JP2780918B2 - 複数個のアンテナを有する送信器で信号を送信する方法 - Google Patents
複数個のアンテナを有する送信器で信号を送信する方法Info
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- JP2780918B2 JP2780918B2 JP5349149A JP34914993A JP2780918B2 JP 2780918 B2 JP2780918 B2 JP 2780918B2 JP 5349149 A JP5349149 A JP 5349149A JP 34914993 A JP34914993 A JP 34914993A JP 2780918 B2 JP2780918 B2 JP 2780918B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
- H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、直接シーケンス符号
分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）等の直接シーケンス拡
散(spread)スペクトル（ＤＳＳＳ）無線通信システムに
関する。
分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）等の直接シーケンス拡
散(spread)スペクトル（ＤＳＳＳ）無線通信システムに
関する。
【０００２】
【従来の技術】セルラ無線システムにおいて、各セル
は、一つの基地局と複数の移動ユーザとを含むローカル
な地理的領域である。基地局は、その一つの機能とし
て、移動ユーザが他の位置にある移動ユーザと通信でき
るよう中継する。従って、例えば、基地局は、一つの移
動ユーザの通信を、同じセル内の他の移動ユーザに、ま
たは他のセル内の移動ユーザと接続するために他の基地
局に、または通常の公衆交換電話ネットワークに、それ
ぞれ結合する。このようにして、移動ユーザは、アドレ
ス可能な他のすべてのユーザに情報を送り、またそこか
ら情報を受け取ることができる。
は、一つの基地局と複数の移動ユーザとを含むローカル
な地理的領域である。基地局は、その一つの機能とし
て、移動ユーザが他の位置にある移動ユーザと通信でき
るよう中継する。従って、例えば、基地局は、一つの移
動ユーザの通信を、同じセル内の他の移動ユーザに、ま
たは他のセル内の移動ユーザと接続するために他の基地
局に、または通常の公衆交換電話ネットワークに、それ
ぞれ結合する。このようにして、移動ユーザは、アドレ
ス可能な他のすべてのユーザに情報を送り、またそこか
ら情報を受け取ることができる。
【０００３】直接シーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−
ＣＤＭＡ）等の直接シーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳ
Ｓ）システムは、例えばデジタルセルラ等のパーソナル
通信分野において広く注目を集めている。ＤＳ−ＣＤＭ
Ａ通信システムにおいては、すべてのユーザにより、時
間ドメイン及び周波数ドメインの両方が同時に分割共有
（シェア）されている。この分割共有は、時分割多元接
続（ＴＤＭＡ）システム及び周波数分割多元接続（ＦＤ
ＭＡ）システムとは区別すべきものである。（ＴＤＭＡ
及びＦＤＭＡは、多数のユーザの通信を、各ユーザごと
に、それぞれ単一の時間スロットまたは単一の周波数帯
を使用して行うものである。）
ＣＤＭＡ）等の直接シーケンス拡散スペクトル（ＤＳＳ
Ｓ）システムは、例えばデジタルセルラ等のパーソナル
通信分野において広く注目を集めている。ＤＳ−ＣＤＭ
Ａ通信システムにおいては、すべてのユーザにより、時
間ドメイン及び周波数ドメインの両方が同時に分割共有
（シェア）されている。この分割共有は、時分割多元接
続（ＴＤＭＡ）システム及び周波数分割多元接続（ＦＤ
ＭＡ）システムとは区別すべきものである。（ＴＤＭＡ
及びＦＤＭＡは、多数のユーザの通信を、各ユーザごと
に、それぞれ単一の時間スロットまたは単一の周波数帯
を使用して行うものである。）
【０００４】基地局は、異なるユーザに別々の情報信号
を、単一の周波数帯を使用して同時に送信する。同時に
送信された個々の情報信号は、各受信ユーザにより分離
される。これは、その基地局がその情報信号を送信する
ときに特有のシグナチャシーケンス（signature sequen
ces）を使用するからである。基地局は送信する前に、
各情報信号に、その信号を受信すべきユーザに割り当て
られたシグナチャシーケンスを乗算する。
を、単一の周波数帯を使用して同時に送信する。同時に
送信された個々の情報信号は、各受信ユーザにより分離
される。これは、その基地局がその情報信号を送信する
ときに特有のシグナチャシーケンス（signature sequen
ces）を使用するからである。基地局は送信する前に、
各情報信号に、その信号を受信すべきユーザに割り当て
られたシグナチャシーケンスを乗算する。
【０００５】ある周波数帯内で同時に送信される信号の
中から一つの信号を回復するために、受信する移動ユー
ザは、受信した信号（送信されたすべての信号を含んで
いる）に、その受信ユーザ自身に固有のシグナチャシー
ケンスを乗算し、その結果を統合（インテグレート）す
る。このようにして、そのユーザは自分に宛てた信号を
他のユーザに宛てた信号から区別して認識する。
中から一つの信号を回復するために、受信する移動ユー
ザは、受信した信号（送信されたすべての信号を含んで
いる）に、その受信ユーザ自身に固有のシグナチャシー
ケンスを乗算し、その結果を統合（インテグレート）す
る。このようにして、そのユーザは自分に宛てた信号を
他のユーザに宛てた信号から区別して認識する。
【０００６】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムなどの無線通信シ
ステムにおいて、情報信号は、数本の独立経路（パス）
を有する一つのチャネルを経て送信器から受信器に通信
される。これらのパスはマルチパスといわれる。マルチ
パスのそれぞれは、情報信号が送信器と受信器との間を
伝搬する異なるルートを表す。このようなルートすなわ
ちマルチパスを通じて通信される情報信号は、一つの受
信器から見れば、各マルチパスそれぞれに一つずつの信
号が対応する複数のマルチパス信号のようにみえる。
ステムにおいて、情報信号は、数本の独立経路（パス）
を有する一つのチャネルを経て送信器から受信器に通信
される。これらのパスはマルチパスといわれる。マルチ
パスのそれぞれは、情報信号が送信器と受信器との間を
伝搬する異なるルートを表す。このようなルートすなわ
ちマルチパスを通じて通信される情報信号は、一つの受
信器から見れば、各マルチパスそれぞれに一つずつの信
号が対応する複数のマルチパス信号のようにみえる。
【０００７】一般に、一つの送信器から送られ、一つの
通信チャネルの異なるマルチパスを通じて受信される信
号の振幅及び位相は、互いに独立である。マルチパスの
加算の複雑さゆえに、受信された信号の強度は、非常に
小さい値からかなり大きな値までの間で変化する。マル
チパス信号の複雑な加算による受信信号強度の変動の現
象はフェージングとして知られている。フェージング環
境において、非常に低い信号強度の点すなわち「深いフ
ェード」は、ほぼ波長の半分ごとの間隔で生ずる。
通信チャネルの異なるマルチパスを通じて受信される信
号の振幅及び位相は、互いに独立である。マルチパスの
加算の複雑さゆえに、受信された信号の強度は、非常に
小さい値からかなり大きな値までの間で変化する。マル
チパス信号の複雑な加算による受信信号強度の変動の現
象はフェージングとして知られている。フェージング環
境において、非常に低い信号強度の点すなわち「深いフ
ェード」は、ほぼ波長の半分ごとの間隔で生ずる。
【０００８】無線通信システムでみられるマルチパス
は、振幅減衰や位相シフト等の一定の特性により記述で
きる。例えば、ＤＳ−ＣＤＭＡチャネルの複数のマルチ
パスは、送信器から受信器に通信される情報信号に異な
る振幅減衰及び異なる位相シフトを与えることがある。
これらの振幅及び位相の異なる特性は、例えば、送信器
と受信器の間の相対的な動きにより、または送信器また
は受信器の移動による局所的な地理的条件の変化により
変動する。マルチパス特性の変動により、受信器側は、
時間とともにフェード（減衰）する信号を受けることが
ある。このフェージングは、時間により振幅及び位相が
変動するマルチパス信号の複雑な加算の現れである。
は、振幅減衰や位相シフト等の一定の特性により記述で
きる。例えば、ＤＳ−ＣＤＭＡチャネルの複数のマルチ
パスは、送信器から受信器に通信される情報信号に異な
る振幅減衰及び異なる位相シフトを与えることがある。
これらの振幅及び位相の異なる特性は、例えば、送信器
と受信器の間の相対的な動きにより、または送信器また
は受信器の移動による局所的な地理的条件の変化により
変動する。マルチパス特性の変動により、受信器側は、
時間とともにフェード（減衰）する信号を受けることが
ある。このフェージングは、時間により振幅及び位相が
変動するマルチパス信号の複雑な加算の現れである。
【０００９】ＤＳ−ＣＤＭＡのマルチパスの特性がゆっ
くり変動する場合、深いフェードを受けている受信器
は、長時間にわたって弱い信号を観測することがある。
長時間のフェードは、例えば宅内ラジオシステムでは、
しばしばありうる。宅内ラジオシステムでは、受信器と
送信器の間の相対的移動はゆっくりかまたは移動が全く
ない（しばしば、これら二つのうちの一方は移動しない
基地局であり、他方は人が手で持ち運ぶ移動機器であ
る）。深いフェードの持続時間は、通信されている情報
のシンボルの持続時間に比べて長いので（長時間にわた
り受信信号強度が弱いために）、シンボルエラーの長時
間バーストが起こりうる。
くり変動する場合、深いフェードを受けている受信器
は、長時間にわたって弱い信号を観測することがある。
長時間のフェードは、例えば宅内ラジオシステムでは、
しばしばありうる。宅内ラジオシステムでは、受信器と
送信器の間の相対的移動はゆっくりかまたは移動が全く
ない（しばしば、これら二つのうちの一方は移動しない
基地局であり、他方は人が手で持ち運ぶ移動機器であ
る）。深いフェードの持続時間は、通信されている情報
のシンボルの持続時間に比べて長いので（長時間にわた
り受信信号強度が弱いために）、シンボルエラーの長時
間バーストが起こりうる。
【００１０】フェージングの有害な影響を回避または緩
和するために、ダイバーシティ（diversity）を起こさ
せる技術を適用することができる。ここでダイバーシテ
ィとは、一般に、独立にフェージングする数個のチャネ
ルを通じて情報を受信することができる通信システムの
能力をいう。一般には、ダイバーシティ技術は、システ
ムの受信器がこれら独立にフェージングする複数のチャ
ネルから到達する信号を結合または選択（またはその両
方）をする能力を高め、それにより、通信情報の抽出を
可能ならしめる（または容易にする）ものである。
和するために、ダイバーシティ（diversity）を起こさ
せる技術を適用することができる。ここでダイバーシテ
ィとは、一般に、独立にフェージングする数個のチャネ
ルを通じて情報を受信することができる通信システムの
能力をいう。一般には、ダイバーシティ技術は、システ
ムの受信器がこれら独立にフェージングする複数のチャ
ネルから到達する信号を結合または選択（またはその両
方）をする能力を高め、それにより、通信情報の抽出を
可能ならしめる（または容易にする）ものである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上記
事情に鑑みて、ＤＳＳＳシステムにおけるフェージング
の有害な影響を緩和することにある。
事情に鑑みて、ＤＳＳＳシステムにおけるフェージング
の有害な影響を緩和することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、信号セグメン
トを有する第１の信号を受信器に向けて通信する、Ｍ
（複数）個のアンテナを有する直接シーケンス拡散スペ
クトル送信器動作方法において、ａ．第１の信号のＭ個
のコピーを作るステップと、ｂ．一つの信号コピーの一
つのセグメントについて、そのセグメントの複数のサブ
セグメントのそれぞれに異なる重みを付けるステップ
と、ｃ．Ｍ個の信号コピーについて、前記重み付き信号
コピーに基づいた信号を、異なるアンテナを用いて受信
器に向けて通信するステップと、を具備し、前記ｂステ
ップにおいて、セグメントについての異なる重みを付け
た信号のシーケンスは、他の信号コピーの同じセグメン
トの重み付けをする信号のシーケンスと異なる、ことを
特徴とする方法である。（請求項１）
トを有する第１の信号を受信器に向けて通信する、Ｍ
（複数）個のアンテナを有する直接シーケンス拡散スペ
クトル送信器動作方法において、ａ．第１の信号のＭ個
のコピーを作るステップと、ｂ．一つの信号コピーの一
つのセグメントについて、そのセグメントの複数のサブ
セグメントのそれぞれに異なる重みを付けるステップ
と、ｃ．Ｍ個の信号コピーについて、前記重み付き信号
コピーに基づいた信号を、異なるアンテナを用いて受信
器に向けて通信するステップと、を具備し、前記ｂステ
ップにおいて、セグメントについての異なる重みを付け
た信号のシーケンスは、他の信号コピーの同じセグメン
トの重み付けをする信号のシーケンスと異なる、ことを
特徴とする方法である。（請求項１）
【００１３】また、本発明の他の態様は、通信チャネル
から来る受信信号の内で、代表される少なくとも一つの
信号セグメント値を決定するための、直接シーケンス拡
散スペクトル受信器の使用方法において、受信信号は複
数のアンテナを使用して送信された信号を反映するもの
であり、前記使用方法は、１．受信信号の少なくとも一
つのコピーについて、ａ．受信信号のセグメントをデス
プレッドするステップと、ｂ．デスプレッドした信号セ
グメントの複数のサブセグメントを、各サブセグメント
に対応する通信チャネル特性の見積値を使用して復調す
るステップと、ｃ．復調した複数のサブセグメントの和
を反映する和信号を作るステップと、２．和信号に基づ
き、信号セグメント値を反映する信号を形成するステッ
プと、を具備することを特徴とする方法である。（請求
項１１）
から来る受信信号の内で、代表される少なくとも一つの
信号セグメント値を決定するための、直接シーケンス拡
散スペクトル受信器の使用方法において、受信信号は複
数のアンテナを使用して送信された信号を反映するもの
であり、前記使用方法は、１．受信信号の少なくとも一
つのコピーについて、ａ．受信信号のセグメントをデス
プレッドするステップと、ｂ．デスプレッドした信号セ
グメントの複数のサブセグメントを、各サブセグメント
に対応する通信チャネル特性の見積値を使用して復調す
るステップと、ｃ．復調した複数のサブセグメントの和
を反映する和信号を作るステップと、２．和信号に基づ
き、信号セグメント値を反映する信号を形成するステッ
プと、を具備することを特徴とする方法である。（請求
項１１）
【００１４】さらに本発明の他の態様は、通信チャネル
から来る受信信号の内で、代表される少なくとも一つの
信号セグメント値を決定するための、直接シーケンス拡
散スペクトル受信器の使用方法において、受信信号は複
数のアンテナを使用して送信された信号を反映するもの
であり、前記使用方法は、１．受信信号の少なくとも一
つのコピーについて、ａ．受信信号セグメントの複数の
サブセグメントを、各サブセグメントに対応する通信チ
ャネル特性の見積値を使用して復調するステップと、
ｂ．受信信号の複数の復調したサブセグメントをデスプ
レッドするステップと、ｃ．復調した複数のサブセグメ
ントの和を反映する和信号を作るステップと、２．和信
号に基づき、信号セグメント値を反映する信号を形成す
るステップと、を具備することを特徴とする方法であ
る。（請求項１６）
から来る受信信号の内で、代表される少なくとも一つの
信号セグメント値を決定するための、直接シーケンス拡
散スペクトル受信器の使用方法において、受信信号は複
数のアンテナを使用して送信された信号を反映するもの
であり、前記使用方法は、１．受信信号の少なくとも一
つのコピーについて、ａ．受信信号セグメントの複数の
サブセグメントを、各サブセグメントに対応する通信チ
ャネル特性の見積値を使用して復調するステップと、
ｂ．受信信号の複数の復調したサブセグメントをデスプ
レッドするステップと、ｃ．復調した複数のサブセグメ
ントの和を反映する和信号を作るステップと、２．和信
号に基づき、信号セグメント値を反映する信号を形成す
るステップと、を具備することを特徴とする方法であ
る。（請求項１６）
【００１５】
【作用】上記手段によれば、ＤＳＳＳシステムにおける
フェージングの有害な影響を緩和することができる。
フェージングの有害な影響を緩和することができる。
【００１６】
【実施例】Ａ．緒言 本発明の典型的な実施例は、無線ＤＳ−ＣＤＭＡ通信シ
ステムに関するもので、例えば、宅内ラジオ通信システ
ム、無線ローカルエリアネットワーク、セルラ電話シス
テム、パーソナル通信システム等に関する。このような
システムにおいては、基地局は、通常、一つまたは複数
の移動ユニットから送信される信号を受信するために複
数個（例、２個）のアンテナを使用する。この複数のア
ンテナは、基地局にスペース（空間）ダイバーシティと
して知られる一種のダイバーシティを提供する。
ステムに関するもので、例えば、宅内ラジオ通信システ
ム、無線ローカルエリアネットワーク、セルラ電話シス
テム、パーソナル通信システム等に関する。このような
システムにおいては、基地局は、通常、一つまたは複数
の移動ユニットから送信される信号を受信するために複
数個（例、２個）のアンテナを使用する。この複数のア
ンテナは、基地局にスペース（空間）ダイバーシティと
して知られる一種のダイバーシティを提供する。
【００１７】本発明によれば、基地局の複数のアンテナ
が、複数の信号を複数の移動ユニットに送信するのに使
用される。好ましくは、基地局で受信に使用されるのと
同じ複数のアンテナが、移動ユニットへの送信に利用さ
れる。各移動ユニットは、アンテナを一つだけ必要とし
ている。
が、複数の信号を複数の移動ユニットに送信するのに使
用される。好ましくは、基地局で受信に使用されるのと
同じ複数のアンテナが、移動ユニットへの送信に利用さ
れる。各移動ユニットは、アンテナを一つだけ必要とし
ている。
【００１８】１．ＤＳ−ＣＤＭＡ信号 図１は、ＤＳ−ＣＤＭＡ送信の基本的な信号の一組を示
す。図１（ｂ）の信号ａ（ｎ）は、上述の特定の受信器
に関するシグナチャシーケンス信号である。信号ａ
（ｎ）は、継続時間がＴcで大きさが±１の複数の矩形
パルス（またはチップ）からなる。ディスクリート（分
離）時間変数ｎはＴcインタバル（期間）のインデック
ス（指標）を表す（すなわち、ｎはそのチップレートに
おけるサンプリング時間である）。
す。図１（ｂ）の信号ａ（ｎ）は、上述の特定の受信器
に関するシグナチャシーケンス信号である。信号ａ
（ｎ）は、継続時間がＴcで大きさが±１の複数の矩形
パルス（またはチップ）からなる。ディスクリート（分
離）時間変数ｎはＴcインタバル（期間）のインデック
ス（指標）を表す（すなわち、ｎはそのチップレートに
おけるサンプリング時間である）。
【００１９】図１（ａ）の信号ｂ（ｎ）は、受信器に通
信されるべき信号（すなわち情報信号）である。信号ｂ
（ｎ）の各ビットの継続時間はＴで、インデックスをｉ
とする。図１（ｂ）に示すように、期間Ｔの中に、継続
時間Ｔcの期間がＮ個含まれている（すなわち、Ｎ＝Ｔ
／Ｔc）。
信されるべき信号（すなわち情報信号）である。信号ｂ
（ｎ）の各ビットの継続時間はＴで、インデックスをｉ
とする。図１（ｂ）に示すように、期間Ｔの中に、継続
時間Ｔcの期間がＮ個含まれている（すなわち、Ｎ＝Ｔ
／Ｔc）。
【００２０】これら二つの信号の積ａ（ｎ）ｂ（ｎ）
は、図１（ｃ）に示す拡散スペクトル信号である。図１
（ｃ）に示すように、拡散スペクトル信号の初めのＮ個
のチップは、信号ａ（ｎ）の初めのＮ個のチップと同じ
である。これは、０≦ｎ≦Ｎ−１において信号ｂ（ｎ）
＝１だからである。さらに、Ｎ≦ｎ≦２Ｎ−１において
信号ｂ（ｎ）＝−１であることから、拡散スペクトル信
号の２番目のＮ個のチップは、信号ａ（ｎ）の２番目の
Ｎ個のチップと極性が逆である。このように、信号ｂ
（ｎ）が信号ａ（ｎ）を古典的な意味で変調する。
は、図１（ｃ）に示す拡散スペクトル信号である。図１
（ｃ）に示すように、拡散スペクトル信号の初めのＮ個
のチップは、信号ａ（ｎ）の初めのＮ個のチップと同じ
である。これは、０≦ｎ≦Ｎ−１において信号ｂ（ｎ）
＝１だからである。さらに、Ｎ≦ｎ≦２Ｎ−１において
信号ｂ（ｎ）＝−１であることから、拡散スペクトル信
号の２番目のＮ個のチップは、信号ａ（ｎ）の２番目の
Ｎ個のチップと極性が逆である。このように、信号ｂ
（ｎ）が信号ａ（ｎ）を古典的な意味で変調する。
【００２１】２．ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおけるフェ
ージング 図２は、宅内ラジオシステムを示す。基地局１は二つの
アンテナＴ1，Ｔ2を持ち、アンテナＴ1，Ｔ2から例えば
レーリフェージングチャネルを通じて移動受信器に向け
て送信する。ここに、レーリフェージングチャネルと
は、送信器と受信器の間の経路であって直接見えないも
のをいう。
ージング 図２は、宅内ラジオシステムを示す。基地局１は二つの
アンテナＴ1，Ｔ2を持ち、アンテナＴ1，Ｔ2から例えば
レーリフェージングチャネルを通じて移動受信器に向け
て送信する。ここに、レーリフェージングチャネルと
は、送信器と受信器の間の経路であって直接見えないも
のをいう。
【００２２】各アンテナＴ1，Ｔ2は拡散スペクトル信号
ｕ（ｎ）を送信し、これは、図１（ｃ）に示すスケール
された積ａ（ｎ）ｂ（ｎ）を反映する。信号ｕ（ｎ）の
各コピーはマルチパスを伝送されることから振幅及び位
相について独立の変化をする。この送信された信号に対
する振幅および位相の変化は、複素フェージング係数β
1（ｎ）として表される。ここにｌ（エル）（１≦ｌ≦
Ｌ）はマルチパスの識別インデックスである（図２では
Ｌ＝２である）。
ｕ（ｎ）を送信し、これは、図１（ｃ）に示すスケール
された積ａ（ｎ）ｂ（ｎ）を反映する。信号ｕ（ｎ）の
各コピーはマルチパスを伝送されることから振幅及び位
相について独立の変化をする。この送信された信号に対
する振幅および位相の変化は、複素フェージング係数β
1（ｎ）として表される。ここにｌ（エル）（１≦ｌ≦
Ｌ）はマルチパスの識別インデックスである（図２では
Ｌ＝２である）。
【００２３】受信器Ｒ1で受信される信号ｓ（ｎ）は送
信された複数の信号の和を反映する。
信された複数の信号の和を反映する。
【数１】 ここに、Ａは送信ゲイン係数、τ1は特定のマルチパス
に関する送信遅れ、ｖ（ｎ）はそのチャネルにより加え
られるガウスノイズである。
に関する送信遅れ、ｖ（ｎ）はそのチャネルにより加え
られるガウスノイズである。
【００２４】したがって、信号ｓ（ｎ）は受信されたフ
ェーザ（phasors）Ｓ1の和である。ここにＳ1は、 Ｓ1＝Ａβ1ａ（ｎ−τ1）ｂ（ｎ−τ1） である。
ェーザ（phasors）Ｓ1の和である。ここにＳ1は、 Ｓ1＝Ａβ1ａ（ｎ−τ1）ｂ（ｎ−τ1） である。
【００２５】図２の例では、信号Ｓ1，Ｓ2は、深いフェ
ードが起こる空間内特定点で受信される。この深いフェ
ードは、Ｓ1，Ｓ2の有害な干渉によるものである。信号
Ｓ1，Ｓ2は、例えばレーリ振幅と均一位相をもって独立
にかつ同一に分布する。フェーザＳ1，Ｓ2が通信される
チャネルの複素フェージング係数β1（ｎ），β2（ｎ）
はゆっくりと変化するので、図２の受信器Ｒ1で観測さ
れる深いフェードはほぼ定常的である。
ードが起こる空間内特定点で受信される。この深いフェ
ードは、Ｓ1，Ｓ2の有害な干渉によるものである。信号
Ｓ1，Ｓ2は、例えばレーリ振幅と均一位相をもって独立
にかつ同一に分布する。フェーザＳ1，Ｓ2が通信される
チャネルの複素フェージング係数β1（ｎ），β2（ｎ）
はゆっくりと変化するので、図２の受信器Ｒ1で観測さ
れる深いフェードはほぼ定常的である。
【００２６】図２の位置（ｂ）での深いフェードは、そ
れぞれのアンテナＴ2，Ｔ2からの受信信号エネルギが弱
いために生じる。このように、受信信号フェーザが有害
な配置になっていなくとも、受信器Ｒ2はフェードを経
験する。
れぞれのアンテナＴ2，Ｔ2からの受信信号エネルギが弱
いために生じる。このように、受信信号フェーザが有害
な配置になっていなくとも、受信器Ｒ2はフェードを経
験する。
【００２７】３．従来のＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおけ
る経路ダイバーシティ ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおけるフェージングの影
響を緩和するために用いられる方法の中に、経路ダイバ
ーシティ技術がある。ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける
経路ダイバーシティは、一つまたはそれ以上のマルチパ
スそれぞれによって起こる遅れ（何らかの基準、例えば
視線の経路における遅れとの比較において）を評価し、
受信器構造でこの遅れを利用して受信された複数のマル
チパス信号を分離（分解）するものである。一度分離さ
れた後は、通常の技術により最良のマルチパス信号を選
択（または複数のマルチパス信号を結合）して通信情報
を抽出することができる。
る経路ダイバーシティ ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおけるフェージングの影
響を緩和するために用いられる方法の中に、経路ダイバ
ーシティ技術がある。ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける
経路ダイバーシティは、一つまたはそれ以上のマルチパ
スそれぞれによって起こる遅れ（何らかの基準、例えば
視線の経路における遅れとの比較において）を評価し、
受信器構造でこの遅れを利用して受信された複数のマル
チパス信号を分離（分解）するものである。一度分離さ
れた後は、通常の技術により最良のマルチパス信号を選
択（または複数のマルチパス信号を結合）して通信情報
を抽出することができる。
【００２８】経路ダイバーシティを行うのによく使用さ
れる受信器構造として、「レーキ(RAKE)受信器」と呼ば
れるものが周知である。これについては、例えば、Ｐ．
Ｇ．グリーン・ジュニア（Green,Jr）の「マルチパスチ
ャネル用通信技術(A Communication Technique for Mul
tipath Channels)」46 Proc.Inst.Rad.Eng.555-70（195
8年3月）に記載されている。
れる受信器構造として、「レーキ(RAKE)受信器」と呼ば
れるものが周知である。これについては、例えば、Ｐ．
Ｇ．グリーン・ジュニア（Green,Jr）の「マルチパスチ
ャネル用通信技術(A Communication Technique for Mul
tipath Channels)」46 Proc.Inst.Rad.Eng.555-70（195
8年3月）に記載されている。
【００２９】従来のレーキ受信器で得られる経路ダイバ
ーシティにはたくさんの利点があるが、特定の場合、た
とえばある種の宅内ラジオ環境においては、ダイバーシ
ティの大きな利点が得られない。これは、これらの環境
では、ＤＳ−ＣＤＭＡチップインタバルの持続時間（例
えば１μｓ）に比べてマルチパス遅れの幅が小さい（２
００ないし３００ナノ秒のオーダ）からである。このた
め、マルチパス信号の分解をするためには遅れ値の情報
が不十分となる。したがって、このような従来のＤＳ−
ＣＤＭＡシステムでは、経路ダイバーシティは一般的に
は利用できない。
ーシティにはたくさんの利点があるが、特定の場合、た
とえばある種の宅内ラジオ環境においては、ダイバーシ
ティの大きな利点が得られない。これは、これらの環境
では、ＤＳ−ＣＤＭＡチップインタバルの持続時間（例
えば１μｓ）に比べてマルチパス遅れの幅が小さい（２
００ないし３００ナノ秒のオーダ）からである。このた
め、マルチパス信号の分解をするためには遅れ値の情報
が不十分となる。したがって、このような従来のＤＳ−
ＣＤＭＡシステムでは、経路ダイバーシティは一般的に
は利用できない。
【００３０】４．実施例の説明の緒言 本発明の実施例は、宅内ラジオ環境においても利用でき
る、ＤＳ−ＣＤＭＡシステム用ダイバーシティを提供す
る。
る、ＤＳ−ＣＤＭＡシステム用ダイバーシティを提供す
る。
【００３１】本発明に係る送信器の実施例では、アンテ
ナＴ1，Ｔ2から送信される信号ｕ1（ｎ），ｕ2（ｎ）そ
れぞれに、位相シフトそれぞれθ1（ｎ），θ2（ｎ）を
施す。これらの位相シフトは、各情報信号ビットに対応
するインタバル（期間）Ｔの一部の間だけ導入される。
これらの位相シフトは、信号フェーザＳ1，Ｓ2の相対位
置を再配置する効果を持つ。信号フェーザが、破壊的に
(destructively)加算するように置かれている場合、そ
の位相シフトは、その信号フェーザが建設的に(constru
ctively)加算するように信号位相角を変えるように働
く。この建設的な加算によりフェージングの影響が緩和
される。
ナＴ1，Ｔ2から送信される信号ｕ1（ｎ），ｕ2（ｎ）そ
れぞれに、位相シフトそれぞれθ1（ｎ），θ2（ｎ）を
施す。これらの位相シフトは、各情報信号ビットに対応
するインタバル（期間）Ｔの一部の間だけ導入される。
これらの位相シフトは、信号フェーザＳ1，Ｓ2の相対位
置を再配置する効果を持つ。信号フェーザが、破壊的に
(destructively)加算するように置かれている場合、そ
の位相シフトは、その信号フェーザが建設的に(constru
ctively)加算するように信号位相角を変えるように働
く。この建設的な加算によりフェージングの影響が緩和
される。
【００３２】図２に示す信号Ｓ1，Ｓ2の相対的角度位置
は、単にそのような信号がとる可能性のある角度位置の
例を示している。しかし、この図は信号Ｓ1，Ｓ2の位相
差がほぼπラジアンの場合であるので、ほぼ最悪の場合
となる。本発明のこの実施例は最悪ケースのシナリオを
緩和するものであるから、より厳しくないケースについ
ては当然にこの実施例で対応できる。
は、単にそのような信号がとる可能性のある角度位置の
例を示している。しかし、この図は信号Ｓ1，Ｓ2の位相
差がほぼπラジアンの場合であるので、ほぼ最悪の場合
となる。本発明のこの実施例は最悪ケースのシナリオを
緩和するものであるから、より厳しくないケースについ
ては当然にこの実施例で対応できる。
【００３３】図示された送信器の実施例の動作は、図３
の（ａ）及び（ｂ）を参照するとさらに理解できる。図
３（ａ）は、図２に示された状態の信号Ｓ1，Ｓ2を表
す。これらの信号の静的角度方向性の結果として、これ
らのフェーザの合計Ｓ（ｎ）の大きさＧ1は、それぞれ
の信号の大きさに比べて小さい。大きさＧ1は深いフェ
ードを示している。これらの信号が変化しないと仮定す
ると、与えられた情報ビット、例えばビットｂ（ｎ）
（ただし、０≦ｎ≦Ｎ−１、及びそのほか多数）は受信
されない可能性が高い。
の（ａ）及び（ｂ）を参照するとさらに理解できる。図
３（ａ）は、図２に示された状態の信号Ｓ1，Ｓ2を表
す。これらの信号の静的角度方向性の結果として、これ
らのフェーザの合計Ｓ（ｎ）の大きさＧ1は、それぞれ
の信号の大きさに比べて小さい。大きさＧ1は深いフェ
ードを示している。これらの信号が変化しないと仮定す
ると、与えられた情報ビット、例えばビットｂ（ｎ）
（ただし、０≦ｎ≦Ｎ−１、及びそのほか多数）は受信
されない可能性が高い。
【００３４】図３（ｂ）で、本発明により、第１半期の
ビットインタバルの間（すなわち０≦ｎ≦Ｎ／２ー１）
に、送信器１により信号ｕ2にπラジアンの位相シフト
が施される。この位相シフトにより、Ｓ1とＳ2の相対的
角配置は、受信器Ｒ1で破壊的干渉をする関係から建設
的干渉をする関係に変化する。同図に示すように、これ
らフェーザの和の大きさは、第１半期インタバルではＧ
2であり、第２半期インタバルではＧ1である。ビットイ
ンタバルの一部（すなわち時間セグメント）で大きさＧ
2が大きいことにより、受信器Ｒ1でそのビットを受信で
きる。
ビットインタバルの間（すなわち０≦ｎ≦Ｎ／２ー１）
に、送信器１により信号ｕ2にπラジアンの位相シフト
が施される。この位相シフトにより、Ｓ1とＳ2の相対的
角配置は、受信器Ｒ1で破壊的干渉をする関係から建設
的干渉をする関係に変化する。同図に示すように、これ
らフェーザの和の大きさは、第１半期インタバルではＧ
2であり、第２半期インタバルではＧ1である。ビットイ
ンタバルの一部（すなわち時間セグメント）で大きさＧ
2が大きいことにより、受信器Ｒ1でそのビットを受信で
きる。
【００３５】この実施例は、図２の（ｂ）に示す位置で
の深いフェードにも対処できる。必要なのは、受信した
信号強度に寄与するための追加の送信アンテナだけであ
る。以下に述べる実施例では送信アンテナの数を一般的
にＭとする。
の深いフェードにも対処できる。必要なのは、受信した
信号強度に寄与するための追加の送信アンテナだけであ
る。以下に述べる実施例では送信アンテナの数を一般的
にＭとする。
【００３６】５．ハードウェアの実施例 説明の明確化のために、ここに示す本発明の実施例は、
個別の機能ブロック（「プロセッサ」と呼ばれる機能ブ
ロックを含む。）からなる。これらのブロックが示す機
能は、共用または専用のハードウェア（ソフトウェアを
実行できるハードウェアを含む。）によって実現され
る。例えば図５に示す複数のプロセッサの機能は、一つ
の共用プロセッサによって実現される。（「プロセッ
サ」という言葉は、ソフトウェアを実行できるハードウ
ェアの意味に限定して解釈すべきでない。）
個別の機能ブロック（「プロセッサ」と呼ばれる機能ブ
ロックを含む。）からなる。これらのブロックが示す機
能は、共用または専用のハードウェア（ソフトウェアを
実行できるハードウェアを含む。）によって実現され
る。例えば図５に示す複数のプロセッサの機能は、一つ
の共用プロセッサによって実現される。（「プロセッ
サ」という言葉は、ソフトウェアを実行できるハードウ
ェアの意味に限定して解釈すべきでない。）
【００３７】実施例としては、例えば、ＡＴ＆ＴＤＳＰ
１６またはＤＳＰ３２Ｃ等のデジタル信号プロセッサ
（ＤＳＰ）ハードウェア、後述の動作を行わせるソフト
ウェアを収容する読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、およ
びＤＳＰ結果を収容するランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）等を含む。ＶＬＳＩ（very large scale integrati
on）ハードウェアの実施例や、汎用ＤＳＰと組み合わせ
たカスタムＶＬＳＩ回路も可能である。
１６またはＤＳＰ３２Ｃ等のデジタル信号プロセッサ
（ＤＳＰ）ハードウェア、後述の動作を行わせるソフト
ウェアを収容する読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、およ
びＤＳＰ結果を収容するランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）等を含む。ＶＬＳＩ（very large scale integrati
on）ハードウェアの実施例や、汎用ＤＳＰと組み合わせ
たカスタムＶＬＳＩ回路も可能である。
【００３８】Ｂ．送信器の実施例 図４は、本発明による送信器の実施例を示す。送信器
は、受信器に向けて送信すべき信号ｂ（ｎ）を受信す
る。信号ｂ（ｎ）は、信号発生器１２から供給されるシ
グナチャシーケンスａ（ｎ）を乗算することで、従来の
ＤＳ−ＣＤＭＡシステムの意味で「拡散」される。この
乗算は乗算器回路１０で演算される。この乗算の結果
は、積ａ（ｎ）ｂ（ｎ）を反映する拡散スペクトル信号
である。この拡散スペクトル信号は、Ｍ個の送信回路ア
ンテナ分岐に、平行に供給される。そのようなアンテナ
分岐のそれぞれは、乗算器回路１５と、信号発生器１７
と、従来型送信回路２０と、アンテナ２５とを有してい
る。
は、受信器に向けて送信すべき信号ｂ（ｎ）を受信す
る。信号ｂ（ｎ）は、信号発生器１２から供給されるシ
グナチャシーケンスａ（ｎ）を乗算することで、従来の
ＤＳ−ＣＤＭＡシステムの意味で「拡散」される。この
乗算は乗算器回路１０で演算される。この乗算の結果
は、積ａ（ｎ）ｂ（ｎ）を反映する拡散スペクトル信号
である。この拡散スペクトル信号は、Ｍ個の送信回路ア
ンテナ分岐に、平行に供給される。そのようなアンテナ
分岐のそれぞれは、乗算器回路１５と、信号発生器１７
と、従来型送信回路２０と、アンテナ２５とを有してい
る。
【００３９】各アンテナ分岐の乗算器回路１５は、拡散
スペクトル信号に、数式（２）で与えられる異なる時間
変化信号ｐm（ｎ）を適用する。すなわち拡散スペクト
ル信号に信号ｐnの重み付けをする。
スペクトル信号に、数式（２）で与えられる異なる時間
変化信号ｐm（ｎ）を適用する。すなわち拡散スペクト
ル信号に信号ｐnの重み付けをする。
【数２】 ここに、ｍはアンテナ分岐のインデックス、Ａm（ｎ）
は信号振幅、θm（ｎ）は信号の位相である。信号ｐ
m（ｎ）は信号発生器１７で発生される。
は信号振幅、θm（ｎ）は信号の位相である。信号ｐ
m（ｎ）は信号発生器１７で発生される。
【００４０】信号ｐm（ｎ）の振幅Ａm（ｎ）は数式
（３）で与えられる。
（３）で与えられる。
【数３】 信号ｐm（ｎ）の位相θm（ｎ）は数式（４）で与えられ
る。
る。
【数４】 ここに、ｍはアンテナ分岐のインデックス、ｍ’＝１，
２，…，Ｍは拡散スペクトル信号の各セグメントの中の
均等長さの部分（すなわちサブセグメント）のインデッ
クスである。
２，…，Ｍは拡散スペクトル信号の各セグメントの中の
均等長さの部分（すなわちサブセグメント）のインデッ
クスである。
【００４１】かかるセグメントのそれぞれは、長さＴの
インタバルであり、一つのビットｂ（ｎ）に関係づけら
れる。均等長さのサブセグメントは数式（５）で与えら
れる。
インタバルであり、一つのビットｂ（ｎ）に関係づけら
れる。均等長さのサブセグメントは数式（５）で与えら
れる。
【数５】 ここに、ｉは信号ｂ（ｎ）で表されるビットのインデッ
クスである。したがって、この実施例は、ビットｂ
（ｎ）に関する拡散スペクトル信号の各サブセグメント
に、異なる位相シフトθm（ｎ）と共通のゲインＡ
m（ｎ）を施す。ＮがＭの整数倍でない場合は、サブセ
グメントの長さはできるだけ等しくするべきである。
クスである。したがって、この実施例は、ビットｂ
（ｎ）に関する拡散スペクトル信号の各サブセグメント
に、異なる位相シフトθm（ｎ）と共通のゲインＡ
m（ｎ）を施す。ＮがＭの整数倍でない場合は、サブセ
グメントの長さはできるだけ等しくするべきである。
【００４２】信号発生器１７および乗算器回路１５の作
用による位相シフトθm（ｎ）の適用は、図３（ｂ）に
示されている。上述のように、Ｍ＝２の場合、一つのビ
ットインタバルの初めの半分（ｍ’＝１）の間に、送信
された二つのフェーザのうちの一つに対して、πラジア
ンの位相シフトが適用される。二つの送信アンテナがあ
る場合（すなわちＭ＝２の場合）、第２のアンテナ分岐
内の拡散スペクトル信号に適用されるπラジアンの位相
シフトは、数式（４）に従って信号発生器１７により提
供される。したがって、たとえば、Ｍ＝２（アンテナ分
岐数が２）、ｍ＝２（二つの分岐のうちの２番目）、
ｍ’＝１（Ｍ＝２の等価なサブセグメントのうちの１番
目）のとき、ｐm（ｎ），θm（ｎ）の位相はπに等し
い。
用による位相シフトθm（ｎ）の適用は、図３（ｂ）に
示されている。上述のように、Ｍ＝２の場合、一つのビ
ットインタバルの初めの半分（ｍ’＝１）の間に、送信
された二つのフェーザのうちの一つに対して、πラジア
ンの位相シフトが適用される。二つの送信アンテナがあ
る場合（すなわちＭ＝２の場合）、第２のアンテナ分岐
内の拡散スペクトル信号に適用されるπラジアンの位相
シフトは、数式（４）に従って信号発生器１７により提
供される。したがって、たとえば、Ｍ＝２（アンテナ分
岐数が２）、ｍ＝２（二つの分岐のうちの２番目）、
ｍ’＝１（Ｍ＝２の等価なサブセグメントのうちの１番
目）のとき、ｐm（ｎ），θm（ｎ）の位相はπに等し
い。
【００４４】信号発生器１７は、数式（５）のｎで定義
されるサブセグメントに対して位相シフトθm（ｎ）を
適用する。したがって、たとえば、ｉ＝０（すなわちｂ
（ｎ）の最初のビット）を仮定し、Ｍ＝２，ｍ’＝１，
ｍ＝２を代入すると、数式（５）は、０≦ｎ≦Ｎ／２ー
１のように簡単化される。これは、ｂ（ｎ）の最初のビ
ットに対応するインタバルの最初の半分（すなわちサブ
セグメント）に相当する。このようにして、信号発生器
１７はｐm（ｎ）に、０≦ｎ≦Ｎ／２ー１で定義される
サブセグメントについて、θm（ｎ）＝πの位相シフト
を与える。
されるサブセグメントに対して位相シフトθm（ｎ）を
適用する。したがって、たとえば、ｉ＝０（すなわちｂ
（ｎ）の最初のビット）を仮定し、Ｍ＝２，ｍ’＝１，
ｍ＝２を代入すると、数式（５）は、０≦ｎ≦Ｎ／２ー
１のように簡単化される。これは、ｂ（ｎ）の最初のビ
ットに対応するインタバルの最初の半分（すなわちサブ
セグメント）に相当する。このようにして、信号発生器
１７はｐm（ｎ）に、０≦ｎ≦Ｎ／２ー１で定義される
サブセグメントについて、θm（ｎ）＝πの位相シフト
を与える。
【００４５】信号発生器１７は、数式（４）及び数式
（５）に従い、ｂ（ｎ）の最初のビットに対応する第２
半（ｍ’＝２）インタバルの間、第２のアンテナ分岐内
の拡散スペクトル信号に、ゼロの位相シフトを適用する
ように作用する。このゼロ位相シフトは、図３（ｂ）に
おいて、元の位置（図３（ａ）に示される）のフェーザ
Ｓ2として表されている。
（５）に従い、ｂ（ｎ）の最初のビットに対応する第２
半（ｍ’＝２）インタバルの間、第２のアンテナ分岐内
の拡散スペクトル信号に、ゼロの位相シフトを適用する
ように作用する。このゼロ位相シフトは、図３（ｂ）に
おいて、元の位置（図３（ａ）に示される）のフェーザ
Ｓ2として表されている。
【００４６】さらに、信号発生器１７は、第１のアンテ
ナ分岐内の拡散スペクトル信号に対しては、ｂ（ｎ）の
最初のビットに対応する第１及び第２半インタバル（両
方のサブセグメント）で、ゼロの位相シフトを適用す
る。これもまた、数式（４）及び数式（５）によってな
される。このゼロ位相シフトは、図３（ｂ）でフェーザ
Ｓ1が、両方の半ビットインタバルで元の位置（図３
（ａ）に示される）から変わらないことで表されてい
る。
ナ分岐内の拡散スペクトル信号に対しては、ｂ（ｎ）の
最初のビットに対応する第１及び第２半インタバル（両
方のサブセグメント）で、ゼロの位相シフトを適用す
る。これもまた、数式（４）及び数式（５）によってな
される。このゼロ位相シフトは、図３（ｂ）でフェーザ
Ｓ1が、両方の半ビットインタバルで元の位置（図３
（ａ）に示される）から変わらないことで表されてい
る。
【００４７】ビットインタバル（セグメント）の各サブ
セグメントに適用される異なる重み信号ｐm（ｎ）は、
重み信号シーケンス（一連の重み信号）を構成する。本
実施例の一つのアンテナ分岐によりあるビットインタバ
ルに適用される重み信号シーケンスは、その同じビット
インタバルにおいて、その実施例の他のどの分岐に適用
される重み信号シーケンスとも異なる。
セグメントに適用される異なる重み信号ｐm（ｎ）は、
重み信号シーケンス（一連の重み信号）を構成する。本
実施例の一つのアンテナ分岐によりあるビットインタバ
ルに適用される重み信号シーケンスは、その同じビット
インタバルにおいて、その実施例の他のどの分岐に適用
される重み信号シーケンスとも異なる。
【００４８】したがって、たとえば、図４の第１アンテ
ナ分岐により適用される位相シフトシーケンスは、上記
ビットインタバルのセグメントにおいて、（０ラジア
ン，０ラジアン）である。このシーケンスは、同じビッ
トインタバルのサブセグメントにおける第２のアンテナ
分岐により適用される位相シフトシーケンス（πラジア
ン，０ラジアン）と異なる。これは、それぞれのシーケ
ンスの１番目の位相シフトが同じでないからである。
ナ分岐により適用される位相シフトシーケンスは、上記
ビットインタバルのセグメントにおいて、（０ラジア
ン，０ラジアン）である。このシーケンスは、同じビッ
トインタバルのサブセグメントにおける第２のアンテナ
分岐により適用される位相シフトシーケンス（πラジア
ン，０ラジアン）と異なる。これは、それぞれのシーケ
ンスの１番目の位相シフトが同じでないからである。
【００４９】各アンテナ分岐１≦ｍ≦Ｍの乗算器回路１
５は、拡散スペクトル信号ａ（ｎ）ｂ（ｎ）と数式
（２）のｐm（ｎ）との乗算を行い、その積として信号
ｕm（ｎ）を算出する。各信号ｕm（ｎ）は、従来型送信
回路２０に供給される。送信回路２０は、なかんずく、
パルス波形成形、ＲＦ変調、およびアンテナ２５を通じ
て信号送信をする前処理としてのパワー増幅を行う。
５は、拡散スペクトル信号ａ（ｎ）ｂ（ｎ）と数式
（２）のｐm（ｎ）との乗算を行い、その積として信号
ｕm（ｎ）を算出する。各信号ｕm（ｎ）は、従来型送信
回路２０に供給される。送信回路２０は、なかんずく、
パルス波形成形、ＲＦ変調、およびアンテナ２５を通じ
て信号送信をする前処理としてのパワー増幅を行う。
【００５０】ここに記載された実施例の送信器を動作さ
せると、Ｍ個のアンテナ２５それぞれが、受信器に向け
て信号を送り出す。かかる信号それぞれは、拡散スペク
トル信号の異なる位相シフトを受けたものに基づく。
せると、Ｍ個のアンテナ２５それぞれが、受信器に向け
て信号を送り出す。かかる信号それぞれは、拡散スペク
トル信号の異なる位相シフトを受けたものに基づく。
【００５１】本発明による送信器では、アンテナ分岐の
数はいくつであってもよい。上記の数式（２）〜数式
（５）はその点を考慮して一般的に表現している。さら
に、反拡散（デスプレッディングdespreading）を構成
する動作手順、および反拡散・復調動作の手順も明かで
ある。本発明により、かかる動作の他の手順も実現でき
る。
数はいくつであってもよい。上記の数式（２）〜数式
（５）はその点を考慮して一般的に表現している。さら
に、反拡散（デスプレッディングdespreading）を構成
する動作手順、および反拡散・復調動作の手順も明かで
ある。本発明により、かかる動作の他の手順も実現でき
る。
【００５２】Ｃ．受信器の実施例 図５は、本発明に係るＤＳ−ＣＤＭＡレーキ（ＲＡＫ
Ｅ）受信器の実施例を示す。この受信器は、アンテナ５
０、従来型受信器回路５５、Ｌ’個のレーキ受信器分岐
（ただし、Ｌ’はマルチパスの数Ｌ以下の数）、加算回
路８０、および決定プロセッサ８５からなる。レーキ受
信器分岐は、インデックスｌ（エル）（ただし１≦ｌ
（エル）≦Ｌ’≦Ｌ）で示す。従来のレーキ受信器分岐
の場合と同様に、各受信器分岐は、一つの通信チャネル
の特定のマルチパスから信号を受信するように「調整
（チューニング）」されている。
Ｅ）受信器の実施例を示す。この受信器は、アンテナ５
０、従来型受信器回路５５、Ｌ’個のレーキ受信器分岐
（ただし、Ｌ’はマルチパスの数Ｌ以下の数）、加算回
路８０、および決定プロセッサ８５からなる。レーキ受
信器分岐は、インデックスｌ（エル）（ただし１≦ｌ
（エル）≦Ｌ’≦Ｌ）で示す。従来のレーキ受信器分岐
の場合と同様に、各受信器分岐は、一つの通信チャネル
の特定のマルチパスから信号を受信するように「調整
（チューニング）」されている。
【００５３】図５に示す受信器の実施例は、図４に示す
送信器から送信された信号を受信するのに使用できる。
送信アンテナの数Ｍ＝２、レーキ受信器の分岐数Ｌ’＝
２の場合、示された実施例の送信器及び受信器を組み合
わせて使用すると、ＭＬ’次（この場合４次）のダイバ
ーシティとなる。
送信器から送信された信号を受信するのに使用できる。
送信アンテナの数Ｍ＝２、レーキ受信器の分岐数Ｌ’＝
２の場合、示された実施例の送信器及び受信器を組み合
わせて使用すると、ＭＬ’次（この場合４次）のダイバ
ーシティとなる。
【００５４】各レーキ受信器分岐は、ＤＳ−ＣＤＭＡデ
スプレッダ(despreader)６０、復調器７０、および加算
メモリ７５からなる。受信器分岐の調整は、マルチパス
送信遅れτ1（デスプレッダ６０で使用される）および
マルチパス複素フェージング係数の共役複素数β
* 1（ｎ）（復調器７０で使用される）を従来と同様に見
積もることによって行うことができる。各デスプレッダ
６０は、乗算器回路６２、信号発生器６３及び加算プロ
セッサ６４からなる。復調器７０は復調プロセッサ７２
からなる。
スプレッダ(despreader)６０、復調器７０、および加算
メモリ７５からなる。受信器分岐の調整は、マルチパス
送信遅れτ1（デスプレッダ６０で使用される）および
マルチパス複素フェージング係数の共役複素数β
* 1（ｎ）（復調器７０で使用される）を従来と同様に見
積もることによって行うことができる。各デスプレッダ
６０は、乗算器回路６２、信号発生器６３及び加算プロ
セッサ６４からなる。復調器７０は復調プロセッサ７２
からなる。
【００５５】アンテナ５０は、送信器から送信されるマ
ルチパス信号を受信する。受信された信号ｒ（ｔ）は、
数式（１）をもとに上述したように、信号ｓ（ｎ）を生
成するべく、従来型受信器回路５５（例えば、低ノイズ
増幅器、ＲＦ／ＩＦバンドパスフィルタ、マッチフィル
タ等からなる）によって処理される。信号ｓ（ｎ）は、
Ｌ’個の各受信器分岐に供給される。
ルチパス信号を受信する。受信された信号ｒ（ｔ）は、
数式（１）をもとに上述したように、信号ｓ（ｎ）を生
成するべく、従来型受信器回路５５（例えば、低ノイズ
増幅器、ＲＦ／ＩＦバンドパスフィルタ、マッチフィル
タ等からなる）によって処理される。信号ｓ（ｎ）は、
Ｌ’個の各受信器分岐に供給される。
【００５６】乗算器回路６２は受信器回路５５からの信
号ｓ（ｎ）および信号発生器６３からのシグナチャ信号
の一つの遅れバージョンを受信する。信号発生器６３
は、そのシグナチャシーケンスに適用する遅れのほかは
どれも同じである。各遅れτ1は、ｌ（エル）番目のマ
ルチパスに関する送信遅れの見込み値である。この遅れ
は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステム向けの従来方法により信号
発生器６３によって決定される。これについては、例え
ば、ピックホルツ(Pickholtz)ら著「拡散スペクトル通
信の理論(Theory of Spread Spectrum Communication
s)」ーA Tutorial,Vol.COM-30,No.5,IEEE Transactions
on Comm.855,870-75（1982年５月）に記載がある。
号ｓ（ｎ）および信号発生器６３からのシグナチャ信号
の一つの遅れバージョンを受信する。信号発生器６３
は、そのシグナチャシーケンスに適用する遅れのほかは
どれも同じである。各遅れτ1は、ｌ（エル）番目のマ
ルチパスに関する送信遅れの見込み値である。この遅れ
は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステム向けの従来方法により信号
発生器６３によって決定される。これについては、例え
ば、ピックホルツ(Pickholtz)ら著「拡散スペクトル通
信の理論(Theory of Spread Spectrum Communication
s)」ーA Tutorial,Vol.COM-30,No.5,IEEE Transactions
on Comm.855,870-75（1982年５月）に記載がある。
【００５７】乗算器回路６２の出力は、加算プロセッサ
６４に供給される。受信される信号ｓ（ｎ）の各ビット
について、加算プロセッサ６４は、乗算器回路６２から
供給されるＭ個の信号ｓ（ｎ）ａ（ｎ−τ1）の和を計
算する。各計算は数式（６）による。
６４に供給される。受信される信号ｓ（ｎ）の各ビット
について、加算プロセッサ６４は、乗算器回路６２から
供給されるＭ個の信号ｓ（ｎ）ａ（ｎ−τ1）の和を計
算する。各計算は数式（６）による。
【数６】 ここに、ｉはｂ（ｎ）のｉ番目のビット、ｍ’はｉ番目
のビットインタバルの等長サブセグメントのインデック
ス、τlは従来技術により決定されるマルチパス送信遅
れである。
のビットインタバルの等長サブセグメントのインデック
ス、τlは従来技術により決定されるマルチパス送信遅
れである。
【００５８】ｂ（ｎ）の各ビットについて、加算プロセ
ッサ６４は、Ｍ個の出力信号ｙlm' i（ただし１≦ｍ’≦
Ｍ）を有するデスプレッド(despread)信号セグメントを
供給する。
ッサ６４は、Ｍ個の出力信号ｙlm' i（ただし１≦ｍ’≦
Ｍ）を有するデスプレッド(despread)信号セグメントを
供給する。
【００５９】したがって、たとえばＭ＝２の場合、加算
プロセッサ６４は二つの加算を行い、それぞれの和は、
ｉ番目のビットインタバルの２個（Ｍ＝２）の（インデ
ックスをｍ’とする）等長サブセグメントの内の１個に
ついてのものである。上記二つの加算は、数式（６）の
形式である。
プロセッサ６４は二つの加算を行い、それぞれの和は、
ｉ番目のビットインタバルの２個（Ｍ＝２）の（インデ
ックスをｍ’とする）等長サブセグメントの内の１個に
ついてのものである。上記二つの加算は、数式（６）の
形式である。
【数７】
【数８】
【００６０】したがって、加算プロセッサ６４はｉ番目
のビットインタバルのサブセグメントを別々に取り扱
う。これらのサブセグメントは送信器によって異なる位
相シフトを受けるからである。
のビットインタバルのサブセグメントを別々に取り扱
う。これらのサブセグメントは送信器によって異なる位
相シフトを受けるからである。
【００６１】加算プロセッサ６４から供給される、ｉ番
目のビット及びｌ（エル）番目のマルチパスについての
Ｍ個の出力信号ｙlm' iは、復調プロセッサ７２の入力と
して提供される。復調プロセッサ７２は、各信号ｙlm' i
に、ｌ（エル）番目のマルチパスについての共役複素フ
ェージング係数の見積値を乗算する。
目のビット及びｌ（エル）番目のマルチパスについての
Ｍ個の出力信号ｙlm' iは、復調プロセッサ７２の入力と
して提供される。復調プロセッサ７２は、各信号ｙlm' i
に、ｌ（エル）番目のマルチパスについての共役複素フ
ェージング係数の見積値を乗算する。
【００６２】従来のレーキ受信器では、ｌ（エル）番目
のマルチパスについての共役複素フェージング係数の見
積値は増分ビットごとに決定される。すなわち、ｉ番目
のビットについての共役複素フェージング係数の見積
は、ｉー１番目のビットについての共役複素フェージン
グ係数の見積に依存する。しかし、ｉ番目のビットイン
タバルの異なるセグメントで別々の位相シフトが（送信
器により）なされるために、この共役複素フェージング
係数の増分決定を修正する必要がある。この修正は、図
６により理解できる。
のマルチパスについての共役複素フェージング係数の見
積値は増分ビットごとに決定される。すなわち、ｉ番目
のビットについての共役複素フェージング係数の見積
は、ｉー１番目のビットについての共役複素フェージン
グ係数の見積に依存する。しかし、ｉ番目のビットイン
タバルの異なるセグメントで別々の位相シフトが（送信
器により）なされるために、この共役複素フェージング
係数の増分決定を修正する必要がある。この修正は、図
６により理解できる。
【００６３】図６に示すように、Ｍ＝２の場合、各ビッ
ト、たとえばｉ＝１は、２個の複素フェージング係数β
m'*（ｉＮ）（ただしＮ≦ｍ’≦Ｍ（＝２））に関係す
る。これら２個の係数の内、β2*（Ｎ）はすぐ前の係数
β1*（Ｎ）には依存せず、前のビットの２個のフェージ
ング係数の内の２番目の係数β2*（０）に依存する。こ
れは、両方の係数β2*（Ｎ）およびβ2*（０）がｍ’＝
２で規定されるビットインタバルサブセグメントに対応
しているからである。
ト、たとえばｉ＝１は、２個の複素フェージング係数β
m'*（ｉＮ）（ただしＮ≦ｍ’≦Ｍ（＝２））に関係す
る。これら２個の係数の内、β2*（Ｎ）はすぐ前の係数
β1*（Ｎ）には依存せず、前のビットの２個のフェージ
ング係数の内の２番目の係数β2*（０）に依存する。こ
れは、両方の係数β2*（Ｎ）およびβ2*（０）がｍ’＝
２で規定されるビットインタバルサブセグメントに対応
しているからである。
【００６４】この依存性については、図中、後の係数と
より前の係数とを結ぶ矢印で示す。この図からわかるよ
うに、あるビットのあるサブセグメントｍ’に関する係
数は、前のビットの同じサブセグメントの係数に依存す
る。従って、復調プロセッサ７２はＭ個の従来の係数見
積位相固定ループによって実現され、それぞれのループ
は次のビットインタバルの同じサブセグメントに関係す
る。
より前の係数とを結ぶ矢印で示す。この図からわかるよ
うに、あるビットのあるサブセグメントｍ’に関する係
数は、前のビットの同じサブセグメントの係数に依存す
る。従って、復調プロセッサ７２はＭ個の従来の係数見
積位相固定ループによって実現され、それぞれのループ
は次のビットインタバルの同じサブセグメントに関係す
る。
【００６５】これについては、ギトリン(Gitlin)ら著
「データ通信原理（Data Communications Principle
s)」403-32(1992)に記載がある。この実施例の受信器の
復調プロセッサ７２は、係数の位相だけを見積もればよ
い。これは、この実施例の送信器では、異なるアンテナ
から送信される複数の信号を異ならしめるために位相シ
フトだけを用いるからである。
「データ通信原理（Data Communications Principle
s)」403-32(1992)に記載がある。この実施例の受信器の
復調プロセッサ７２は、係数の位相だけを見積もればよ
い。これは、この実施例の送信器では、異なるアンテナ
から送信される複数の信号を異ならしめるために位相シ
フトだけを用いるからである。
【００６６】図５において、ｉ番目のビットについての
ｌ（エル）番目のマルチパス受信器分岐の復調プロセッ
サ７２の出力は、Ｍ個の信号の間、数式（９）で表され
る。
ｌ（エル）番目のマルチパス受信器分岐の復調プロセッ
サ７２の出力は、Ｍ個の信号の間、数式（９）で表され
る。
【数９】 ここにＭ個の信号はインデックスｍ’で表される。これ
らのＭ個の信号は、加算メモリ７５により収納され、そ
のまま加算される。加算メモリ７５は数式（１０）によ
り加算を行う。
らのＭ個の信号は、加算メモリ７５により収納され、そ
のまま加算される。加算メモリ７５は数式（１０）によ
り加算を行う。
【数１０】
【００６７】各受信器分岐の加算メモリ７５からの信号
ｚl iは加算回路８０により加算される。その結果は、各
受信されたビットｉを反映する信号ｚiである。信号ｚi
は従来型決定プロセッサ８５に供給され、決定プロセッ
サ８５は、ｚiに基づいて各ビットｂiにバイナリ値を割
り当てる。決定プロセッサ８５は、たとえば、ｚi≧０
のときにｂi＝１、ｚi＜０のときにｂi＝０というよう
なしきい値決定を行う。このようにして、バイナリ信号
ｂiは受信ビットストリームとなる。
ｚl iは加算回路８０により加算される。その結果は、各
受信されたビットｉを反映する信号ｚiである。信号ｚi
は従来型決定プロセッサ８５に供給され、決定プロセッ
サ８５は、ｚiに基づいて各ビットｂiにバイナリ値を割
り当てる。決定プロセッサ８５は、たとえば、ｚi≧０
のときにｂi＝１、ｚi＜０のときにｂi＝０というよう
なしきい値決定を行う。このようにして、バイナリ信号
ｂiは受信ビットストリームとなる。
【００６８】上述の送信器及び受信器の実施例は、バイ
ナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調方式に係る
ものである。しかし、他の変調方式、たとえばバイナリ
差分位相シフトキーイングも使用できる。
ナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調方式に係る
ものである。しかし、他の変調方式、たとえばバイナリ
差分位相シフトキーイングも使用できる。
【００６９】上述の送信器は、図７に示す従来型差分エ
ンコーダ１００の使用によりＤＰＳＫ変調をできるよう
になる。バイナリ信号ｄ（ｎ）のＤＰＳＫ変調のために
は、信号ｄ（ｎ）が、差分エンコーダ１００の従来型モ
ジュロ２（modulo-2）加算回路１１０に入力される。モ
ジュロ２加算回路１１０はまた、遅延要素１２０からの
入力も受信する。モジュロ２加算回路１１０からの出力
は、信号ｂ（ｎ）として送信器へ供給される。信号ｂ
（ｎ）はまた、遅延要素１２０を通じてモジュロ２加算
回路１１０にフィードバックされる。
ンコーダ１００の使用によりＤＰＳＫ変調をできるよう
になる。バイナリ信号ｄ（ｎ）のＤＰＳＫ変調のために
は、信号ｄ（ｎ）が、差分エンコーダ１００の従来型モ
ジュロ２（modulo-2）加算回路１１０に入力される。モ
ジュロ２加算回路１１０はまた、遅延要素１２０からの
入力も受信する。モジュロ２加算回路１１０からの出力
は、信号ｂ（ｎ）として送信器へ供給される。信号ｂ
（ｎ）はまた、遅延要素１２０を通じてモジュロ２加算
回路１１０にフィードバックされる。
【００７０】前述の復調プロセッサ７２を、図８に示す
復調プロセッサ７３で置き換えることにより、送信器か
らのＤＰＳＫ変調した信号を受信するように受信器を改
変することができる。図示のように、各復調プロセッサ
７３は遅延要素１３０、共役プロセッサ１３５及び加算
回路１４０からなるループを構成する。
復調プロセッサ７３で置き換えることにより、送信器か
らのＤＰＳＫ変調した信号を受信するように受信器を改
変することができる。図示のように、各復調プロセッサ
７３は遅延要素１３０、共役プロセッサ１３５及び加算
回路１４０からなるループを構成する。
【００７１】上述の実施例における信号のセグメント
は、一つのデジタル信号の個々のバイナリディジット(d
igits)（すなわちビット）に関するものである。他の実
施例において、これらの信号セグメントは他の型の信号
の値を反映するものでもよい。たとえば、そのような例
では、これらのセグメントは、複素値信号、アナログ信
号、ディスクリート信号を反映するものでもよい。
は、一つのデジタル信号の個々のバイナリディジット(d
igits)（すなわちビット）に関するものである。他の実
施例において、これらの信号セグメントは他の型の信号
の値を反映するものでもよい。たとえば、そのような例
では、これらのセグメントは、複素値信号、アナログ信
号、ディスクリート信号を反映するものでもよい。
【００７２】
【発明の効果】上述のとおり、本発明によれば、ＤＳＳ
Ｓシステムにおけるフェージングの影響を緩和すること
ができる。
Ｓシステムにおけるフェージングの影響を緩和すること
ができる。
【図１】直接シーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤ
ＭＡ）送信の情報信号、シグナチャシーケンス信号、拡
散スペクトル信号を示すグラフ。
ＭＡ）送信の情報信号、シグナチャシーケンス信号、拡
散スペクトル信号を示すグラフ。
【図２】深いフェードが起こる空間内の特定の点におけ
る二つの送信アンテナからの二つの信号フェーザを示す
図。
る二つの送信アンテナからの二つの信号フェーザを示す
図。
【図３】受信信号の大きさに関する図であって、（ａ）
は本発明の実施例を適用しない場合、（ｂ）は本発明の
実施例を適用した場合。
は本発明の実施例を適用しない場合、（ｂ）は本発明の
実施例を適用した場合。
【図４】本発明によるＤＳ−ＣＤＭＡ送信器の実施例を
示す図。
示す図。
【図５】本発明によるＤＳ−ＣＤＭＡ受信器の実施例を
示す図。
示す図。
【図６】図５の受信器が使用する複素マルチパスシーケ
ンス特性を示す図。
ンス特性を示す図。
【図７】本発明の実施例で使用される差動エンコーダを
示す図。
示す図。
【図８】図５の受信器とともに使用されるべきＤＰＳＫ
復調器を示す図。
復調器を示す図。
１ … 基地局 １０ … 乗算器回路 １２ … 信号発生器 １５ … 乗算器回路 １７ … 信号発生器 ２０ … 送信回路 ２５ … アンテナ ５０ … アンテナ ５５ … 受信器回路 ６０ … デスプレッダ（despreader） ６２ … 乗算器回路 ６３ … 信号発生器 ６４ … 加算プロセッサ ７０ … 復調器 ７２ … 復調プロセッサ ７３ … 復調プロセッサ ７５ … 加算メモリ ８０ … 加算回路 ８５ … 決定プロセッサ １００ … 差分エンコーダ １１０ … モジュロ２（modulo-2）加算回路 １２０ … 遅延要素 １３０ … 遅延要素 １３５ … 共役プロセッサ １４０ … 加算回路 Ｔ1，Ｔ2 … アンテナ Ｒ1，Ｒ2 … 受信器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 13/00
Claims (20)
- 【請求項１】 Ｍを２以上の整数として、Ｍ個のアンテ
ナを有する送信器から、受信器へ、１個以上の時間セグ
メントからなる第１信号を送信する方法において、 ａ．前記第１信号をＭ個に分岐してＭ個の信号コピーを
作るステップと、 ｂ．１つの信号コピーの１つの時間セグメントについ
て、該時間セグメントを構成する複数の時間サブセグメ
ントのそれぞれに重み付け信号で重み付けをして重み付
き信号コピーを生成するステップと、 ｃ．Ｍ個の信号コピーについて、前記重み付き信号コピ
ーに基づいた信号を、個別のアンテナを用いて前記受信
器に向けて送信するステップとからなり、 前記ステップｂにおいて、１つの信号コピーの１つの時
間セグメントに対する重み付け信号の系列は、他の信号
コピーの同一の時間セグメントに対する重み付け信号の
系列とは異なることを特徴とする、複数個のアンテナを
有する送信器で信号を送信する方法。 - 【請求項２】 前記ステップｂは、前記時間サブセグメ
ントに個別の位相シフトを適用するステップを含むこと
を特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項３】 ｍ（１≦ｍ≦Ｍ）番目のアンテナからの
送信信号の基礎となる信号コピーの１つの時間セグメン
トのｍ’（１≦ｍ’≦Ｍ）番目の時間サブセグメントに
ついての位相シフトは、２π（ｍ−１）ｍ’／Ｍである
ことを特徴とする請求項２の方法。 - 【請求項４】 前記ステップｂは、前記時間サブセグメ
ントに１／√Ｍのゲインを適用するステップを含むこと
を特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項５】 前記第１信号は、第２信号とシグナチャ
シーケンス信号との積を反映するスペクトル拡散信号で
あることを特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項６】 前記第２信号は、差分符号化された信号
であることを特徴とする請求項５の方法。 - 【請求項７】 前記時間セグメントは、ディスクリート
信号値を反映することを特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項８】 前記ディスクリート信号値は、バイナリ
ディジットを含むことを特徴とする請求項７の方法。 - 【請求項９】 前記ステップｃは、前記重み付き信号コ
ピーとシグナチャシーケンス信号との積を反映するスペ
クトル拡散信号を作るステップを含むことを特徴とする
請求項１の方法。 - 【請求項１０】 前記第１信号は、差分符号化された信
号であることを特徴とする請求項９の方法。 - 【請求項１１】 複数のアンテナを使用して送信された
信号を、通信チャネルを介して受信し、受信信号内の少
なくとも１つの時間セグメント値を決定する方法におい
て、 １．前記受信信号の少なくとも１つの信号コピーについ
て、 ａ．前記受信信号の時間セグメントを逆拡散する逆拡散
ステップと、 ｂ．逆拡散した時間セグメントを構成する複数の時間サ
ブセグメントを、各時間サブセグメントに対応する通信
チャネル特性の見積値を使用して復調するステップと、 ｃ．復調した複数の時間サブセグメントの信号値の和を
反映する和信号を作るステップと、 ２．前記和信号に基づき、時間セグメント値を反映する
信号を形成するステップとからなることを特徴とする、
受信信号内の少なくとも１つの時間セグメント値を決定
する方法。 - 【請求項１２】 前記逆拡散ステップは、 ｉ．シグナチャシーケンス信号を前記受信信号に適用す
るステップと、 ｉｉ．シグナチャシーケンス信号が適用された複数の時
間サブセグメントのそれぞれに対し、該時間サブセグメ
ントの信号値の和を反映する和信号を形成するステップ
とからなり、 逆拡散された時間セグメントは、前記ステップｉｉから
の複数の和信号からなることを特徴とする請求項１１の
方法。 - 【請求項１３】 前記受信信号は、１つのアンテナに結
合された受信回路により供給されることを特徴とする請
求項１１の方法。 - 【請求項１４】 時間セグメント値は、ディスクリート
値からなることを特徴とする請求項１１の方法。 - 【請求項１５】 前記ディスクリート値は、バイナリデ
ィジットからなることを特徴とする請求項１４の方法。 - 【請求項１６】 複数のアンテナを使用して送信された
信号を、通信チャネルを介して受信し、受信信号内の少
なくとも１つの時間セグメント値を決定する方法におい
て、 １．前記受信信号の少なくとも１つの信号コピーについ
て、 ａ．前記受信信号の時間セグメントを構成する複数の時
間サブセグメントを、各時間サブセグメントに対応する
通信チャネル特性の見積値を使用して復調するステップ
と、 ｂ．復調した複数の時間サブセグメントを逆拡散する逆
拡散ステップと、 ｃ．逆拡散した複数の時間サブセグメントの信号値の和
を反映する和信号を作るステップと、 ２．前記和信号に基づき、時間セグメント値を反映する
信号を形成するステップとからなることを特徴とする、
受信信号内の少なくとも１つの時間セグメント値を決定
する方法。 - 【請求項１７】 前記逆拡散ステップは、 ｉ．シグナチャシーケンス信号を前記復調した複数の時
間サブセグメントに適用するステップと、 ｉｉ．シグナチャシーケンス信号が適用された複数の時
間サブセグメントのそれぞれに対し、該時間サブセグメ
ントの信号値の和を反映する和信号を形成するステップ
とからなり、 逆拡散された時間セグメントは、前記ステップｉｉから
の複数の和信号からなることを特徴とする請求項１６の
方法。 - 【請求項１８】 前記受信信号は、１つのアンテナに結
合された受信回路により供給されることを特徴とする請
求項１６の方法。 - 【請求項１９】 時間セグメント値は、ディスクリート
値からなることを特徴とする請求項１６の方法。 - 【請求項２０】 前記ディスクリート値は、バイナリデ
ィジットからなることを特徴とする請求項１９の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/998,229 US5289499A (en) | 1992-12-29 | 1992-12-29 | Diversity for direct-sequence spread spectrum systems |
| US998229 | 1992-12-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06303214A JPH06303214A (ja) | 1994-10-28 |
| JP2780918B2 true JP2780918B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
ID=25544947
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5349149A Expired - Lifetime JP2780918B2 (ja) | 1992-12-29 | 1993-12-28 | 複数個のアンテナを有する送信器で信号を送信する方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5289499A (ja) |
| EP (1) | EP0605119B1 (ja) |
| JP (1) | JP2780918B2 (ja) |
| CA (1) | CA2109789C (ja) |
| DE (1) | DE69330865T2 (ja) |
| ES (1) | ES2161706T3 (ja) |
Families Citing this family (99)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5513176A (en) * | 1990-12-07 | 1996-04-30 | Qualcomm Incorporated | Dual distributed antenna system |
| US5602834A (en) * | 1990-12-07 | 1997-02-11 | Qualcomm Incorporated | Linear coverage area antenna system for a CDMA communication system |
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