝Ｎ²・Ｔc)でＮ個の位相の異なる相関値を出力する。タイミング決定部８はスライディング相関器７２より出力する相関値Ｒ(t)を監視し、該相関値が設定レベルより大きくなったかチェックし、設定レベル以下であれば参照拡散符号列の位相をシフトし、設定レベル以上になったタイミングを送信側の拡散符号列の開始タイミングと同定する。

以上のように、マッチトフィルタあるいはスライディング相関器により送信側拡散符号の位相を１チップ以内の精度で検出でき（同期捕捉）、以後、該位相に同期して受信側における逆拡散のための拡散符号列を発生して逆拡散を行う。ところで、同期捕捉しても何もしなければ変調や雑音の影響で同期位置を見失ってしまう。このため、一度同期捕捉に成功した受信信号に対して受信側の拡散符号列が時間ずれを起こさないように制御する必要がある（同期追跡）。かかる同期追跡回路としてＤＤＬ（Delay Locked Loop)回路が知られている。

図２３はＤＬＬ回路の構成図であり、９ａは第１のＰＮ系列（参照拡散符号）を発生するＰＮ発生器であり、チップ周波数でシフト動作を行う９段の遅延回路Ｄ₁〜Ｄ₉と第４遅延回路の入力部に設けられたEOR回路を備え、Ｘ⁹＋Ｘ⁴＋１に従ってＭ系列のＰＮ系列を出力する。この第１のＰＮ系列ＡはＮチップ（＝２⁹＝５１２）で構成され、１シンボル期間Ｔ(＝Ｎ×Ｔc）毎に循環的に発生するようになっている。９ｂは１チップ周期分第１のＰＮ系列（参照拡散符号）Ａ₁を遅延して第２のＰＮ系列Ａ₂を出力する遅延回路、９ｃはＰＮ発生器より出力する第１ＰＮ系列Ａ₁と受信拡散データ列Ｂをチップ毎に乗算する乗算器、９ｄは１チップ遅延した第２ＰＮ系列Ａ₂と受信拡散データ列Ｂをチップ毎に乗算する乗算器、９ｅは乗算器９ｃの出力と乗算器９ｄの出力の符号を反転したものを加算する加算器、９ｆはローパスフィルタ、９ｇは電圧制御発振器（ＶＣＯ）で、ローパスフィルタ出力に基づいてクロック周波数（チップ周波数）を可変するものである。

乗算器９ｃ及びローパスフィルタ９ｆは第１ＰＮ系列Ａ₁と受信拡散データ列Ｂの相関を演算する機能を備え、第１ＰＮ系列と受信拡散データ列の位相が一致していれば最大になり図２４（ａ）に示すように１シンボル毎に１チップ周期幅の相関値Ｒ(τ)＝１を出力し、位相が１チップ周期以上ずれると相関値Ｒ(τ)は１／Ｎになる。乗算器９ｄ及びローパスフィルタ９ｆは１チップ周期遅延した第２ＰＮ系列Ａ₂と受信拡散データ列Ｂの相関を演算する機能を備え、第２ＰＮ系列と受信拡散データ列の位相が一致していれば最大になり図２４（ｂ）に示す相関値Ｒ(τ)を出力し、位相が１チップ周期以上ずれると相関値Ｒ(τ)は１／Ｎになる。加算器９ｅは乗算器９ｃの出力と乗算器９ｄの出力の符号を反転したものを加算することにより、位相差τに対して図２４（ｃ）に示すＳカーブ特性を有する信号をローパスフィルタ９ｆを介して出力する。
電圧制御発振器９ｇは、ローパスフィルタ出力に基づいて位相差τが０となるようにクロック周波数を制御する。例えば、ＰＮ系列（参照拡散符号）の位相が受信拡散符号に対して進めばクロック周波数を小さくして位相差が０となるように制御し、又、ＰＮ系列（参照拡散符号）の位相が受信拡散符号に対して遅れればクロック周波数を高くして位相差が０となるように制御する。

以上により、相関器（図２１のマッチトフィルタあるいは図２２のスライディング相関器）で送信側の拡散符号列の位相を１チップ以内の精度で検出し（同期捕捉）、以後、ＤＬＬ回路により同期追跡を行う。
図２５はＤＬＬ回路の別の構成例であり、図２５（ａ）は図２３に示すものと同一構成のＤＬＬ回路、図２５（ｂ）は図２５（ａ）のＤＬＬ回路を変形した別のＤＬＬ回路の構成図である。ＰＮ符号の乗算、乗算結果の加算は線形演算なので順番を入れ換えることができる。従って、図２５（ａ）のＤＬＬ回路は、図２５（ｂ）に示すように隣接する第１、第２のＰＮ系列符号に乗算器９ｈ，９ｉで±1をかけ、加算器９ｊで加算した値を受信信号に乗積しても等価である。

マッチトフィルタとスライディング相関器の２方式について符号位相の検出に要する時間と回路規模、消費電力を比較すると以下のようになる。すなわち、
(1)受信初期同期における符号位相検出時間は、相関をとる符号長をＮ個とすれば、マッチトフィルタではＮチップ周期（＝Ｎ・Ｔc)必要とし、スライディング相関器ではＮ²チップ周期（＝Ｎ²・Ｔc)必要になる。すなわち、マッチトフィルタの符号位相検出時間は短く、スライディング相関器の１／Ｎである。
(2)相関器をディジタル処理で実現した場合の回路規模は、図２１、図２２を参照すると、マッチトフィルタではタップ数分（＝Ｎ）の２つのシフトレジスタと、タップ数の乗算器と、１つのトーナメント加算器を必要とする。しかし、スライディング相関器では１個の乗算器と累積加算器を必要とするのみである。すなわち、マッチトフィルタのハードウェア規模はスライディング相関器に比べてはるかに大きい。
(3)回路の消費電力は、CMOS LSIを前提とした場合、使用ゲート数×動作周波数に比例すると考えられる。動作周波数はマッチトフィルタもスライディング相関器もチップ周波数、あるいは、チップのオーバーサンプル周波数なので、消費電力は回路規模に比例すると考えられる。従って、マッチトフィルタの消費電力はスライディング相関器に比べてはるかに大きい。

以上より、マッチトフィルタは符号位相検出時間が短い利点を有しているが、回路規模が非常に大きいため、低消費電力が要求される移動局に適用できない問題がある。一方、スライディング相関器は回路規模が小さい利点を有しているが、符号位相検出時間が長いため、復調動作における初期同期引込みに時間がかかり、システムの特性劣化要因になる問題がある。又、従来のＤＬＬ回路は図２４（ｃ）より明らかなように位相同期捕捉範囲（ロックレンジ）が−Ｔc／２〜Ｔc／２の１チップ周期幅と小さいため、１チップ以上の位相ずれが発生すると同期追跡ができなくなる問題が有る。
本発明の目的は、位相同期捕捉範囲を拡大できるＤＬＬ回路を提供することである。

本発明は、受信したスペクトル拡散信号に含まれる受信拡散符号と参照拡散符号間の位相同期を維持する遅延ロックループ回路であり、参照拡散符号を発生する参照拡散符号発生器、位相シフトした複数の参照拡散符号に重み付けを行って合成する合成手段、合成手段より得られる合成拡散符号を用いて位相検出を行う演算手段、演算結果に基づいて参照拡散符号の位相を制御する位相制御手段を備え、前記合成手段は、順次位相シフトした２ｎ（ｎは正整数）個の参照拡散符号のうち位相シフト量が小さい前半のｎ個の参照拡散符号の重みを正とすると共にその重み量を順次小さくし、位相シフト量が大きい後半のｎ個の参照拡散符号の重みを負とすると共にその重み量を順次大きくして合成拡散符号を生成し、かつ、前記ｎの数が異なる複数組の重みを用意し、ｎの数が大きな組の重みを用いて前記合成拡散符号を出力し、前記演算手段の出力が設定レベル以下になる毎にｎの数が小さな重み用いて合成拡散符号を出力する。

本発明によれば、合成拡散符号を用いて位相検出を行い、検出結果に基づいて参照拡散符号の位相を制御することにより、ＤＬＬの位相同期捕捉範囲を符号長Ｎチップまで拡大でき初期同期引込みをはやめることができる。
又、本発明によれば、前記ｎが異なる複数の重みを用意し、最初ｎが大きな重みを用いて合成拡散符号を出力し、該合成拡散符号と受信拡散符号との相関出力が設定レベル以下になる毎にｎが小さな重み用いて合成拡散符号を出力するようにしたから、ロックレンジを狭めつつ位相差に対するＤＬＬ回路のループゲインを高くでき、ＤＬＬの特性を改善することができる。

（Ａ）相関器
（ａ）相関器の第１実施例
図１は第１実施例の相関器の構成図で、受信したスペクトル拡散信号に含まれる受信拡散符号と参照拡散符号との相関を演算する相関器の構成図である。
図中、２１はＭ系列としてのＰＮ系列（参照拡散符号）を循環的に発生するＰＮ系列発生器で、ＰＮ系列の符号長はＮチップ、チップ幅はＴc、ＰＮ系列の符号周期（Ｎ・Ｔc）は１シンボル期間（１ビット期間）Ｔに等しい。２２は位相シフトした複数（図では２つ）の第１、第２の参照拡散符号列Ａ１，Ａ２に重み付けを行って合成する合成符号生成部、２３は合成拡散符号Ａと受信拡散符号Ｂの相関を演算する演算回路、２４は演算回路の出力レベルに基づいて受信拡散符号と参照拡散符号の位相差（受信拡散符号の位相）を検出する位相検出回路である。

合成符号生成部２２は、位相遅延しない第１の参照拡散符号Ａ₁：C₁(t),C₂(t),..，C_N(t)とｎチップ時間（＝ｎ・Ｔc)遅延した第２の参照拡散符号Ａ₂：C₁(t+n・Tc),C₂(t+n・Tc),..，C_N(t+n・Tc)を出力する位相シフト回路２２ａと、第１、第２の参照拡散符号Ａ₁，Ａ₂に重みｗ₁，ｗ₂（ｗ₁＞ｗ₂）を付加する重み付け回路２２ｂと、重み付けされた第１、第２の参照拡散符号を合成して合成拡散符号Ａを出力する合成回路２２ｃを備えている。なお、ｎ＝Ｎ／２である。

演算回路２３は、受信拡散符号Ｂと合成拡散符号Ａとをチップ周期で１チップづつ乗算する乗算回路２３ａと、乗算結果をＮ回積算して出力する積算器２３ｂを備えている。積算器２３ｂにおいて、ＳＵＭは乗算器２３ａの出力とそれまでの積算値を加算する加算器、ＤＥＬは加算器から出力する積算値を１チップ期間Ｔc遅延して出力する遅延回路である。

第１実施例の相関器は、図２２で説明した従来のスライディング相関器に、位相シフト部２２ａと、重み付け部２２ｂと、合成部２２ｃを設けたものである。従って、第２の参照拡散符号Ａ₂を０とすれば従来と同様のスライディング相関器になり、第１の参照拡散符号Ａ₁と受信拡散符号Ｂとの位相が一致していれば、演算回路２３は図２（ａ）に示す信号を出力し、Ｎ回の積算後にレベルＷ₁（＝Ｎ・ｗ₁）の相関値を出力する。同様に、第１の参照拡散符号Ａ₁を０とし、第２の参照拡散符号Ａ₂と受信拡散符号Ｂの位相が一致していれば、演算回路２３は図２（ｂ）に示す信号を出力し、Ｎ回の積算後にレベルＷ₂（＝Ｎ・ｗ₂）の相関値を出力する。

実際には第１、第２の参照拡散符号Ａ₁、Ａ₂は０とならない。しかし、第１、第２の参照拡散符号が同時に受信拡散符号列Ｂの位相と一致することはない。そこで、位相検出回路２４はＮ回積算後の相関レベル（参照拡散符号１周期分の相関値）を監視し、(1)相関レベルがＷ₁であれば受信拡散符号の位相は第１の参照拡散符号Ａ₁の位相と一致すると判定し、(2)相関レベルがＷ₂であれば受信拡散符号の位相は第２の参照拡散符号Ａ₂の位相と一致すると判定し、(3)相関レベルが０であれば、第１、第２の参照拡散符号と位相が一致しないと判定する。

位相検出回路２４は、(3)の場合、ＰＮ系列発生器２１から出力する次の１周期分のＰＮ系列の位相を１チップ遅延する。以後、上記動作を繰り返す。そして、ＰＮ発生器２１よりｍチップ位相遅延した参照拡散符号を出力している時に、相関レベルがＷ₁となれば位相検出回路２４は受信拡散符号と参照拡散符号の位相差はｍ・Ｔcであると判定し、相関レベルがＷ₂となれば受信拡散符号と参照拡散符号の位相差は（ｍ＋ｎ）・Ｔcであると判定する。以上のように２つの位相遅延した参照拡散符号Ａ₁，Ａ₂を合成した合成拡散符号Ａと受信拡散符号Ｂの相関演算を行えば、位相検出に要する時間はＮ²／２チップ周期（＝Ｎ²・Ｔc／２)となり、従来のスライディング相関器の１／２に短縮する。

（ｂ）第１実施例の一般的構成
以上の第１実施例では、２つの位相遅延した参照拡散符号Ａ₁，Ａ₂に重みｗ₁，ｗ₂を付けて合成し、合成拡散符号と受信拡散符号の相関を演算した場合である。この考えを拡張してＭ個の位相遅延した参照拡散符号Ａ₁〜Ａ_Mに重みｗ₁〜ｗ_Mを付けて合成し、合成拡散符号と受信拡散符号の相関を演算するように構成すれば、位相検出に要する時間をＮ²・Ｔc／Ｍに短縮することができる。

図３は第１実施例の相関器の一般的構成図であり、図１の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。２１はＰＮ系列発生器、２２は合成符号生成部、２３は演算回路、２４は位相検出回路、２５はチップ周波数のクロックを出力する発振器である。合成符号生成部２２において、２２ａは位相シフト回路、２２ｂは重み付け部、２２ｃは合成部である。位相シフト回路２２ａは参照拡散符号であるＰＮ系列を（Ｎ・Ｔc／Ｍ）づつ順次遅延する遅延素子Ｄ₁〜Ｄ_Mを備え、重み付け部２２ｂは位相シフト回路から出力する第１〜第Ｍの参照符号列Ａ₁〜Ａ_Mに重みｗ₁〜ｗ_M（ｗ₁＞ｗ₂＞・・・＞ｗ_M）を付加する乗算回路ＭＰ₁〜ＭＰ_Mを備え、合成部２２ｃは重み付けされた第１〜第Ｍの参照符号を合成して合成拡散符号Ａを出力する。演算回路２３において、２３ａは受信拡散符号Ｂと合成拡散符号Ａとをチップ周期で乗算する乗算回路と、２３ｂは乗算結果をＮ回積算して出力する積算器である。

位相検出回路２４はＮ回積算後の相関レベル（参照拡散符号１周期分の相関値）を監視し、(1)相関レベルがＷ₁であれば受信拡散符号の位相は第１の参照拡散符号Ａ₁の位相と一致すると判定し、(2)相関レベルがＷ₂であれば受信拡散符号の位相は第２の参照拡散符号Ａ₂の位相と一致すると判定し、・・・(3)相関レベルがＷ_Mであれば受信拡散符号の位相は第Ｍの参照拡散符号Ａ_Mの位相と一致すると判定し、(4)相関レベルが０であれば、第１〜第Ｍの参照符号列と位相が一致しないと判定する。
位相検出回路２４は、(4)の場合、ＰＮ系列発生器２１から出力する次の１周期分の参照拡散符号（ＰＮ系列）の位相を１チップ周期Ｔc遅延する。以後、上記動作を繰り返す。そして、ＰＮ発生器２１よりｍチップ周期ｍ・Ｔc位相遅延した参照拡散符号(ＰＮ系列)を出力している時に、相関レベルがＷ₁となれば位相検出回路２３は受信拡散符号と参照拡散符号の位相差はｍ・Ｔcであると判定し、相関レベルがＷ₂となれば受信拡散符号と参照拡散符号の位相差は[m+(N/M)]・Ｔcであると判定し、相関レベルがＷ₃となれば受信拡散符号と参照拡散符号の位相差は[m+(2N/M)]・Ｔcであると判定し、．．．相関レベルがＷ_Mとなれば受信拡散符号と参照拡散符号の位相差は[m+(M-1)・N/M]・Ｔcであると判定する。

以上のようにＭ個の位相遅延した参照拡散符号Ａ₁〜Ａ_Mを合成した合成拡散信号Ａと受信拡散符号Ｂの相関演算を行えば、位相検出に要する時間はＮ²・Ｔc／Ｍとなり、従来のスライディング相関器の１／Ｍに短縮する。
以上より、拡散符号をＣ、符号長をＮ、合成数をＭとすると、線形合成符号Ｓは次式で与えられる。

ここで、ω_jはj番目の被加算符号の重み付け係数、φ(j)はj番目の被加算符号の位相シフト量を示す。式(1)のＳiを合成拡散符号として相関検出を行った場合φ(j)の符号位相に対して、ω_jに比例した相関出力値が得られる。よって一回の相関検出により、Ｍ個の符号位相に対する相関出力を得ることができる。

（ｂ）相関器の第２実施例
図４は第２実施例の相関器の構成図であり、図３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第２実施例では第１実施例の相関器を２つ設け、各相関器出力を用いて受信拡散符号と参照拡散符号の位相差θ（受信拡散符号の位相）を検出する。
図４において、２１，２１′はＭ系列としてのＰＮ系列（参照拡散符号）を循環的に発生する同一構成の第１、第２のＰＮ系列発生器で、ＰＮ系列の符号長はＮチップ、チップ幅はＴc、ＰＮ系列の符号周期（Ｎ・Ｔc）は１シンボル期間Ｔに等しい。２２，２２′は位相シフトした複数（Ｍ個の）の参照拡散符号列Ａ₁〜Ａ_Mに重み付けを行って合成する第１、第２の合成符号生成部、２３，２３′は合成拡散符号Ａ，Ａ′と受信拡散符号Ｂの相関を演算する第１、第２の演算回路、２５，２５′はチップ周波数のクロックを出力する発振器、２６は第１、第２の演算回路２３，２３′から出力する相関値を用いて位相差θを演算する演算回路である。第１、第２の合成符号生成部２２，２２′において、２２ａ，２２ａ′は位相シフト回路、２２ｂ，２２ｂ′は重み付け部、２２ｃ，２２ｃ′は合成部である。

第１の合成符号生成部２２の位相シフト回路２２ａは、ＰＮ系列を（Ｎ・Ｔc／Ｍ）づつ順次遅延する遅延素子Ｄ₁〜Ｄ_Mを備え、重み付け部２２ｂは位相シフト回路から出力する第１〜第Ｍの参照符号列Ａ₁〜Ａ_Mに重みｗ₁〜ｗ_Mを付加する乗算回路ＭＰ₁〜ＭＰ_Mを備え、合成部２２ｃは重み付けされた第１〜第Ｍの参照符号を合成して合成拡散符号Ａを出力する。重みｗ₁〜ｗ_Mは１周期（＝Ｎ・Ｔc）の正弦波信号を参照拡散符号の位相シフト単位（Ｎ・Ｔc／Ｍ）で順次サンプリングしたものである。図５（ａ）にＭ＝Ｎとしてチップ周期Ｔc毎にサンプリングした場合の重みを示している。
第２の合成符号生成部２２′の位相シフト回路２２ａ′は、ＰＮ系列を（Ｎ・Ｔc／Ｍ）づつ順次遅延する遅延素子Ｄ₁〜Ｄ_Mを備え、重み付け部２２ｂ′は位相シフト回路から出力する第１〜第Ｍの参照符号列Ａ₁〜Ａ_Mに重みｗ₁′〜ｗ_M′を付加する乗算回路ＭＰ₁〜ＭＰ_Mを備え、合成部２２ｃ′重み付けされた第１〜第Ｍの参照符号を合成して合成拡散符号Ａ′を出力する。重みｗ₁′〜ｗ_M′は１周期（＝Ｎ・Ｔc）の余弦波信号を参照拡散符号の位相シフト単位（Ｎ・Ｔc／Ｍ）で順次サンプリングしたものである。図５（ｂ）にＭ＝Ｎとしてチップ周期Ｔc毎にサンプリングした場合の重みを示している。

第１の合成符号生成部２２は次式で示す合成拡散符号ｖ_I(i)
υ_I(i)＝ΣPN(i+j)×cos(2πj/N) ただし、j=-N/2〜N/2 (2)
を出力する。又、第２の合成符号生成部２２′は次式で示す合成拡散符号ｖ_Q(i)
υ_Q(i)＝ΣPN(i+j)×sin(2πj/N) ただし、j=-N/2〜N/2 (3)
を出力する。
第１の演算回路２３は合成拡散符号υ_I(i)と受信拡散符号を乗算し、乗算結果を参照拡散符号の一周期時間（＝Ｎ・Ｔc)にわたり累積加算(積分)し、第２の演算回路２３′は合成拡散符号υ_Q(i)と受信拡散符号を乗算し、乗算結果を参照拡散符号の一周期時間にわたり累積加算(積分)して出力する。図６は受信拡散符号Ｂに合成拡散符号Ａ、Ａ′乗積し、結果を参照拡散符号の一周期時間にわたり累積加算(積分)した場合の第１、第２の演算回路２３，２３′の出力特性である。これより、符号の全位相（Ｎ＝−２５６〜２５６）に対してcos,-sinの特性が得られる。よって、演算回路２６は積分結果υ_I,υ_Qから受信拡散符号と参照拡散符号の位相差θ(受信拡散符号の位相)を次式
θ＝−tan^-1υ_I／υ_Q (4)
により一意に決定して出力する。

つまり参照拡散符号の一周期時間（＝Ｎ・Ｔｃ）の積分で符号位相θを得ることが可能となる。従来のスライディング相関器がＮ²・Ｔｃの時間を必要としていたのに比較すると大幅な短縮である。
又、回路規模はマッチトフィルタより遥かに小さい。なお、遅延波がある場合、求めた位相差θの前後をスライディング相関器で探索する構成とする必要があるかもしれない。しかし、この場合でも、全符号位相を逐次走査する従来のスライディング相関器に比較して同期に要する時間を短縮することができる。図４において、ＰＮ発生器２１，２１′、位相シフト回路２２ａ，２２ａ′、発振器２５、２５′を共通化することができる。

（ｃ）相関器の第３実施例
移動通信においてはマルチパスが存在する。このため、図７（ａ）に示すように基地局ＢＳからの送信信号は移動局ＭＳにマルチパスＭＰ₀，ＭＰ₁，ＭＰ₂を介して図７（ｂ）に示すように遅延時間τ₁、τ₂を持って順次到来する。このマルチパス信号は位相検出に不都合なノイズであり、第２実施例において正確な符号位相θの検出を妨害する。ところで、マルチパス信号はある程度の位相範囲内に分散する。そこで、第３実施例では第２実施例のＭを例えば４として位相差θを（π／２）単位で大まかに検出し、これにより真の位相差が存在する位相領域Ｒ₁〜Ｒ₄（図７（ｃ））を判定し、該位相領域内を逐次的にスライディング相関器によりサーチして相関が最大になる位相差を求める。このようにすれば、マルチパスが存在しても正確な位相差を検出できるようになる。

図８は本発明の第３実施例の相関器の構成図であり第２実施例と同一部分には同一符号を付している。第３実施例が第２実施例と異なる点は、(1) 演算回路２６の後段にスライディング相関器３１を設けた点、(2) スライディング相関器から出力する相関値が最大になる位相を検出する位相検出回路３２を設けた点、(3)第３実施例の相関器部分においてＭ＝４とした点である。

第１の合成符号生成部２２の位相シフト回路２２ａは、ＰＮ系列を（Ｎ・Ｔc／４）づつ順次遅延する遅延素子Ｄ₁〜Ｄ₃を備え、重み付け部２２ｂは位相シフト回路から出力する第１〜第４の参照符号列Ａ₁〜Ａ₄に重みｗ₁〜ｗ₄を付加する乗算回路ＭＰ₁〜ＭＰ₄を備え、合成部２２ｃは重み付けされた第１〜第４の参照符号を合成して合成拡散符号Ａを出力する。重みｗ₁〜ｗ₄は、１周期（＝Ｎ・Ｔc）の正弦波信号を参照拡散符号の位相シフト単位（Ｎ・Ｔc/４）で順次サンプリングしたもので、ｗ₁＝cos 0, ｗ₂＝cos(π/2), ｗ₃＝cos(2π/2),ｗ₄＝cos(3π/2)である。
第２の合成符号生成部２２′の位相シフト回路２２ａ′は、ＰＮ系列を（Ｎ・Ｔc／４）づつ順次遅延する遅延素子Ｄ₁〜Ｄ₄を備え、重み付け部２２ｂ′は位相シフト回路から出力する第１〜第４の参照符号列Ａ₁〜Ａ₄に重みｗ₁′〜ｗ₄′を付加する乗算回路ＭＰ₁〜ＭＰ₄を備え、合成部２２ｃ′は重み付けされた第１〜第４の参照符号を合成して合成拡散符号Ａ′を出力する。重みｗ₁′〜ｗ_M′は、１周期（＝Ｎ・Ｔc）の余弦波信号を参照拡散符号の位相シフト単位（Ｎ・Ｔc／４）で順次サンプリングしたもので、ｗ₁′＝sin 0, ｗ₂′＝sin(π/2), ｗ₃′＝sin(2π/2), ｗ₄′＝sin(3π/2)である。

第１の合成符号生成部２２は次式で示す合成拡散符号ｖ_I(i)
υ_I(i)＝ΣPN(i+(N/4)j)×cosj(π/2) ただし、j=0〜3 (5)
を出力する。又、第２の合成符号生成部２２′は次式で示す合成拡散符号ｖ_Q(i)
υ_Q(i)＝ΣPN(i+(N/4)j)×sinj(π/2) ただし、j=0〜3 (6)
を出力する。
第１の演算回路２３は合成拡散符号υ_I(i)と受信拡散符号を乗算し、乗算結果を参照拡散符号の一周期時間（＝Ｎ・Ｔc)にわたり累積加算(積分)し、第２の演算回路２３′は合成拡散符号υ_Q(i)と受信拡散符号を乗算し、乗算結果を参照拡散符号の一周期時間にわたり累積加算(積分)して出力する。
演算回路２６は得られたυ_I,υ_Qから(4)式により位相差（符号位相）θを求る、これにより、全符号位相ＮをＭ（＝４）分割したＭ個の領域のどれにレスポンスが存在したかを特定する。

スライディング相関器３１はレスポンスが存在する領域Ｒｉに真の符号位相が存在するものと見なして該領域ＲｉのＮ／Ｍチップの位相に対して従来と同様に逐次的にサーチを行う。すなわち、スライディング相関器３１は、前記領域Ｒｉの最初の位相で参照拡散符号を発生し、該参照拡散符号と受信拡散符号の相関を演算し、１シンボル周期（＝Ｎ・Ｔc）後に１つの相関値Ｒ(t)を出力し、かつ参照拡散符号の位相を1チップ周期シフトする。以後、スライディング相関器３１は領域Ｒｉ内の（Ｎ／Ｍ）個の位相の異なる相関値を出力し、位相検出回路３２はスライディング相関器３１より出力する相関値Ｒ(t)が最大になる符号位相を求める。
以上の操作により第３実施例では１シンボルＮチップの全符号位相の走査を、（Ｎ²／Ｍ＋Ｎ）・Ｔcの時間で完了でき、従来のスライディング相関器がＮ²・Ｔｃの時間を必要としていたのに比較すると大幅な短縮である。

（ｄ）相関器の第４実施例
図３の第１実施例において、演算回路２３は、(1)受信拡散符号Ｂの位相が第１の参照拡散符号Ａ₁の位相と一致すればレベルＷ₁の相関値を出力し、(2)受信拡散符号Ｂの位相が第２の参照拡散符号Ａ₂の位相と一致すればレベルＷ₂の相関値を出力し、・・・(3)受信拡散符号Ｂの位相が第Ｍ参照拡散符号Ａ_Mの位相と一致すればレベルＷ_Mの相関値を出力する。

そこで、位相領域を２分割したとき、位相シフト量が第１の位相領域に存在する参照拡散符号Ａ₁〜Ａ_mの重みｗ₁〜ｗ_mを全てｗ（ｗは正数）とし、位相シフト量が第２の位相領域に存在する参照拡散符号Ａ_m+1〜Ａ_Mの重みｗ_m+1〜ｗ_Mを全て−ｗとする（図９（ａ））。このようにすれば、受信拡散符号Ｂの位相が参照拡散符号Ａ₁〜Ａ_mのいずれかと一致すれば、演算回路２３は＋Ｗの相関値を出力し、受信拡散符号Ｂの位相が参照拡散符号Ａ_m+1〜Ａ_Mのいずれかと一致すれば、演算回路２３は−Ｗの相関値を出力する。この結果、位相差検出回路２４は相関値が＋Ｗであるか、−Ｗであるかにより、符号位相が属する位相領域を認識できる。以後、符号位相が属する位相領域を更に２分割して同様の重み付け（図９（ｂ））及び判定を行って位相領域をしぼり込み、該重み付け及び判定を繰り返えせば（図９（ｃ），（ｄ））、最終的に受信拡散符号と参照拡散符号との位相差（受信拡散符号の位相）を検出することができる。例えば、図９（ａ）〜（ｄ）の斜線部に示すように順次真に符号位相が存在する領域が絞り込まれて行き最終的に受信拡散符号は第２の参照拡散符号と位相が一致することが認識できる。以上の方法によれば、Ｍ＝Ｎとすれば、Ｎチップの全符号位相の走査をlog₂Ｎ回の相関検出によって完了できる。

図１０は第４実施例の相関器の構成図であり、図３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。２１はＰＮ系列発生器、２２は合成符号生成部、２３は演算回路、２４は位相差検出回路、２５はチップ周波数のクロックを出力する発振器である。合成符号生成部２２において、２２ａは位相シフト回路、２２ｂは重み付け部、２２ｃは合成部、２２ｄは重みセレクタである。位相シフト回路２２ａはＰＮ系列を（Ｎ・Ｔc／Ｍ）づつ順次遅延する遅延素子Ｄ₁〜Ｄ_Mを備え、重み付け部２２ｂは位相シフト回路から出力する第１〜第Ｍの参照符号列Ａ₁〜Ａ_Mに重みｗ₁〜ｗ_Mを付加する乗算回路ＭＰ₁〜ＭＰ_Mを備え、合成部２２ｃは重み付けされた第１〜第Ｍの参照拡散符号を合成して合成拡散符号Ａを出力する。

重みセレクタ２２ｄは、予めＫ組の重みパターン
ｗ₁₁，ｗ₂₁，ｗ₃₁，・・・ｗ_M1，
ｗ₁₂，ｗ₂₂，ｗ₃₂，・・・ｗ_M2，
．．．．．．
ｗ_1K，ｗ_2K，ｗ_3K，・・・ｗ_MK，
を用意し、２分割した位相領域のいずれに属すかの識別が完了する毎に順次重みパターンを変えて最終的に符号位相を同定する。なお、Ｎ＝５１２、Ｍ＝Ｎとすれば、Ｋ＝９であり、９組の重みパターンを用意する。第１の重みパターンは、図９（ａ）に示すように順次位相シフトしたＭ（＝Ｎ）個の参照拡散符号の前半のｍ（＝Ｍ／２）個の参照拡散符号の重みｗ₁〜ｗ_mを正とすると共に、後半のＭ／２個の参照拡散符号の重みｗ_m+1〜ｗ_Mを負とするものである。第２の重みパターン、第３の重みパターンはそれぞれ図９（ｂ），（ｃ）に示すパターンであり、最後の第９の重みパターンは交互に＋ｗ，−ｗをとるパターンである。

演算回路２３において、２３ａは受信拡散符号Ｂと合成拡散符号Ａとを乗算する乗算回路、２３ｂは乗算結果をＮ回積算して相関値を出力する積算器である。位相検出回路２４はＮ回積算後の相関値（参照拡散符号１周期分の相関値）を監視し、相関値が＋Ｗであるか、−Ｗであるかにより符号位相が属する領域を判定すると共に、重みセレクタ２２ｄに次のグループの重みを選択させる。
最初、重みセレクタ２２ｄの各セレクタＳＥＬ₁〜ＳＥＬ_Mは図９（ａ）の重みパターンを選択して重み付け部２２ｂの各乗算部ＭＰ１₁〜ＭＰ_Mに入力する。符号位相が最初の位相領域Ｒ₁₁（図９（ａ））に存在すれば演算回路２３は＋Ｗの相関値を出力し、後の位相領域Ｒ₁₂に存在すれば−Ｗの相関値を出力する。位相検出回路２４は相関値の正負により位相領域を識別し、ついで、重みセレクタ２２ｄに次の重みパターンの選択を指示する。この指示により、重みセレクタ２２ｄは図９（ｂ）の重みパターンを選択して重み付け部２２ｂの各乗算部ＭＰ１₁〜ＭＰ_Mに入力する。位相差が位相領域Ｒ₂₁又は位相領域Ｒ₂₃に存在すれば演算回路２３は＋Ｗの相関値を出力し、位相領域Ｒ₂₂又は位相領域Ｒ₂₄に存在すれば−Ｗの相関値を出力する。位相検出回路２４は相関値の正負により位相領域を識別すれば、重みセレクタ２２ｄに次の重みパターンの選択を指示する。以後、同様の動作を繰り返し、最終的に符号位相が属する領域を特定する。

（Ｂ）ＤＬＬ回路
（ａ）ＤＬＬ回路の第１実施例
図１１は本発明のＤＬＬ回路の第１実施例である。図中、５１はＭ系列としてのＰＮ系列（参照拡散符号）を循環的に発生するＰＮ系列発生器で、ＰＮ系列の符号長はＮチップ、チップ幅はＴc、ＰＮ系列の符号周期（Ｎ・Ｔc）は１シンボル期間Ｔに等しい。５２は位相シフトした複数（４個の）の参照拡散符号列Ａ₁〜Ａ₄に重み付けを行って合成する合成符号生成部、５３は合成拡散符号Ａと受信拡散符号Ｂを１チップ毎に乗算する乗算器、５４は乗算器出力にフィルタ処理を施すフィルタ、５５は電圧制御発振器（ＶＣＯ）で、フィルタ出力に基づいてクロック周波数（チップ周波数）を可変して、参照拡散符号と受信拡散符号の位相を同期させるものである。

合成符号生成部５２において、５２ａは位相シフト回路、５２ｂは重み付け部、５２ｃは合成部である。位相シフト回路５２ａは参照拡散符号であるＰＮ系列を１チップ周期Ｔcづつ順次遅延する遅延素子Ｄ₁〜Ｄ₃を備え、重み付け部５２ｂは位相シフト回路から出力する第１〜第４参照拡散符号Ａ₁〜Ａ₄に重みｗ₁〜ｗ₄（ｗ₁＝1.0, ｗ₂= 0.5, ｗ₃＝-0.5, ｗ₄＝−1.0）を付加する乗算回路ＭＰ₁〜ＭＰ₄を備え、合成部５２ｃは重み付けされた第１〜第４参照拡散符号を合成して合成拡散符号Ａを出力する。乗算器５３とフィルタ５４は合成拡散符号Ａを構成する各参照拡散符号Ａ₁〜Ａ₄と受信拡散符号Ｂとの相関を同時に算出し、算出結果を合成して出力する機能を備えている。、すなわち、(1) 第１の参照拡散符号Ａ₁と受信拡散符号との相関、(2) 第２の参照拡散符号Ａ₂と受信拡散符号との相関、(3) 第３の参照拡散符号Ａ₃と受信拡散符号との相関、(4) 第４の参照拡散符号Ａ₄と受信拡散符号との相関をそれぞれ演算し、合成して出力するものである。従って、受信拡散符号Ｂの位相が第１〜第４の参照拡散符号Ａ₁〜Ａ₄のそれぞれと一致すると、フィルタ５４は図１２に示す位相で相関値Ｃ₁〜Ｃ₄が出力し、トータル的に図１３に示すＳカーブ特性を有する信号を出力する。このＳカーブより明らかなように位相同期捕捉範囲（ロックレンジ）は−３Ｔc／２〜３Ｔc／２の３チップ期間に拡大する。

電圧制御発振器５５は、ローパスフィルタ出力に基づいて位相差τが０となるようにクロック周波数を制御する。例えば、参照拡散符号の位相が受信拡散符号に対して進めばクロック周波数を小さくして位相差τが０となるように制御し、又、参照拡散符号の位相が受信拡散符号列に対して遅れればクロック周波数を高くして位相差τが０となるように制御する。図１１のＤＬＬ回路によれば、図２３の従来のＤＬＬ回路に比べてロックレンジを３倍に拡大できる。

（ｂ）第１実施例の一般的構成
以上の第１実施例では、４つの位相遅延した参照拡散符号Ａ₁〜Ａ₄に重みｗ₁〜ｗ₄を付けて合成し、合成拡散符号と受信拡散符号の相関を演算した場合である。この考えを拡張してＭ個の位相遅延した参照拡散符号Ａ₁〜Ａ_Mに重みｗ₁〜ｗ_Mを付けて合成し、合成拡散符号と受信拡散符号の相関を演算するように構成すれば、ロックレンジが（Ｍ−１）倍に拡大できる。
図１４は第１実施例のＤＬＬ回路の一般的構成図であり、図１１の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。５１はＰＮ系列発生器、５２は合成符号生成部、５３は乗算器、５４は位相差検出回路、５５はチップ周波数のクロックを出力する発振器である。合成符号生成部５２において、５２ａは位相シフト回路、５２ｂは重み付け部、５２ｃは合成部である。位相シフト回路５２ａはＰＮ系列（参照拡散符号）を１チップ周期Ｔcづつ順次遅延するＭ個の遅延素子Ｄ₁〜Ｄ_Mを備え、重み付け部５２ｂは位相シフト回路から出力する第１〜第Ｍの参照符号列Ａ１〜Ａ_Mに重みｗ₁〜ｗ_Mを付加する乗算回路ＭＰ₁〜ＭＰ_Mを備え、合成部５２ｃは重み付けされた第１〜第Ｍの参照符号を合成して合成拡散符号Ａを出力する。

重みｗ₁〜ｗ_Mは次のように決定する。すなわち、順次位相シフトしたＭ個の参照拡散符号の前半のＭ／２個の参照拡散符号の重みを正とすると共にその重み量を順次小さくし、後半のＭ／２個の参照拡散符号の重みを負とすると共にその重み量を順次大きくする。例えば、Ｍ＝Ｎの時、ｗ₁=N/2, ｗ₂=(N/2)-1， ｗ₃=(N/2)-2,・・・ｗ_N/2=1， ｗ_(N/2)+1=-1,
ｗ_(N/2)+2=-2,・・・ｗ_N=-(N/2)とする。以上のように重み付けをすれば、合成符号生成部５２は符号位相がｉ・Ｔcにおいて次式
ｆ(i)＝Σj×PN(i+j) ただし、j=-N/2〜N/2 (7)
で示す合成参照符号ｆ(i)を出力する。

乗算器５３は合成参照符号ｆ(i)と受信拡散符号を１チップ毎に乗算し、フィルタ５４は乗算器出力にフィルタ処理を施して出力し、電圧制御発振器５５は、ローパスフィルタ出力に基づいて位相差τが０となるようにクロック周波数を制御する。このＤＬＬ回路において参照拡散符号をＰＮ９段(Ｎ＝512)とすると、図１５に示すＳカーブ特性を得ることができる。なお、図１５において、横軸は入力符号位相（位相差）、縦軸は正規化した出力レベルである。このＳカーブ特性より明らかなように、図１４のＤＬＬ回路によれば、符号の全位相に対してリニアな傾きの出力特性を得ることができ、初期同期捕捉が不要となる。

図１６はテーブルルックアップ形のＤＬＬ回路の構成例であり、５６はカウンタとＲＯＭテーブルを備え、(7)式に示す合成参照符号ｆ(i)を出力する合成符号生成部、５３は合成参照符号Ａ＝ｆ(i)と受信拡散符号Ｂを１チップ毎に乗算する乗算器、５４はフィルタ、５５は電圧制御発振器（ＶＣＯ）である。合成符号生成部５６において、５６ａは(7)式の合成拡散符号を記憶するＲＯＭテーブル、５６ｂはテーブルアドレスを発生するカウンタである。フィルタ出力に基づいて電圧制御発振器５５によりカウンタ５６ｂのクロックを制御することにより、受信拡散符号と参照拡散符号の位相を一致させることができる。ＲＯＭテーブル５６ａの内容は重み付けの方法によって様々なものが考えられ、(7)式によるテーブルを用いた場合のＳカーブ特性は前述と同様に図１５のようになる。

（ｂ）ＤＬＬ回路の第２実施例
図１４に示す第１実施例のＤＬＬ回路によれば、Ｍを大きくするとロックレンジが拡大する利点はあるが、Ｓカーブの傾斜がゆるくなってループゲインが小さくなり、受信拡散符号と参照拡散符号の位相を一致させるまでに時間を要し、しかも、外乱に対して位相が変動しやすい。一方、Ｍを小さくするとロックレンジが狭くなるが、Ｓカーブの傾斜が急峻になってループゲインを大きくでき、外乱に対して位相変動が少ない。
そこで、図１７（ａ）に示すように、最初Ｍを大きくして同期引込みを行い、ある程度同期引き込みを行った状態では、相関器の出力レベルが小さくなる。これを判定して図１７（ｂ）に示すようにＭを小さくし、より位相範囲を狭く設定した線形合成符号に切り換える。以後、同様に次第にＭが小さくなるように制御すれば（図１７（ｃ））、同期引込みを早めることができ、しかも、Ｓカーブの位相に対する傾斜を急峻できるため、ループゲインを高くすることができ、ＤＬＬ回路の特性を改善できる。

図１８はＤＬＬ回路の第２実施例の構成図であり、図１４と同一部分には同一符号を付している。図中、５１はＰＮ発生器、５２₁〜５２_Nは合成符号生成部で、それぞれ例えばＭ＝２，Ｍ＝４，・・・、Ｍ＝Ｎの場合の合成拡散符号を発生するもの、５３は合成拡散符号Ａと受信拡散符号Ｂを１チップ毎に乗算する乗算器、５４はフィルタ、５５は電圧制御発振器、６１はある程度同期引き込みが行われてローパス出力が設定レベル以下になった状態を検出する状態検出部、６２はローパス出力が設定レベル以下になったとき、Ｍが少ない次の合成拡散符号を選択して出力するセレクタである。

合成符号生成部５２_Nは図１４におけるＭをＭ＝Ｎとした場合の構成を備えている。重みｗ₁〜ｗ_Nは図１４の場合と同様に決定する。すなわち、位相シフトしたＮ個の参照拡散符号の位相差が小さな前半のＮ／２個の参照拡散符号の重みを正とすると共にその重み量を順次小さくし、後半の位相差が大きいＮ／２個の参照拡散符号の重みを負とすると共にその重み量を順次大きくする。合成符号生成部５２₂は図１１に示す第１実施例における合成符号生成部と同一の構成を備え、合成符号生成部５２₁は図２５（ｂ）に示すロックレンジが１チップ周期Ｔcの従来の合成符号生成部と同一の構成を備えている。

最初、セレクタ６２はＭ＝Ｎの合成符号生成部５２_Nより出力する合成参照符号を出力して同期引込みを行う。乗算器５３は合成拡散符号と受信拡散符号を１チップ毎に乗算し、フィルタ５４は相関器出力にフィルタリング処理を施して出力し、電圧制御発振器５５は、ローパスフィルタ出力に基づいて位相差τが０となるようにクロック周波数を制御する。この結果、ある程度同期引き込みが行われてフィルタ出力が小さくなると状態検出部６１はセレクタ６２に次の合成拡散符号の選択を指示する。これにより、セレクタ６２はＭ＝Ｎ／２の合成拡散符号を出力して同期引込みを行う。以後、同様に次第にＭが小さくなるように制御すれば、最終的に１チップ期間内の同期引込みが完了する。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。

以上本発明によれば、位相シフトした複数の参照拡散符号に重み付けを行って合成した合成拡散符号を用いて位相検出を行い、該位相検出結果に基づいて参照拡散符号の位相を制御するようにしたから、ＤＬＬの位相同期捕捉範囲を符号長Ｎチップまで拡大でき初期同期引込みをはやめることができる。又、本発明によれば、ＤＬＬがある程度同期引込みを行った状態では、相関器の出力レベルが小さくなるから、これを判定してより位相範囲を狭く設定した合成拡散符号に切り換えるようにしたから、Ｓカーブの位相に対する傾斜を急峻でき、従ってＤＬＬのループゲインを高くでき、位相制御特性を改善できる。

本発明の相関器の第１実施例である。 第１実施例の動作説明図である。 第１実施例の相関器の一般的構成例である。 本発明の相関器の第２実施例である。 第２実施例の相関器の説明図である。 相関検出器出力の例である。 第３実施例の相関器の説明図である。 本発明の相関器の第３実施例である。 第４実施例の相関器の原理説明図である。 本発明の相関器の第４実施例である。 本発明のＤＬＬの第１実施例である。 相関器２３の出力波形である。 フィルタの出力特性である。 第１実施例のＤＬＬの一般的構成例である。 ＤＬＬのＳカーブである。 テーブルルックアップ形ＤＬＬの構成図である。 第２実施例のＤＬＬの説明図である。 本発明のＤＬＬの第２実施例である。 移動局の受信装置の構成図である。 相関器による拡散開始タイミング決定の説明図である。 マッチトフィルタの構成図である。 スライディング相関器の構成図である。 従来のＤＬＬの構成図である。 ＤＬＬのＳカーブ説明図である。 従来のＤＬＬの別の構成図である。

符号の説明

５１ ＰＮ発生器
５２₁〜５２_N 合成符号生成部
５３ 合成拡散符号Ａと受信拡散符号Ｂを１チップ毎に乗算する乗算器
５４ フィルタ
５５ 電圧制御発振器
６１ 状態検出部
６２ 次の合成拡散符号を選択して出力するセレクタ

Claims (1)

1. 受信したスペクトル拡散信号に含まれる受信拡散符号と参照拡散符号間の位相同期を維持する遅延ロックループ回路において、
   参照拡散符号を発生する参照拡散符号発生器、
   位相シフトした複数の参照拡散符号に重み付けを行って合成する合成手段、
   合成手段より得られる合成拡散符号を用いて位相検出を行う演算手段、
   演算結果に基づいて参照拡散符号の位相を制御する位相制御手段、
   を備え、前記合成手段は、順次位相シフトした２ｎ（ｎは正整数）個の参照拡散符号のうち位相シフト量が小さい前半のｎ個の参照拡散符号の重みを正とすると共にその重み量を順次小さくし、位相シフト量が大きい後半のｎ個の参照拡散符号の重みを負とすると共にその重み量を順次大きくして合成拡散符号を生成し、かつ、前記ｎの数が異なる複数組の重みを用意し、ｎの数が大きな組の重みを用いて前記合成拡散符号を出力し、前記演算手段の出力が設定レベル以下になる毎にｎの数が小さな重み用いて合成拡散符号を出力することを特徴とする遅延ロックループ回路。

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