DE69330865T2

DE69330865T2 - Diversity für Direktsequenzspreizspektrumsysteme

Info

Publication number: DE69330865T2
Application number: DE69330865T
Authority: DE
Inventors: Vijitha Weerackody
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1992-12-29
Filing date: 1993-12-06
Publication date: 2002-04-25
Anticipated expiration: 2013-12-07
Also published as: US5289499A; EP0605119B1; US5394435A; EP0605119A2; ES2161706T3; DE69330865D1; EP0605119A3; JPH06303214A; CA2109789A1; JP2780918B2; CA2109789C

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Verfahren zum Betrieb eines Direkt-Sequenz-Spreizspektrumsenders und Verfahren zum Betrieb eines Direkt-Sequenz- Spreizspektrumempfängers.
In Zellularfunksystemen ist jede Zelle ein lokales geographisches Gebiet, das eine Basisstation und mehrere Mobilbenutzer enthält. Jeder Mobilbenutzer kommuniziert direkt nur mit einer Basisstation; es gibt keine direkte Mobil-zu-Mobil-Kommunikation. Die Basisstation führt unter anderem eine Weiterleitungsfunktion durch, durch die ein Mobilbenutzer mit einem Benutzer an einem anderen Standort kommunizieren kann. Somit stellt die Basisstation zum Beispiel eine Ankopplung der Übertragung eines Mobilbenutzers an einen anderen Mobilbenutzer derselben Zelle, an eine andere Basisstation zur Ankopplung an einen Mobilbenutzer in einer anderen Zelle oder an ein gewöhnliches Fernsprechwählnetz bereit. Auf diese Weise kann ein Mobilbenutzer Informationen zu jedem beliebigen anderen adressierbaren Benutzer senden und von diesem empfangen.
Direkt-Sequenz-Spreizspektrumsysteme (DSSS-Systeme), wie zum Beispiel Systeme mit Direkt-Sequenz- Vielfachzugriff im Kodemultiplexverfahren (DS-CDMA- Systeme) lenken auf den Gebieten der persönlichen Kommunikation, wie zum Beispiel dem digitalen Zellularfunk, viel Aufmerksamkeit auf sich. In einem DS-CDMA-Kommunikationssystem können sowohl der Zeitbereich als auch der Frequenzbereich von allen Benutzern gleichzeitig benutzt werden (diese gleichzeitige Benutzung des Zeit- und Frequenzbereichs muß von Zeitmultiplex- und Frequenzmultiplex- Vielfachzugriffssystemen, TDMA und FDMA, unterschieden werden, bei denen eine Mehrfachbenutzerkommunikation durch Verwendung eindeutiger Zeitschlitze bzw. Frequenzbänder für jeden Benutzer erleichtert wird).
Dementsprechend kann eine Basisstation unter Verwendung eines einzigen Frequenzbands gleichzeitig unterschiedliche Informationssignale zu separaten Benutzern senden. Einzelne Informationssignale, die gleichzeitig gesendet werden, können von jedem empfangenden Benutzer isoliert werden, da die Basisstation eindeutige Signatursequenzen bei der Übertragung der Informationssignale verwendet. Vor der Übertragung multipliziert die Basisstation jedes Informationssignal mit einem Signatursequenzsignal, das dem Benutzer zugewiesen wird, der das Signal empfangen soll. Um ein übertragenes Signal aus allen gleichzeitig in einem Frequenzband übertragenen Signalen wiederherzustellen, multipliziert ein empfangender Mobilbenutzer ein Empfangssignal (das alle übertragenen Signale enthält) mit seinem eigenen eindeutigen Signatursequenzsignal und integriert das Ergebnis. Dadurch identifiziert der Benutzer das für ihn bestimmte Signal als von anderen Signalen, die für andere Benutzer bestimmt sind, verschieden.
In drahtlosen Kommunikationssystemen (wie zum Beispiel DS-CDMA-Systemen) wird ein Informationssignal über einen Kanal, der mehrere unabhängige Wege umfaßt, von einem Sender zu einem Empfänger übermittelt. Diese Wege werden als Mehrfachwege bezeichnet. Jeder Mehrfachweg stellt eine einzelne Route dar, die ein Informationssignal auf dem Weg zwischen dem Sender und dem Empfänger nehmen kann. Ein über solche Routen oder Mehrfachwege übermitteltes Informationssignal erscheint im Empfänger als eine Vielzahl von Mehrfachwegesignalen, d. h. ein Signal für jeden Mehrfachweg.
Die Amplituden und Phasen von Signalen, die aus einem Sender durch verschiedene Mehrfachwege eines Kommunikationskanals empfangen werden, sind im allgemeinen unabhängig voneinander. Aufgrund der komplexen Addition von Mehrfachwegesignalen kann die Stärke von Empfangssignalen zwischen sehr kleinen und mäßig großen Werten schwanken. Das Phänomen der Schwankung der Empfangssignalstärke aufgrund der komplexen Addition von Mehrfachwegesignalen ist als Fading bekannt. In einer Fading-Umgebung werden Punkte mit sehr niedriger Signalstärke oder "deep fades" ungefähr durch eine halbe Wellenlänge voneinander getrennt.
Mehrfachwege, die bei drahtlosen Kommunikationssystemen auftreten, können durch bestimmte Kenngrößen beschrieben werden, wie zum Beispiel Amplitudendämpfung und Phasenverschiebung. Zum Beispiel können die Mehrfachwege eines DS-CDMA-Kanals bei einem Informationssignal, das von einem Sender zu einem Empfänger übermittelt wird, verschiedene Amplitudendämpfungen und Phasenverschiebungen erzeugen. Diese verschiedenen Amplituden- und Phasenkenngrößen können z. B. aufgrund einer Relativbewegung zwischen dem Sender und dem Empfänger oder aufgrund von Änderungen der lokalen Geographie des Senders oder des Empfängers aufgrund von Bewegung schwanken. Aufgrund dieser Schwankung von Mehrfachwegekenngrößen kann ein Empfänger ein Signal erhalten, bei dem mit der Zeit ein Fading auftritt. Dieses Fading ist eine Manifestation der komplexen Addition von Mehrfachwegesignalen mit zeitlich veränderlichen Amplituden und Phasen.
Wenn sich die Kenngrößen eines DS-CDMA-Mehrfachwegs langsam ändern, kann ein Empfänger, der ein Deep Fade erfährt, für eine lange Zeitspanne ein schwaches Signal beobachten. Lange Fading-Zeiten sind z. B. in Gebäude- Funksystemen, in denen eine Relativbewegung zwischen Empfängern und Sendern langsam ist oder nicht auftritt, nicht ungewöhnlich (häufig ist einer dieser beiden eine feste Basisstation; der andere ist ein von einer Person getragenes Mobilgerät). Da die Dauer eines Deep Fade im Vergleich zu der Dauer der übermittelten Informationssymbole groß sein kann, können (aufgrund der Schwäche der Empfangssignalstärke für eine lange Zeitspanne) lange Stöße von Symbolfehlern auftreten.
Um die nachteiligen Effekte des Fading zu vermeiden oder zu lindern, kann ein Verfahren verwendet werden, das Diversity bereitstellt. Diversity bedeutet allgemein die Fähigkeit eines Kommunikationssystems, Informationen über mehrere Kanäle mit unabhängigem Fading zu empfangen. Allgemein kann angemerkt werden, daß Diversity-Verfahren die Fähigkeit eines Systemempfängers verbessern, Signale, die aus diesen Kanälen mit unabhängigem Fading ankommen, zu kombinieren oder zu wählen (oder beides), so daß die Entnahme übermittelter Informationen ermöglicht (oder erleichtert) wird.
Aus EP-A-0572171 veröffentlicht am 1. Dezember 1993, zitiert gemäß Artikel 54(3) EPC, ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Linderung der nachteiligen Effekte des Fading durch Verändern der Kenngrößen eines Mehrwegekommunikationskanals bekannt, um eine Zeit- Diversity mit einem verminderten Verzögerungseffekt bereitzustellen. Die Zeit-Diversity wird durch Vergrößern der Rate des Mehrwegekanal-Fading bereitgestellt. Die vergrößerte Fading-Rate verkürzt die Dauer von Fading-Effekten, um so die Vermeidung langer Fehlerstöße zu erleichtern. Die Verfahrensschritte umfassen: Anwenden eines Kanalkodes auf ein Digitalsignal, um eine Ausgangssymbolfolge a(n) zu erzeugen, Bilden von M Kopien jedes Symbols in der Folge, Gewichten jeder der M Symbolkopien mit M verschiedenen zeitveränderlichen Funktionen und, im wesentlichen, Senden von M Signalen mit M verschiedenen Antennen, wobei jedes gesendete Signal auf einer verschiedenen der M gewichteten Symbolkopien basiert.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren nach Anspruch 1 bereitgestellt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren nach Anspruch 11 bereitgestellt.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren nach Anspruch 16 bereitgestellt.
Die vorliegende Erfindung liefert ein Verfahren zur Linderung der nachteiligen Effekte des Fading in DSSS- Systemen. Ein Sender-Ausführungsbeispiel liefert Diversity durch Einführen einer Folge verschiedener Gewichte in Segmente eines zu sendenden Signals. Bei einem gegebenen zu sendenden Signal, das Signalsegmente umfaßt, die binäre Ziffern wiedergeben, bildet das Ausführungsbeispiel genauer gesagt M Kopien des Signals, wobei M die Anzahl der Antennen ist, die beim Senden des Signals verwendet wird. Für jedes Segment jeder Signalkopie wendet die Ausführungsform eine verschiedene Phasenverschiebung auf jedes von M Teilsegmenten des Segments an. Als Ergebnis werden M phasenverschobene Signalkopien erzeugt, d. h. eine Kopie für jede Antenne. Die auf eine gegebene Segmentkopie angewandte Folge verschiedener Phasenverschiebungen ist selbst von den Folgen von Phasenverschiebungen verschieden, die auf alle anderen Kopien des gegebenen Segments angewandt werden. Jede der M phasenverschobenen Signalkopien bilde t die Grundlage für ein Signal, das unter Verwendung einer verschiedenen Antenne zu einem Empfänger gesendet wird.
Ein Empfänger-Ausführungsbeispiel umfaßt mehrere Empfängerzweige, wobei jeder Zweig einem Mehrfachweg des Kommunikationskanals entspricht, durch den übertragene Signale gesendet wurden. Jeder Empfängerzweig führt Entspreizungs- und Demodulationsprozesse durch. Der Entspreizungsprozeß umfaßt das Bilden eines Produkts eines Segments des Empfangssignals und eines Signatursequenzsignals. Werte des entspreizten Empfangssignals, die einem Teilsegment entsprechen, werden summiert. Die resultierende Summe wird einem Demodulationsprozeß zugeführt, der wirkt, um die Effekte des Mehrfachwegs auf die Empfangssignalamplitude und phase zu entfernen. Aufgrund der verschiedenen Phasenverschiebungen, die vom Sender auf Teilsegmente jedes eine binäre Ziffer wiedergebenden Signalsegments angewandt werden, arbeitet der Demodulationsprozeß teilsegmentweise. Die demodulierten Teilsegmentwerte für jedes Segment werden summiert. Summierte Teilsegmentwerte aus jedem Empfängerzweig bilden die Grundlage für eine Bestimmung des Werts der binären Ziffer, die dem in Frage stehenden Segment entspricht.
Ausführungsbeispiele liefern Diversity der Ordnung ML', wobei M die Anzahl der vom Sender verwendeten Antennen und L' die Anzahl von Empfängerzweigen ist, die L' Mehrfachwegen entsprechen. Obwohl ein Empfänger- Ausführungsbeispiel einen RAKE-Empfänger mit mehreren Zweigen (Beschreibung siehe unten) enthalten kann, ist für Durchschnittsfachleute offensichtlich, daß auch ein Empfänger mit nur einem Zweig (d. h. L' = 1) verwendet werden kann. Obwohl Ausführungsbeispiele DS-CDMA- Systeme betreffen, ist die vorliegende Erfindung allgemein auf Gebäude- und Freigelände-DSSS-Systeme anwendbar, wie zum Beispiel DS-Vielfachzugriffssysteme mit Trägerkennung usw. Deshalb ist die Erfindung auf die Zellulartelephonie, drahtlose PBX, drahtlose LAN usw. anwendbar und kann in Verbindung mit anderen DSSS- Systemen verwendet werden, um mehr Diversity zu erhalten.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt Informations-, Signatursequenz- und Spreizspektrumsignale, die die DS-CDMA-Übertragung veranschaulichen.
Fig. 2 zeigt zwei komplexe Signalamplituden aus zwei Sendeantennen an spezifischen Deep-Fade-Raumpunkten.
Fig. 3(a) und (b) zeigen Diagramme, die mit dem Empfangssignalbetrag mit bzw. ohne Betrieb der Erfindung zusammenhängen.
Fig. 4 zeigt einen beispielhaften DS-CDMA-Sender.
Fig. 5 zeigt einen beispielhaften DS-CDMA-Empfänger.
Fig. 6 zeigt eine Folge komplexer Mehrwegekurven zur Verwendung durch den in Fig. 5 dargestellten beispielhaften Empfänger.
Fig. 7 zeigt einen beispielhaften Differenzkodierer.
Fig. 8 zeigt einen beispielhaften DPSK-Demodulator zur Verwendung mit dem in Fig. 5 dargestellten Empfänger.

Ausführliche Beschreibung

A. Einführung

Die folgende Darstellung betrifft ein drahtloses DS- CDMA-Kommunikationssystem, wie zum Beispiel ein Gebäude-Funkkommunikationssystem, ein drahtloses lokales Netz, ein zellulares Fernsprechsystem oder ein persönliches Kommunikationssystem. In solchen Systemen verwendet eine Basisstation gewöhnlich mehrere (z. B. zwei) Antennen zum Empfangen von Signalen, die von einer oder mehreren Mobileinheiten gesendet werden. Diese mehreren Antennen geben der Basisstation eine Form von Diversity, die als Raum-Diversity bekannt ist. Zum Senden von Signalen zu Mobileinheiten sollten mehrere Antennen in der Basisstation verwendet werden. Vorteilhafterweise kann dieselbe Vielzahl von Antennen, die für den Empfang in der Basisstation verwendet wird, zum Senden zu den Mobileinheiten verwendet werden. Diese Mobileinheiten müssen nur eine Antenne verwenden.

1. DS-CDMA-Signale

Fig. 1 zeigt eine grundlegende Menge von Signalen, die die DS-CDMA-Übertragung veranschaulicht. Das Signal a(n) von Fig. 1(b) ist ein Signatursequenzsignal, das, wie oben besprochen, einem bestimmten Empfänger zugeordnet ist. Das Signal a(n) umfaßt eine Reihe von Rechteckimpulsen (oder Chips) der Dauer Tc mit einem Betrag von ± 1. Die diskrete Zeitvariable n indiziert Tc-Intervalle (d. h. n ist eine Abtastzeit mit der Chiprate).
Das Signal b(n) von Fig. 1(a) ist ein Signal (z. B. Ein Informationssignal), das zu einem Empfänger übermittelt werden soll. Jedes Bit des Signals b(n) hat die Dauer T und wird durch i indiziert. Wie in Fig. 1(b) gezeigt, gibt es N Chipintervalle der Dauer Tc in dem Interval T (d. h. N = T/Tc).
Das Produkt dieser beiden Signale a(n)b(n) ist ein Spreizspektrumsignal, das in Fig. 1(c) dargestellt ist. Wie in Fig. 1(c) gezeigt, stimmen die ersten N Chips des Spreizspektrumsignals mit den ersten N Chips des Signals a(n) überein. Der Grund dafür besteht darin, daß für das Signal folgendes gilt: b(n) = 1, 0 ≤ n ≤ N-1. Außerdem ist die Polarität der zweiten N Chips des Spreizspektrumsignals der Polarität der zweiten N Chips des Signals a(n) entgegengesetzt, da für das Signal folgendes gilt: b(n) = 1,N ≤ n ≤ 2N-1. Somit wird das Signal a(n) im klassischen Sinn von dem Signal b (n) moduliert.

2. Fading in DS-CDMA-Systemen

Fig. 2 zeigt ein Gebäudefunksystem mit einer Basisstation 1 mit zwei Antennen T&sub1; und T&sub2; zum Senden eines Signals zum Beispiel durch einen Kanal mit Rayleigh-Fading zu einem Mobilempfänger (ein Kanal mit Rayleigh-Fading ist ein Kanal ohne Sichtlinie zwischen Sender und Empfänger). Jede der Antennen T&sub1; und T&sub2; sendet ein Spreizspektrumsignal u(n), das ein skaliertes Produkt der Signale a(n) und b(n) (siehe Fig. 1(c)) wiedergibt. Jede Kopie des Signals u(n) erfährt aufgrund des Mehrfachwegs, in dem es sich ausbreitet, eine unabhängige Amplituden- und Phasenänderung. Diese Amplituden- und Phasenänderung bei dem gesendeten Signal wird als ein komplexer Fading-Coeffizient β&sub1;(n) ausgedrückt, wobei l mit 1 ≤ l ≤ L den Mehrfachweg identifiziert (in Fig. 2 ist L = 2).
Das von dem Empfänger R&sub1; empfangene Signal s(n) gibt eine Summierung der gesendeten Signale wieder:
S(n) = Aβ&sub1;a(n-τ&sub1;)b(n-τ&sub1;) + ν(n) (1)
wobei A ein Sender-Verstärkungsfaktor ist, ν&sub1; eine Übertragungsverzögerung ist, die einem bestimmten Mehrfachweg zugeordnet ist, und ν(n) Gauss'sches Rauschen ist, das vom Kanal hinzugefügt wird. Das Signal s(n) umfaßt deshalb eine Summierung von komplexen Amplituden S&sub1; des Empfangssignals, wobei S&sub1; = Aβ&sub1;a(n-τ&sub2;)b(n-τ&sub1;) gilt.
In dem Beispiel von Fig. 2 werden die Signale S&sub1; und S&sub2; an spezifischen Deep-Fade-Raumpunkten empfangen. Das Deep Fade ist auf eine destruktive Interferenz von S&sub1; und S&sub2; zurückzuführen. Die Signale S&sub1; und S&sub2; sind unabhängig und identisch z. B. mit Rayleigh-Amplitude und gleichförmiger Phase verteilt. Die komplexen Fading-Kurven des Kanals, durch den die komplexen Amplituden S&sub1; und S&sub2; kommuniziert werden (β&sub1;(n) und (β&sub2;(n)) ändern sich langsam, so daß das vom Empfänger R&sub1; von Fig. 2 erfahrene Deep Fade im wesentlichen statisch ist.
Der gezeigte Deep-Fade-Ort (b) von Fig. 2 tritt aufgrund der Schwäche der Empfangssignalenergie aus jeder einzelnen Antenne T&sub1; und T&sub2; auf. Trotz der Tatsache, daß die komplexen Amplituden des Empfangssignals nicht destruktiv ausgerichtet sind, tritt beim Empfänger R&sub2; somit ein Fading auf.

3. Wege-Diversity in herkömmlichen DS-CDMA-Systemen

Zu den Verfahren zur Linderung der Effekte des Fading in DS-CDMA-Kommunikationssystemen gehört das Wege- Diversity-Verfahren. Wege-Diversity in DS-CDMA-Systemen bedingt die Abschätzung der Verzögerung, die von jedem des einen oder der mehreren Mehrfachwege eingeführt wird (im Vergleich mit einem bestimmten Bezug, wie zum Beispiel einer Sichtlinienverzögerung), und die Verwendung dieser Verzögerung in einer Empfängerstruktur, um die empfangenen Mehrwegesignale zu trennen (oder aufzulösen). Nach der Trennung können herkömmliche Verfahren verwendet werden, um das beste Mehrwegesignal zu wählen (oder um Mehrwegesignale zu kombinieren), um so die übermittelten Informationen zu entnehmen.
Eine Empfängerstruktur, die häufig zur Bereitstellung von Wege-Diversity verwendet wird, ist der sogenannte RAKE-Empfänger, der in der Technik wohlbekannt ist. Siehe z. B. R. Price und P. E. Green, Jr., A Communication Technique for Multipath Channels, 46 Proc. Inst. Rad. Eng., 555-70 (März 1958).
Wege-Diversity durch Verwendung herkömmlicher RAKE- Empfänger ist zwar in vielen Fällen vorteilhaft, kann jedoch unter bestimmten Umständen, wie zum Beispiel in bestimmten Gebäude-Funkumgebungen, keinen wesentlichen Diversity-Vorteil bereitstellen. Der Grund dafür besteht darin, daß der Umfang von Mehrwegeverzögerungswerten in diesen Umgebungen im Vergleich zu der Dauer eines DS-CDMA-Chipintervalls (die zum Beispiel 1 us betragen kann) klein ist (in der Größenordnung von 200 bis 300 Nanosekunden). Deshalb reicht eine Kenntnis von Verzögerungswerten nicht aus, um eine Auflösung von Mehrwegesignalen zu ermöglichen. Somit ist Wege- Diversity in solchen herkömmlichen DS-CDMA-Systemen im allgemeinen nicht verfügbar.

4. Einführung in die Ausführungsbeispiele

Die Ausführungsbeispiele liefern Diversity für DS-CDMA- Systeme auch in Gebäudefunkumgebungen.
Das Sender-Ausführungsbeispiel führt Phasenverschiebungen θ&sub1;(n) und θ&sub2;(n) in die Signale u&sub1;(n) und u&sub2;(n) ein, die aus den Antennen T&sub1; bzw. T&sub2; gesendet werden. Diese Phasenverschiebungen werden für einen Teil des Intervalls T eingeführt, der jedem Informationssignalbit entspricht. Diese Phasenverschiebungen haben den Effekt, die komplexen Signalamplituden S&sub1; und S&sub2; in ihrer relativen Stellung umzupositionieren. Falls die komplexen Signalamplituden so angeordnet sind, daß sie sich destruktiv addieren, bewirken die Phasenverschiebung eine Änderung des Winkels der komplexen Signalamplituden, so daß sich die komplexen Signalamplituden konstruktiv addieren. Diese konstruktive Addition lindert die Effekte des Fading.
Für Durchschnittsfachleute ist erkennbar, daß die relative Winkelposition der Signale S&sub1; und S&sub2; in Fig. 2 lediglich die möglichen relativen Winkelpositionen solcher Signale veranschaulicht. Die Signale S&sub1; und S&sub2;, die um fast ein Bogenmaß von n phasenverschoben sind, stellen jedoch nahezu die ungünstigste mögliche Situation dar. Da der Betrieb zur Linderung der ungünstigsten Situationen dient, berücksichtigt die Ausführungsform natürlich auch weniger ernste Fälle.
Der Betrieb des Sender-Ausführungsbeispiels wird unter Bezugnahme auf Fig. 3(a) und (b) besser verständlich. Fig. 3(a) stellt die Signale S&sub1; und S&sub2; dar, so wie sie in Fig. 2 erscheinen. Als Folge der statischen Winkelausrichtung dieser Signale gilt für den Betrag der resultierenden Summe dieser komplexen Amplituden s(n) s(n) = G&sub1;, was im Vergleich zu dem Betrag der einzelnen Signale klein ist. Der Betrag G&sub1; zeigt ein Deep Fade an. Unter der Annahme, daß sich diese Signale nicht ändern, würde ein gegebenes Informationsbit, wie zum Beispiel das Bit b(n), 0 ≤ n ≤ N-1 (und wahrscheinlich viele mehr) nicht empfangen.
In Fig. 3(b) wurde durch den Sender 1 eine Phasenverschiebung von n(Bogenmaß) während der ersten Hälfte des Bitintervalls (d. h. 0 ≤ n ≤ N/2-1) gemäß der Erfindung auf das Signal u&sub2; angewandt. Diese Phasenverschiebung hat den Effekt, die relative Winkelanordnung von S&sub1; und S&sub2; so zu ändern, daß die vom Empfänger R&sub1; erfahrene destruktive Interferenz konstruktiv wird. Wie in der Figur gezeigt ist, ist der Betrag der Summe der komplexen Amplituden s(n) in der ersten Hälfte des Intervalls gleich G&sub2; und in der zweiten Hälfte des Intervalls gleich G&sub1;. Der große Betrag G&sub2; für einen Teil (oder ein Zeitsegment) des Bitintervalls ermöglicht den Empfang des Bit durch den Empfänger R&sub1;.
Das Sender-Ausführungsbeispiel kann so erweitert werden, daß Deep Fades an dem Ort (b) von Fig. 2 behandelt werden. Es müssen lediglich zusätzliche Sendeantennen verwendet werden, um einen Beitrag zu der Empfangssignalstärke zu unterstützen. Eine Besprechung der nachfolgenden Ausführungsform erfolgt generisch für die Anzahl von Sendeantennen M.

5. Hardware der Ausführungsform

Der Klarheit halber wird das Ausführungsbeispiel als einzelne Funktionsblöcke umfassend dargestellt, darunter Funktionsblöcke, die als "Prozessoren" gekennzeichnet sind. Die von diesen Blöcken dargestellten Funktionen können entweder durch Verwendung gemeinsam benutzter oder eigener Hardware bereitgestellt werden, darunter u. a. Hardware, die in der Lage ist, Software auszuführen. Zum Beispiel können die Funktionen der in Fig. 5 dargestellten Prozessoren durch einen einzigen gemeinsam benutzten Prozessor bereitgestellt werden. (Die Verwendung des Begriffs "Prozessor" sollte nicht als sich ausschließlich auf Hardware, die in der Lage ist, Software auszuführen, beziehend aufgefaßt werden.)
Ausführungsbeispiele können Hardware für digitale Signalverarbeitung (DSP), nur-Lese-Speicher (ROM) zum Speichern von Software, die die nachfolgend besprochenen Operationen ausführt, und Direktzugriffsspeicher (RAM) zum Speichern von DSP-Ergebnissen umfassen. Außerdem sind höchstintegrierte Hardwareausführungsformen (VLSI) sowie kundenspezifische VLSI-Schaltkreise in Verbindung mit einer Vielzweck-DSP-Schaltung möglich.

B. Ein Sender-Ausführungsbeispiel

Fig. 4 zeigt ein Sender-Ausführungsbeispiel.
Der Sender empfängt ein Signal b(n), das zu einem Empfänger übertragen werden soll. Das Signal b(n) wird im herkömmlichen Sinne von DS-CDMA-Systemen "gespreizt", indem das Signal mit einer Signatursequenz a(n) multipliziert wird, die von dem Signalgenerator 12 bereitgestellt wird. Diese Multiplikation wird durch die Multipliziererschaltung 10 durchgeführt. Das Ergebnis dieser Multiplikation ist ein Spreizspektrumsignal, das das Produkt a(n)b(n) wiedergibt. Dieses Spreizspektrumsignal wird parallel mehreren M Senderschaltungsantennenzweigen zugeführt. Jeder solcher Antennenzweig umfaßt eine Multipliziererschaltung 15, einen Signalgenerator 17, herkömmliche Übertragungsschaltungen 20 und eine Antenne 25.
pliziererschaltung 15 jedes Antennenzweigs das Spreizspektrumsignal ein verschiedenes veränderliches Signal pm(n) der folgenden Form gewichtet das Spreizspektrumsignal mit
Pm(n) = Am(n)ejθm(n),
wobei m den Antennenzweig indiziert, Am(n) die Signalamplitude ist und θm(n) die Signalphase ist. Das Signal pm(n) wird von dem Signalgenerator 17 erzeugt. Die Amplitude Am(n) des Signals pm(n) hat die Form
Am(n) = 1/ M (3)
Die Phase Om(n) des Signals pm(n) nimmt die folgende Form an:
θm(n) = 2π(m-1)m'/M (4)
wobei m den Antennenzweig indiziert; und m' = 1, 2, ..., M gleiche Zeitteile (oder Teilsegmente) eines Segments des Spreizspektrumsignals indiziert. Jedes solche Segment ist ein Intervall der Länge T und ist einem Bit von b(n) zugeordnet. Die gleichen Teilsegmente werden gegeben durch
iN + (m' - 1)N/M ≤ n ≤ iN + m'N/M - 1, (5)
wobei i die durch das Signal b(n) dargestellten Bit indiziert. Das Ausführungsbeispiel wendet deshalb auf jedes Teilsegment des einem Bit von b(n) zugeordneten Spreizspektrumsignals eine verschiedene Phasenverschiebung θm(n) und eine gemeinsame Verstärkung Am(n) an. Wenn N kein ganzzahliges Vielfaches von M ist, sollte die Länge der Teilsegmente so gleich wie möglich ausgelegt werden.
Die Anwendung der Phasenverschiebung 6m(n) durch den Betrieb des Generators 17 und der Multipliziererschaltung 15 ist unter Bezugnahme auf Fig. 3(b) dargestellt. Für den Fall M = 2 wird, wie oben besprochen, während der ersten Hälfte (m' = 1) eines Bitintervalls eine Phasenverschiebung von n(Bogenmaß) auf eine der beiden übertragenen komplexen Amplituden angewandt. Bei zwei gegebenen sendenden Antennen (d. h. M = 2) wird die Phasenverschiebung von π(Bogenmaß), die auf das Spreizspektrumsignal in dem zweiten Antennenzweig angewandt wird, gemäß dem Ausdruck (4) durch den Generator 17 bereitgestellt. So ist zum Beispiel die Phase von pm(n), θm(n), gleich π, wenn M = 2 ist, entsprechend den beiden Antennenzweigen; m = 2, entsprechend dem zweiten der beiden Zweige; und m' = 1, entsprechend dem ersten von M = 2 gleichen Teilsegmenten.
Der Generator 17 wendet die Phasenverschiebung θm(n) für Teilsegmente gemäß der Definition von n durch den Ausdruck (5) an. Wenn zum Beispiel i = 0 angenommen wird (d. h. Annahme des ersten Bit von b(n)) und M = 2, m' = 1 und m = 2 eingesetzt wird, vereinfacht sich der Ausdruck (5) somit zu 0 ≤ n ≤ N/2 - 1 - wobei die erste Hälfte (oder das erste Teilsegment) des Intervalls dem ersten Bit von b(n) entspricht. Somit gibt der Generator 17 pm(n) die Phasenverschiebung θm(n) = π für das Teilsegment, das durch 0 ≤ n ≤ N/2 - 1 definiert wird.
Der Generator 17 arbeitet gemäß den Ausdrücken (4) und (5), um während der zweiten Hälfte (m' = 2) des Intervalls, entsprechend dem ersten Bit von b(n), eine Phasenverschiebung von Null auf das Spreizspektrumsignal in dem zweiten Antennenzweig anzuwenden. Diese Null-Phasenverschiebung ist in Fig. 3(b) durch die komplexe Amplitude S&sub2; in ihrer ursprünglichen Position (siehe Fig. 3(a)) gezeigt. Außerdem wendet der Generator 17 während der ersten Hälfte und während der zweiten Hälfte (d. h. in beiden Teilsegmenten) des Intervalls, entsprechend dem ersten Bit von b(n), eine Phasenverschiebung von Null auf das Spreizspektrumsignal in dem ersten Antennenzweig an. Dies erfolgt wiederum gemäß den Ausdrücken (4) und (5). Diese Null- Phasenverschiebung ist in Fig. 3(b) durch die komplexe Amplitude S&sub1; gezeigt, die für beide Hälften des Bitintervalls in ihrer ursprünglichen Position (siehe Fig. 3(a)) bleibt.
Die verschiedenen Gewichtungssignale pm(n), die auf jedes Teilsegment eines Bitintervalls (oder Segments) angewandt werden, bilden eine Folge von Gewichtungssignalen. Die Folge von Gewichtungssignalen, die von einem Antennenzweig der Ausführungsform für ein gegebenes Bitintervall angewandt wird, unterscheidet sich von der Folge von Gewichtungssignalen, die in jedem anderen Zweig der Ausführungsform während desselben Bitintervalls angewandt wird. Somit ist zum Beispiel die Folge von Phasenverschiebungen, die von dem ersten Antennenzweig von Fig. 4 für die oben besprochenen Segmente des Bitintervalls angewandt wird, (0(Bogenmaß), 0(Bogenmaß)). Diese Folge ist von der Folge (π(Bogenmaß), 0(Bogenmaß)) verschieden, die von dem zweiten Antennenzweig für Teilsegmente desselben Bitintervalls angewandt wird, da die erste Phasenverschiebung jeder Folge nicht dieselbe ist.
Das Produkt des Spreizspektrumsignals a(n)b(n) und des Signals Am(n)ejθm(n), das von der Multipliziererschaltung 15 jedes Antennenzweigs, 1 ≤ m ≤ M, erzeugt wird, ist ein Signal um(n). Jedes Signal um(n) wird herkömmlichen Sendeschaltkreisen 20 zugeführt. Die Schaltkreise 20 liefern u. a. Impulsformung, HF-Modulation und Leistungsverstärkung als Vorbereitung für die Signalübertragung über die Antenne 25.
Als Ergebnis des Betriebs des Sender-Ausführungsbeispiels sendet jede der M Antennen 25 ein Signal zu einem Empfänger. Jedes solche Signal basiert auf einer verschieden phasenverschobenen Version eines Spreizspektrumsignals.
Für Durchschnittsfachleute ist erkennbar, daß eine Senderausführungsform mit einer beliebigen Anzahl von Antennenzweigen realisiert werden kann. Die obigen Ausdrücke (2)-(5) werden allgemein dargestellt, um solche erweiterten Realisierungen zu ermöglichen. Außerdem versteht sich, daß die Folge von Operationen, die die Entspreizung bildet, sowie die Folge von Entspreizungs- und Demodulationsoperationen lediglich beispielhaft ist. Es können auch andere Folgen solcher Operationen realisiert werden.

C. Ein Empfänger-Ausführungsbeispiel

Fig. 5 zeigt eine beispielhafte DS-CDMA-RAKE-Empfängerausführungsform.
Die Ausführungsform umfaßt eine Antenne 50; herkömmliche Empfängerschaltkreise 55; L' RAKE- Empfängerzweige, wobei L' kleiner oder gleich der Anzahl von Mehrfachwegen L ist; eine Summierungsschaltung 80; und einen Entscheidungsprozessor 85. Die RAKE-Empfängerzweige werden durch 1, mit 1 ≤ l ≤ L' ≤ L, indiziert. Wie es für Empfänger des RAKE-Typs üblich ist, wird jeder Empfängerzweig so "abgestimmt", daß er Signale aus einem bestimmten Mehrfachweg eines Kommunikationskanals empfängt.
Das Empfänger-Ausführungsbeispiel von Fig. 5 kann verwendet werden, um Signale zu empfangen, die von dem Sender-Ausführungsbeispiel von Fig. 4 gesendet werden. Bei Annahme von M = 2 Senderantennen und L' = 2 RAKE- Empfängerzweigen liefert die Verwendung des beispielhaften Senders und Empfängers zusammen Diversity der Ordnung ML' (d. h. in diesem Fall vierter Ordnung).
Jeder RAKE-Empfängerzweig umfaßt einen DS-CDMA- Entspreizer 60, einen Demodulator 70 und einen Summierungsspeicher 75. Die Empfängerzweigabstimmung wird auf herkömmliche Weise erzielt, indem die Mehrwegeübertragungsverzögerung τ&sub1; (zur Verwendung durch den Entspreizer 60) und die komplexe Konjugierte des komplexen Mehrwege-Fading-Koeffizienten β (n) (zur Verwendung durch den Demodulator 70) abgeschätzt wird. Jeder Entspreizer 60 umfaßt eine Multipliziererschaltung 62, einen Signalgenerator 63 und einen Summierungsprozessor 64. Der Demodulator 70 umfaßt einen Demodulationsprozessor 72.
Die Antenne 50 empfängt die gesendeten Mehrwegesignale von einem Sender.
Die Empfangssignale r(t) werden von den herkömmlichen Empfängerschaltkreisen 55 verarbeitet (darunter z. B. rauscharme Verstärker, HF/ZF-Bandpaßfilter und ein Anpassungsfilter), um das Signal s(n) zu erzeugen, das oben mit Bezug auf den Ausdruck (1) besprochen wurde. Das Signal s(n) wird jedem der L'-Empfängerzweige zugeführt.
Die Multipliziererschaltung 62 empfängt das Signal s(n) aus den Schaltkreisen 55 und eine verzögerte Version der Signatursequenz aus dem Signalgenerator 63. Die Signalgeneratoren 63 der Ausführungsform sind bis auf die Verzögerung, die sie auf die Signatursequenz anwenden, identisch. Jede Verzögerung τ&sub1; ist eine Abschätzung der Übertragungsverzögerung, die dem 1-ten Mehrfachweg zugeordnet ist. Diese Verzögerung wird auf für DS-CDMA-Systeme herkömmliche Weise durch den Generator 63 bestimmt. Siehe z. B. Pickholtz et al., Theory of Spread Spectrum Communications - A Tutorial, Band COM-30, Nr. 5, IEEE Transactions on Comm. 855, 870-75 (Mai 1982).
Das Ausgangssignal des Multiplizierers 62 wird dem Summierungsprozessor 64 zugeführt. Für jedes Bit des Signals b(n), das empfangen werden soll, bildet der Prozessor 64 M Summierungen des Signals s(n)a(n-τ&sub1;), das von dem Multiplizierer 62 bereitgestellt wird. Jede Summierung hat die Form
wobei sich i auf das i-te Bit von b(n) bezieht, m' gleich lange Teilsegmente des i-ten Bitintervalls indiziert und τ&sub1; eine auf herkömmliche Weise bestimmte Mehrwegeübertragungsverzögerung ist. Für jedes Bit von b(n) liefert der Prozessor 64 ein entspreiztes Signalsegment, das M Ausgangssignale y mit 1 ≤ m' ≤ M umfaßt.
Wenn also zum Beispiel M = 2 ist, bildet der Prozessor 64 zwei Summierungen, die jeweils über eines der beiden (d. h. M) gleich langen Teilsegmente des i-ten Bitintervalls, das durch m' indiziert wird, gebildet werden. Diese Summierungen haben die durch den Ausdruck (6) gegebene Form:
Deshalb behandelt der Summierungsprozessor 64 die Teilsegmente des i-ten Bitintervalls getrennt, da diese Teilsegmente verschiedenen Phasenverschiebungen unterzogen werden, die durch den Sender angewandt werden.
Die M Ausgangssignale, die durch den Summierungsprozessor 64 für das i-te Bit und den 1-ten Mehrfachweg bereitgestellt werden, y , werden als Eingabe dem Demodulationsprozessor 72 zugeführt. Der Demodulationsprozessor 72 multipliziert jedes Signal y mit einer Abschätzung der Konjugierten des komplexen Fading- Koeffizienten für den 1-ten Mehrfachweg. Bei herkömmlichen RAKE-Empfängern wird die Abschätzung der Konjugierten des komplexen Fading-Koeffizienten für den 1-ten Mehrfachweg inkrementell bitweise bestimmt. Das heißt, die Abschätzung der Konjugierten des Fading- Koeffizienten für das i-te Bit hängt von einer Abschätzung der Konjugierten des Koeffizienten für das i-l-te Bit ab. Wegen der Anwendung der verschiedenen Phasenverschiebungen in verschiedenen Segmenten des 1-ten Bitintervalls (durch den Sender) muß diese inkrementelle Bestimmung der Konjugierten des komplexen Fading-Koeffizienten jedoch modifiziert werden. Diese Modifikation wird unter Bezugnahme auf Fig. 6 verständlich.
Wie in Fig. 6 gezeigt, sind jedem Bit, d. h. i = 1, im Fall M = 2 zwei komplexe Fading-Koeffizienten βm'* (iN), N ≤ m' ≤ M(=2) zugeordnet. Der zweite dieser beiden Koeffizienten β2*(N) hängt nicht von dem Koeffizienten β1*(N) ab, der ihm unmittelbar vorausgeht, sondern von dem zweiten der beiden Fading-Koeffizienten, die dem vorherigen Bit zugeordnet sind, β2*(0). Der Grund dafür besteht darin, daß beide Koeffizienten β2*(N) und β2*(0) einem Bitintervall-Teilsegment entsprechen, das durch m' = 2 angegeben wird. Deshalb geben diese Koeffizienten dieselbe Phasenverschiebung wieder, die durch den Sender angewandt wird.
Die Abhängigkeit von Koeffizienten wird in der Figur durch einen Pfeil angegeben, der einen späteren Koeffizienten mit einem früheren Koeffizienten verbindet. Wie der Figur zu entnehmen ist, hängt ein Koeffizient, der einem gegebenen Teilsegment m' eines gegebenen Bit zugeordnet ist, von dem Koeffizienten desselben Teilsegments des vorherigen Bit ab. Deshalb kann der Prozessor 72 mit M herkömmlichen Koeffizientenabschätzungsphasenregelkreisen realisiert werden, wobei jeder solche Kreis dasselbe Teilsegment m' in aufeinanderfolgenden Bitintervallen betrifft. Siehe z. B. Gitlin. et al., Data Communications Principles, 403-32 (1992). Es versteht sich, daß der Prozessor 72 des beispielhaften Empfängers nur die Koeffizientenphase abschätzen muß. Der Grund dafür besteht darin, daß das Sender-Ausführungsbeispiel zur Unterscheidung der durch die verschiedenen Antennen gesendeten Signale nur eine Phasenverschiebung verwendet.
Wiederum mit Bezug auf Fig. 5 umfaßt die Ausgabe des Prozessors 72 des 1-Mehrfachweg-Empfängerzweigs für das i-te Bit über die Zeit hinweg M Signale der Form
wobei die M Signale durch m' indiziert werden. Diese M Signale werden durch den Summierungsspeicher 75 gespeichert und beim Empfang addiert. Der Speicher 75 bildet folgendermaßen eine Summe:
Die Signale z aus dem Speicher 75 jedes Empfängerzweigs werden durch die Summierungsschaltung 80 summiert. Das Ergebnis ist ein Signal zi, das jedes empfangene Bit i wiedergibt. Das Signal zi wird einem herkömmlichen Entscheidungsprozessor 85 zugeführt, der für jedes Bit bi auf der Grundlage von zi einen Binärwert zuweist. Der Prozessor 85 liefert zum Beispiel eine Schwellenerkennung dergestalt, daß bi = 1 für zi ≥ 0 ist und bi = 0 für zi < 0 ist. Das Binärsignal bi ist somit der empfangene Bitstrom.
Die oben dargestellten Ausführungsformen des Senders und Empfängers betreffen Modulationsformate mit Binärphasenumtastung (BPSK). Es können jedoch auch andere Modulationsformate wie zum Beispiel Binär- Differenzphasenumtastung (DPSK) verwendet werden. Die oben dargestellte Sender-Ausführungsform kann ergänzt werden, um eine DPSK-Modulation bereitzustellen, indem der in Fig. 7 dargestellte herkömmliche Differenzcodierer 100 verwendet wird. Zur DPSK-Modulation eines Binärsignals d(n) wird ein Signal d(n) der herkömmlichen mod-Summierungsschaltung 110 des Differenzcodierers 100 zugeführt. Die Modulo-2-Summierungsschaltung 110 empfängt außerdem ein Eingangssignal aus der Verzögerung 120. Das Ausgangssignal der mod-2- Summierungsschaltung 110 wird der Sender-Ausführungsform als das Signal b(n) zugeführt. Das Signal b(n) wird außerdem über die Verzögerung 120 zu der mod- Summierungsschaltung zurückgekoppelt.
Der beispielhafte Empfänger kann modifiziert werden, um DPSK-modulierte Signale aus dem Sender zu empfangen, indem die oben besprochenen Demodulationsprozessoren 72 durch die in Fig. 8 dargestellten Demodulationsprozessoren 73 ersetzt werden. Jeder Prozessor 73 ist als eine Schleife umfassend gezeigt, die eine Verzögerung 130, den Konjugationsprozessor 135 und die Summierungsschaltung 140 umfaßt.
Die Segmente von Signalen, die oben im Kontext der Ausführungsbeispiele besprochen wurden, betreffen einzelne Binärstellen (oder Bit) eines Digitalsignals. Für Fachleute ist erkennbar, daß diese Signalsegmente bei anderen Ausführungsformen Werte anderer Arten von Signalen wiedergeben können.
Zum Beispiel können diese Segmente bei solchen Ausführungsformen komplexwertige Signale, Analogsignale, diskretwertige Signale usw. wiedergeben.

Claims

1. Verfahren zum Betrieb eines Direkt-Sequenz- Spreizspektrumsenders zum Übermitteln eines ersten Signals (a(n)b(n)) zu einem Empfänger, wobei der Sender eine Vielzahl von M Antennen (T&sub1;, T&sub2;) enthält, wobei das erste Signal ein oder mehrere Signalelemente enthält, mit den folgenden Schritten:

a. Bilden von M Kopien des ersten Signals;

b. für ein Segment einer Signalkopie, Gewichten jedes von zwei oder mehr Teilsegmenten des Segments mit einem verschiedenen Signal, wobei eine Sequenz der verschiedenen Gewichtungssignale für das Segment von Sequenzen von Signalen verschieden ist, die dasselbe Segment von einer oder mehreren Signalkopien gewichten; und

c. für jede von M gewichteten Signalkopien, Senden eines Signals zu dem Empfänger unter Verwendung einer verschiedenen Antenne, wobei das gesendete Signal auf der gewichteten Signalkopie basiert.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Gewichtens jedes Teilsegments mit einem verschiedenen Signal das Anwenden einer verschiedenen Phasenverschiebung auf das Teilsegment umfaßt.

3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei die Phasenverschiebung für ein m-tes Teilsegment, 1 ≤ m ≤ M, eines Segments einer Signalkopie, die die Grundlage für das gesendete Signal aus der m- ten Antenne, 1 ≤ m ≤ M, bildet, folgendes umfaßt:

2π(m - 1)m'/M

4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Gewichtens jedes Teilsegments mit einem verschiedenen Signal das Anwenden einer Verstärkung auf das Teilsegment umfaßt, wobei die Verstärkung 1 ≤ m ≤ M, 1/ M umfaßt.

5. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das erste Signal (a(n)b(n)) ein Spreizspektrumsignal ist, das ein Produkt eines zweiten Signals (a(n)) und eines Signatursequenzsignals (b(n)) wiedergibt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei das zweite Signal ein differenzcodiertes Signal ist.

7. Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein Signalsegment einen diskreten Signalwert wiedergibt.

8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei der diskrete Signalwert eine Binärstelle umfaßt.

9. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Sendens eines Signals zu einem Empfänger das Bilden eines Spreizspektrumsignals umfaßt, das ein Produkt der gewichteten Signalkopie und eines Signatursequenzsignals (a(n)) wiedergibt.

10. Verfahren nach Anspruch 9, wobei das erste Signal ein differenzcodiertes Signal ist.

11. Verfahren zum Betrieb eines Direkt-Sequenz- Spreizspektrumempfängers zur Bestimmung eines oder mehrerer Signalsegmentwerte, die in einem Empfangssignal aus einem Kommunikationskanal dargestellt werden, wobei das Empfangssignal Signale wiedergibt, die unter Verwendung einer Vielzahl von Antennen gesendet werden, mit den folgenden Schritten:

1. für eine oder mehrere Kopien des Empfangssignals,

a. Entspreizen (60) eines Segments des Empfangssignals,

b. Demodulieren (70) einer Vielzahl von Teilsegmenten des entspreizten Segments, wobei jedes Teilsegment unter Verwendung einer oder mehrerer abgeschätzter Kommunikationskanalkenngrößen, die dem Teilsegment entsprechen, demoduliert wird, und

c. Bilden eines Summierungssignals (75), das eine Summierung einer Vielzahl von demodulierten Teilsegmenten wiedergibt; und

2. Bilden eines Signals (80), das einen Signalsegmentwert wiedergibt, wobei das gebildete Signal (80) auf einem oder mehreren Summierungssignalen basiert.

12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schritt des Entspreizens eines Segments des Empfangssignals die folgenden Schritte umfaßt:

i. Anwenden eines Signatursequenzsignals (a(n)) auf das Empfangssignal; und

ii. für jedes einer Vielzahl von Empfangssignal-Teilsegmenten, auf die ein Signatursequenzsignal angewandt wurde, Bilden eines Summierungssignals, das eine Summierung von Signalwerten dieses Teilsegments wiedergibt; wobei ein entspreiztes Signalsegment eine Vielzahl von Summierungssignalen aus Schritt ii umfaßt.

13. Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Empfangssignal von Empfängerschaltkreisen bereitgestellt wird, die an eine Antenne angekoppelt sind.

14. Verfahren nach Anspruch 11, wobei ein Signalsegmentwert einen diskreten Wert umfaßt.

15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei der diskrete Wert eine Binärstelle umfaßt.

16. Verfahren zum Betrieb eines Direkt-Sequenz- Spreizspektrumempfängers zur Bestimmung eines oder mehrerer Signalsegmentwerte, die in einem Empfangssignal aus einem Kommunikationskanal dargestellt werden, wobei das Empfangssignal Signale wiedergibt, die unter Verwendung einer Vielzahl von Antennen gesendet werden, mit den folgenden Schritten:

1. für eine oder mehrere Kopien des Empfangssignals,

a. Entspreizen (62, 63) einer Vielzahl von Teilsegmenten des Empfangssignals;

b. Bereitstellen der Vielzahl von entspreizten Teilsegmenten als Eingangssignal eines Summierungsprozessors (64), um ein Summierungssignal für jedes der Vielzahl von M entspreizten Teilsegmenten zu bilden, aus denen das entspreizte Signal zusammengesetzt ist;

c. Demodulieren (70) der M Summierungssignale für jedes der Vielzahl von entspreizten Teilsegmenten eines Segments des Empfangssignals, wobei jedes Teilsegment unter Verwendung einer oder mehrerer abgeschätzter Kommunikationskanalkenngrößen, die dem Teilsegment entsprechen, demoduliert wird,

d. Bilden eines Summierungssignals (75), das eine Summierung einer Vielzahl von demodulierten Teilsegmenten wiedergibt; und

2. Bilden eines Signals (80), das einen Signalsegmentwert wiedergibt, wobei das gebildete Signal auf einem oder mehreren Summierungssignalen basiert.

17. Verfahren nach Anspruch 16, wobei die Schritte a. und b. des Entspreizens eines Segments des Empfangssignals die folgenden Schritte umfassen:

i. Anwenden eines Signatursequenzsignals auf die Vielzahl empfangener Teilsegmente; und

ii. für jedes einer Vielzahl von Teilsegmenten, auf die ein Signatursequenzsignal angewandt wurde, Bilden eines Summierungssignals, das eine Summierung von Signalwerten dieses Teilsegments wiedergibt; wobei ein entspreiztes Signalsegment eine Vielzahl von Summierungssignalen aus Schritt ii umfaßt.

18. Verfahren nach Anspruch 16, wobei das Empfangssignal von Empfängerschaltkreisen bereitgestellt wird, die an eine Antenne angekoppelt sind.

19. Verfahren nach Anspruch 16, wobei ein Signalsegmentwert einen diskreten Wert umfaßt.

20. Verfahren nach Anspruch 19, wobei der diskrete Wert eine Binärstelle umfaßt.