JPH11511927A - プレ・ポストひずみ増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 プレ・ポストひずみ増幅器（１０）が開示される。この装置は、２つのドライバ増幅器（１２）および（１４）、ならびに２つの電力増幅器（１６）および（１８）を含む４カスケード接続増幅器を含む。プレ・ポストひずみ増幅器（１０）により、プレ・ポストひずみ増幅器内の入力信号の伝搬により導入されたひずみ信号がほぼ完全に補償された少なくとも２つのＲＦ信号を増幅することができる。ドライバ・電力増幅器の各対は、最適の結果を得るため電力出力がスケーリングされる。

Description

【発明の詳細な説明】 プレ・ポストひずみ増幅器 背景 移動通信サービスおよび個人用通信サービスに対するますます増大する要求に より、スペクトル的に効率的な変調方式に再び関心が寄せられている。ＲＦ電力 増幅の最も効率的な形は非線形であるため、ＣＰＭ（連続的位相変調）方式が携 帯用無線応用に好まれてきた（たとえばGaussing Minimum Shift Keying-ＧＭＳ Ｋ等）。しかしながら、より大きい容量の必要に迫られて、一定の包絡線を維持 する利点は、線形変調にとって代わられようとしている（たとえばπ／４Shift ＤＱＰＳＫ等）。 線形変調方式に適用されるフィルタリングは、スペクトル利用において利得を 生み出すが、包絡線のばらつきもまた導出される。このような信号は非線形ＲＦ 増幅器を通ると、ひずみを受ける（振幅から振幅への変調（ＡＭ／ＡＭ）および 振幅から位相への変調（ＡＭ／ＰＭ））。これにより、スペクトルは割当てられ たチャネルを超えて広がり、性能が低下する結果となる。（たとえばクラスＡの ）従来技術による線形ＲＦ増幅器の非効率性およびコストは、携帯用無線伝送機 器の電池の寿命に危機的な影響を及ぼし、基地局の基盤機器のコストおよびその 動作を大いに増大させる。ＲＦ増幅器の効率の改善は、通話時間、充電の間隔、 および、全体としての無線装置のサイズおよび重量の改善に直接つながる。した がって、線形で変調される携帯装置のための理想的な増幅器は、電力効率にも優 れた、線形増幅器である。 線形増幅器は、振幅および位相の変調のいかなる組合せにおいても信号を増幅 できるので、変調方式の選択は伝送器によって制限されるものではなく、したが って、ソフトウェアを選択することが可能である。これは、軍事的用途に、また 、各国間の境界および標準にまたがる、商業用の用途に有利である。線形増幅の 他の応用は、種々のデジタルのセルラーおよび個人用移動無線（ＰＭＲ）システ ム、従来的な振幅変調（ＡＭ）および単側波帯（ＳＳＢ）システム、ならびに、 レー ダおよびページング応用および時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）システムに見ら れるような帯域限定パルスシステム等の、伝送器の電力投入がよく制御されるべ き例を含む。線形増幅器はまた、マルチキャリア基地局で見られるような多数の 信号の組合せによって引き起こされる、包絡線のばらつきを調節することもまた 可能である。 しかしながら、線形増幅器においても、ある電力レベルにおいては信号にひず みが生じる。実際に、２つの入力ＲＦ信号Ｌ１およびＬ２が線形増幅器を通じて 伝搬する際には、この増幅器は第１の近似で、相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２） のような相互変調積を導き出す。ここで、αは級数展開のパラメータであって、 Ｆ（Ｌ１，Ｌ２）は、（Ｌ１，Ｌ２）の一次関数である。相互変調積は、それら が干渉、クロストークおよびスペクトルの再成長を引き起こすため、望ましくな い。 非線形性の別の原因は、ＲＦ電力増幅器のカスケードによってもたらされる。 実際に、ＲＦ電力増幅器は多種多様な通信および他の電子的応用に使用される。 これらの増幅器は１または複数のカスケード接続された増幅器段によって作られ 、それらの各々はその段の入力に与えられる信号のレベルを、その段の利得とし て知られている量だけ増大させる。理想的には、各段の入力から出力への転送は 線形であって、振幅が増大された入力信号の完全な複製が増幅器の出力に現われ る。しかし実際には、すべての電力増幅器はそれらの転送特性にある程度の非線 形性を有する。この非線形性は、出力信号にひずみをもたらす結果となり、した がってその出力信号は、もはや入力の完全な複製ではない。この種のひずみはま た、望ましくない相互変調積を生み出す。したがって、先行技術は、電力増幅器 の動作中に発生するひずみを減じるよう設計された種々の方法および装置を反映 する。 もっとも一般的な方法は、フィードバックと呼ばれる。フィードバックが非線 形システムを線形化できることは長年知られてきている。ベースバンド直角位相 変調の負のフィードバックを使用するカルテシアンフィードバックは、複雑な構 造なしにかつ低コストで、相互変調ひずみを大いに減少することができる。カル テシアンフィードバックで達成することが可能な典型的な例は、M．Johannsonお よびT．Matssonによって、「線形ＴＤＭＡ変調のためにカルテシアンフィー ドバックを用いる伝送器線形化（“Transmitter Linearization using Cartesia n Feedback for Linear TDMA Modulation”）」、米国、セント・ルイス（St．L ouis，USA）、第４１回IEEE Vehicular Technology Conferencesの議事録、ＶＣ Ｔ−９１、第４３９頁〜第４４４頁、１９９１年５月、内に与えられている。 振幅（または包絡線）変調の目的のための、ＲＦ電力増幅器の電源のハイレベ ル変調は、よく構築された技術であって、これは、効率的なハイレベル電源変調 器と組合せられると、高い電力効率を提供する。このことは、ＥＰ特許番号第４ ３１２０１号の振幅フィードバックのみの技術の基礎となっている。このシステ ムにおける問題は、対応するベースバンド直角位相変調およびＡＭ−ＰＭひずみ を制御できないことから考えると、振幅信号の帯域幅が比較的大きいことである 。したがって、そのスペクトル制御はカルテシアンフィードバック、ＩＦフィー ドバックおよびＲＦフィードバックのそれよりも通常劣る。（振幅および位相の 両方のフィードバックである）全極フィードバックは、ＡＭ−ＰＭひずみを制御 できないという制限を克服するが、それでもやはり振幅および位相信号の双方に おける帯域幅拡大の問題は残る。 このように、フィードバックは低周波数においてはうまく作用するが、超高周 波数においては問題となる。このような周波数では、２つの基本的な方法が通常 使用される。すなわち、フィードフォワードおよび先行ひずみである。 フィードフォワード方法は、ひずみ積を所望の信号から分離することによって エラー信号を生成して、純粋なひずみエラー信号を得る。好適なスケーリングお よび遅延マッチングの後に、ひずみとは位相がずれているこのエラー信号が出力 に与えられて、ひずみが減じられる。しかしながら、このエラー信号は線形ＲＦ 電力増幅器によって増幅されなければならない。これは危機的状況を生み出す結 果となる。なぜなら、通常、ＲＦ電力増幅器の効率が増すと、そのひずみも増し て、したがって、線形増幅器によって増幅されるエラー信号のレベルも増すため である。エラー信号のレベルが大きくなるにつれて、線形増幅器もまた大きくな り、かつしたがって、電力消費が増大しかつ効率が低下する。このようなシステ ムは、特に、広帯域線形化方式に適用されている。その典型的な例は、ＰＣＴ特 許番号Ｗｏ ９１／１６７６０号内に、P.B．Kenington、M.A．Beach、A.Batema n、およびJ.P．McGeehanによって開示されている。 フィードフォワードアーキテクチャ内でひずみを最大限に減じるための一方法 として、増幅器の入力にひずみをシミュレートするパイロットを投入する方法が ある。増幅器の出力におけるパイロット信号の大きさが、ステップサイズが減少 する回路のアルゴリズムを制御するのに使用されてフィードフォワードひずみ信 号の利得および位相が調節され、それにより、増幅器によって導出されるひずみ およびパイロット信号が実質的に排除される。この方法は、Myerに発行された米 国特許番号第４，５８０，１０５号に開示されている。 フィードフォワードひずみを最小にする別の方法は、電力増幅器の相互変調性 能を改善かつ維持するのに必要な利得および位相調整を連続して正確にかつ効率 的に行なう一方で、相殺調整間の望ましくない相互作用を防ぎかつダンプロード で浪費される電力を最小に抑える、フィードフォワード最小化回路を含む。これ は、Mitzlaffに発行された米国特許番号第５，４４４，４１８号に開示されてい る。 ひずみを最小にする先行ひずみ方法は、線形増幅器によって生成されるひずみ と同様のひずみを生成し、それを正しい利得、位相および遅延で入力に加えて、 線形増幅器の出力においてそのひずみの相殺を行なうステップを含む。この方法 は、２つの増幅器のひずみ特性を合致させる必要がある。しかしながら、２つの 増幅器のひずみ特性は周波数および温度によってばらつく可能性があり、したが って、得ることの可能な訂正の量は制限される。 必要とされるのは、増幅器のカスケード内の増幅器の各対のひずみ特性を合致 させることによって非線形ＲＦ電力増幅器のカスケードの線形化を行なう方法で あって、各増幅器の、周波数および温度にわたる、ならびに他の非線形の原因に 起因する、ひずみ特性のばらつきを考慮に入れる方法である。 発明の概要 この発明は、非線形ＲＦ増幅器のカスケードを、増幅器の各対のひずみ特性を 一致させかつ周波数、温度、および非線形性の他の原因による各増幅器のひずみ 特性の変動を考慮することによって、線形化するための方法および装置を開示す るという点で独自のものである。 この発明の１局面は、プレ・ポストひずみ装置を通じて、少なくとも２つの無 線周波数（ＲＦ）信号Ｌ１およびＬ２または複素拡散スペクトル信号（complexs pread spectrum signal）の伝搬によって発生される非線形のひずみを取除くた めのプレ・ポストひずみ装置に向けられる。プレ・ポストひずみ装置は、（Ａ） 内ループ手段および（Ｂ）外ループ手段を含む。 内ループ手段はさらに、（１）少なくとも２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）およ び第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第１の複合信号ＣＳ １を発生するための第１の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ／Ｎ２と、（ ２）少なくとも２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ ２）（Ｌ１，Ｌ２）および第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第２の 複合信号ＣＳ２を発生するための第１の非線形ハイレベル出力増幅器手段Ｆと、 （３）２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ １，Ｌ２）、第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）および第３の相互変調信号 α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第３の複合信号ＣＳ３を発生するための第 ２の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｇ／Ｎ１と、（４）第８の複合信号Ｃ Ｓ８と第３の複合信号ＣＳ３との振幅を比較するための位相・振幅比較器（ＰＡ Ｃ）とを含み、ＰＡＣ手段は第１の振幅エラー信号Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒ ｏｒ１を発生し、前記内ループ手段はさらに、（５）第１の複合信号ＣＳ１を遅 延しかつ第１の複合信号ＣＳ１の位相を反転するための第１の遅延手段を含み、 第１の遅延手段は第４の複合信号ＣＳ４を発生し、前記内ループ手段はさらに、 （６）第１の複合信号ＣＳ１の振幅を調整しかつ内ループを閉じるための、第１ の振幅エラー信号Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ１を利用する第１の振幅調整 器手段Ａ１と、（７）第１のローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２および第１のハイレベル 増幅器Ｆの電力レベルを自動的に制御するため、ハイレベル増幅器手段Ｆの電力 出力が第１のローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２の電力出力に比例することを確実に するため、かつ第２のＡｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ２信号を発生するための 自動利得制御回路（ＡＧＣ）手段と、（８）ローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２により発 生される複合信号ＣＳ１の電力レベルを調整するため第２のＡｍｐｌｉｔｕｄｅ ＿Ｅｒｒｏｒ２信号を利用する第２の振幅調整器手段Ａ２とを含む。 外ループ手段は、（１）第４の複合信号ＣＳ４と第３の複合信号ＣＳ３とを第 ２の近似まで加算するための第１の加算器手段を含み、第１の加算器手段は、第 ２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）、第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ １，Ｌ２）および第２の近似成分α²Ａｄｄｅｒ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第５の複 合信号ＣＳ５を出力し、前記外ループ手段はさらに、（２）第５の複合信号ＣＳ ５を増幅しかつ反転するためのエラー増幅器手段を含み、エラー増幅器は、第２ の近似において、増加されかつ反転された第２の相互変調信号（−）βαＦ（Ｌ １，Ｌ２）、増加されかつ反転された第３の相互変調信号（−）βα（Ｇ／Ｎ１ ）（Ｌ１，Ｌ２）および増加されかつ反転された第２の近似成分（−）βα²Ａ ｄｄｅｒ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第６の複合信号ＣＳ６を出力し、ここでβは補償 を最適化する増加係数であり、前記外ループ手段はさらに、（３）第３の複合信 号ＣＳ３および第６の複合信号ＣＳ６の電気経路を等化するため第３の複合信号 ＣＳ３を遅延するための第２の遅延手段と、（４）遅延された第３の複合信号Ｃ Ｓ３と第６の複合信号ＣＳ６とを加算するための第２の加算器手段とを含み、第 ２の加算器手段は、第１の近似において、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）および 反転された第３の相互変調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第７ の複合信号ＣＳ７を出力し、前記外ループ手段はさらに、（５）２つの入力信号 （Ｌ１，Ｌ２）、反転された第３の相互変調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１， Ｌ２）および第４の相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第８の複合信号ＣＳ ８を発生するための第２の非線形ハイレベル電力増幅器手段Ｇを含み、反転され た第３の相互変調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）と第４の相互変調信 号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）とは第１の近似において互いに相殺し合う。 好ましい実施例において、内ループはさらに、第１の複合信号ＣＳ１の位相を 調整しかつ内ループを閉じるために、位相・振幅比較器（ＰＡＣ）手段により発 生される位相エラー信号Ｐｈａｓｅ＿Ｅｒｒｏｒを利用する位相調整器手段Θを 含む。 好ましい実施例において、外ループ手段はさらに、駆動レベル、周波数および 温度にわたってエラー増幅器手段の利得および位相を安定化し、かつ、エラー増 幅器手段の線形性を向上させるための回路を含む。 一実施例において、周波数および温度にわたってエラー増幅器の利得および位 相を安定化するための回路は、さらにフィードフォワードループを含む。他の実 施例においては、周波数および温度にわたってエラー増幅器の利得および位相を 安定化するための回路はさらにフィードバックループを含む。 この発明のさらなる局面は、プレ・ポストひずみ装置を通じて少なくとも２つ の無線周波数（ＲＦ）信号（Ｌ１およびＬ２）の伝搬により発生された非線形の ひずみを取除くためのプレ・ポストひずみ装置の代替的構造に向けられる。代替 的プレ・ポストひずみ装置は、（Ａ）内ループ手段と外ループ手段とを含む。 内ループ手段はさらに、（１）２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）および第１の相 互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第１の複合信号ＣＳ１を発生す るための第１の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ／Ｎ２と、（２）２つの 入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）お よび第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第２の複合信号ＣＳ２を発生 するための第１の非線形ハイレベル電力増幅器手段Ｆと、（３）２つの入力信号 （Ｌ１，Ｌ２）、第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）、第２の相 互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）および第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１ ，Ｌ２）を含む第３の複合信号ＣＳ３を発生するための第２の非線形ローレベル ドライバ増幅器手段Ｇ／Ｎ１と、（４）２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）および第 ４の相互変調信号α（Ｆ＊／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第４の複合信号ＣＳ４ を発生するための第３の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ＊／Ｎ２と、（ ５）位相エラー信号Ｐｈａｓｅ＿Ｅｒｒｏｒを発生しかつ第１の振幅エラー信号 Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ１を発生するための位相・振幅比較器（ＰＡＣ ）手段と、（６）入来する２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の位相を調整するため の、位相エラー信号Ｐｈａｓｅ＿Ｅｒｒｏｒを利用する位相調整器手段Θとを含 み、位相調整動作は、入来信号の初期電力レベルで行なわれ、前記内ループ手段 はさらに、（７）第４の複合信号ＣＳ４を遅延するための第１の遅延手段と、（ ８）第４の複合信号ＣＳ４の振幅を調整しかつ内ループを閉じるための、第１の 振幅エラー信号Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ１を利用する第１の振幅調整 器手段Ａ１と、（９）第１のローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２および第１のハイレベル 増幅器Ｆの電力レベルを自動的に制御するため、ハイレベル増幅器手段Ｆの電力 出力が第１のローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２の電力出力に比例することを確実に するため、かつ第２のΛｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ２信号を発生するための 自動利得制御回路（ＡＧＣ）手段と、（１０）ローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２により 発生される複合信号ＣＳ１の電力レベルを調整するため第２のＡｍｐｌｉｔｕｄ ｅ＿Ｅｒｒｏｒ２信号を利用する第２の振幅調整器手段Ａ２とを含む。 外ループ手段は、（１）遅延された第４の複合信号ＣＳ４と第３の複合信号Ｃ Ｓ３とを第２の近似まで加算するための第１の加算器手段を含み、第１の加算器 手段は、第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）、第３の相互変調信号α（Ｇ／ Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）および第２の近似成分α²Ａｄｄｅｒ（Ｌ１，Ｌ２）を含 む第５の複合信号ＣＳ５を出力し、前記外ループ手段はさらに、（２）第５の複 合信号ＣＳ５を増幅しかつ反転するためのエラー増幅器手段を含み、エラー増幅 器は、第２の近似において、増加されかつ反転された第２の相互変調信号（−） βαＦ（Ｌ１，Ｌ２）、増加されかつ反転された第３の相互変調信号（−）βα （Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）および増加されかつ反転された第２の近似成分（− ）βα²Ａｄｄｅｒ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第６の複合信号ＣＳ６を出力し、前記 外ループ手段はさらに、（３）第３の複合信号ＣＳ３およびエラー増幅器手段に より発生された第６の複合信号ＣＳ６の電気経路を等化するため第３の複合信号 ＣＳ３を遅延するための第２の遅延手段と、（４）遅延された第３の複合信号Ｃ Ｓ３と第６の複合信号ＣＳ６とを加算するための第２の加算器手段とを含み、第 ２の加算器手段は、第１の近似において、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）および 反転された第３の相互変調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第７ の複合信号ＣＳ７を出力し、前記外ループ手段はさらに、（５）第１の近似にお いて、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、反転された第３の相互変調信号（−）α （Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）および第５の相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）を含 む第８の複合信号ＣＳ８を発生するための第２の非線形ハイレベル電力増幅器手 段Ｇを含み、反転された第３の相互変調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２ ）と第５の相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）とは第１の近似において互いに相 殺し合う。 好ましい実施例において、代替的プレ・ポストひずみ増幅器の外ループはさら に、周波数および温度によりエラー増幅器の利得および位相を安定化させ、かつ エラー増幅器の線形性を向上させるための回路を含む。 この発明のまたさらなる局面は、プレ・ポストひずみ装置を通じての、少なく とも２つの無線周波数（ＲＦ）信号Ｌ１およびＬ２の伝搬により発生される非線 形のひずみを取除くためのプレ・ポストひずみ方法に向けられる。プレ・ポスト ひずみ方法は、（１）第１の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ／Ｎ２によ り少なくとも２つの入力ＲＦ信号（Ｌ１，Ｌ２）を増幅するステップと、（２） ２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ ２）を第１の近似において導入するステップと、（３）２つの入力信号（Ｌ１， Ｌ２）と第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）とを含む第１の複合 信号ＣＳ１を発生するステップと、（４）第１の複合信号ＣＳ１を増幅するステ ップと、（５）２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の第２の非線形相互変調信号αＦ （Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似において導入するステップと、（６）２つの入力信 号（Ｌ１，Ｌ２）、第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）および第 ２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第２の複合信号ＣＳ２を発生するス テップと、（７）第２の複合信号ＣＳ２を増幅するステップと、（８）第３の相 互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似において導入するステッ プと、（９）２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２ ）（Ｌ１，Ｌ２）、第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）および第３の相互変 調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第３の複合信号ＣＳ３を発生するス テップと、（１０）第１の複合信号ＣＳ１と第２の複合信号ＣＳ２との振幅を比 較するステップと、（１１）第１の複合信号ＣＳ１の位相を遅延しかつ反転する ステップと、（１２）第１の複合信号ＣＳ１の振幅を調整しかつ内ループを閉じ るステップと、（１３）第１のローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２および第１のハイレベ ル増幅器Ｆの電力レベルを自動的に制御し、ハイレベル増幅器手段Ｆの電力出力 が第１のローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２の電力出力に比例することを確実にし、 かつ第２のＡｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ２信号を発生するステップと、（１ ４）複合信号ＣＳ１の電力レベルを調整するステップと、（１５）第４の複合信 号ＣＳ４と第３の複合信号ＣＳ３とを第２の近似まで加算するステップと、（１ ６）第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）、第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１ ）（Ｌ１，Ｌ２）および第２の近似成分α²Ａｄｄｅｒ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第 ５の複合信号ＣＳ５を発生するステップと、（１７）第５の複合信号ＣＳ５を増 幅しかつ反転して、かつ第６の複合信号ＣＳ６を発生するステップと、（１８） 第３の複合信号ＣＳ３および第６の複合信号ＣＳ６の電気経路を等化するため、 第３の複合信号ＣＳ３を遅延するステップと、（１９）遅延された第３の複合信 号ＣＳ３と第６の複合信号ＣＳ６とを加算し、第１の近似において、２つの入力 信号（Ｌ１，Ｌ２）および反転された第３の相互変調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１） （Ｌ１，Ｌ２）を含む第７の複合信号ＣＳ７を発生するステップと、（２０）第 ７の複合信号ＣＳ７を増幅するステップと、（２１）２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ ２）の第４の非線形相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似において導入 するステップと、（２２）第１の近似において、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２） 、第４の非線形相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）および反転された第３の相互変 調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第８の複合信号ＣＳ８を発生 するステップとを含み、第４の非線形相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）と反転さ れた第３の相互変調信号とは互いに相殺し合い、前記方法はさらに、（２３）第 ２のハイレベル電力増幅器手段Ｇの利得の変動を補償するためかつ第２のローレ ベルドライバ増幅器Ｇ／Ｎ１および第２のハイレベル電力増幅器Ｇの出力電力を 適切にスケーリングするため、第８の複合信号ＣＳ８をＰＡＣ手段へフィードバ ックするステップを含む。 図面の簡単な説明 図１は、従来技術による先行ひずみ増幅器を示す。 図２は、プレ・ポストひずみ増幅器を示す図である。 図３は、プレ・ポストひずみ増幅器の代替的なアーキテクチャを示す。 図４は、位相・振幅比較器を示す。 好ましい実施例の詳細な説明 従来技術による先行ひずみ回路１０を図１に示す。この従来技術による先行ひ ずみ回路は、周波数Ｌ１およびＬ２を有する少なくとも２つの入力ＲＦ信号がそ れを通じて伝搬する際に、ひずみ信号を導出する。これらひずみ信号は、関連す る入力信号Ｌ１およびＬ２の帯域内にあるために、有効に遮ることはできない。 したがって、従来技術によるひずみを最小にするための先行ひずみ方法は、各線 形増幅器によって生成されるひずみと同様のひずみを生成するステップと、それ を入力部で正しい利得、位相および遅延で加えて、各線形増幅器の出力において ひずみを相殺するステップとを含む。この方法は、増幅器のカスケード内の各々 ２つの増幅器のひずみ特性を合致させる必要がある。しかしながら、図１に示す 回路は、それを実用において不所望なものにする固有の制限を有する。 この設計の第１の欠点は、出力段の電力出力に対するドライバ段の電力出力の 比である。ドライバ段Ｆ／Ｎ１×Ｎ２（１２）およびＧ／Ｎ１×Ｎ２（１４）は 、適正に動作するために、それぞれ、出力段Ｆ（１６）およびＧ（１８）の厳密 な複製でなければならない。理論的には、内ループ２０は外ループ２２をプレデ ィストートする。ひずみ信号を補償することができるように、ドライバ段および 出力段のすべての非線形特性は、周波数、温度および電力とは無関係に、同一に 保たれなければならない。 例１ 増幅器Ｇ（１８）は、そのトポロジにより、２５ワット（Ｗ）を出力すること ができるが、そのスケーリングされた複製であるＧ／Ｎ１×Ｎ２（１４）はわず かに６３０ミリワット（ｍＷ）を出力することができるのみである。このように 、これら２つの電力の比は約４０倍である。比較増幅器Ｆ（１６）（３．１６Ｗ ）と、その対応物であるＦ／Ｎ１×Ｎ２（１２）（０．０７９Ｗ）は、同様の結 果を生み出す。 出力電力が４０倍異なる２つの増幅器が同様に動作することはない。したがっ て、従来技術による先行ひずみ回路のトポロジは、ひずみ信号を排除する目的の ためにはこの回路を全く不完全なものにする。実際に、もしこのドライバ部分が 出力装置として同じパッケージ内に設置されていたとしても、ボンドワイヤカプ リング、共通導線インダクタンス、および熱抵抗等の重要なパラメータが内ルー プ２０および外ループ２２の２つの部分間で一致しないであろうことは明らかで ある。したがって、従来の先行ひずみ方式のもっとも重要なパラメータ、すなわ ち相互変調および温度性能が一致することはない。 第２に、先行ひずみの基本前提は、（１）ドライバ・増幅器がその対応物のス ケーリングされた複製であること、および、（２）ドライバの増幅器の動作点が 出力装置のそれを複製すること、およびその逆である。従来の先行ひずみ回路１ ０は、ドライバ段の出力電力をそのスケーリングされた対応物と比例するように する手段を何ら提供しない。実際に、ドライバ増幅器Ｇ／Ｎ１×Ｎ２（１４）の 出力電力は、その対応物である増幅器Ｇ（１８）に対して変化する場合がある。 したがって、Ｇ／Ｎ１×Ｎ２増幅器（１４）の動的な動作点、およびしたがって その相互変調特性は、Ｇ増幅器（１８）の動的動作点および相互変調特性とは異 なる。 第３に、エラー増幅器２４に関連する本来的な欠点が存在する。どのような補 償方式も、エラー増幅器が非常に正確であることを求める。エラー増幅器２４内 の利得および位相のばらつきは、全体的なシステムの性能に多大な影響を及ぼす 。従来の先行ひずみ回路１０は、エラー増幅器内の利得および位相のばらつきを 軽減する手段を何ら含んでいない。 最後に、Ｇ（１８）とＧ／Ｎ１×Ｎ２（１４）との増幅器の対およびＦ（１６ ）とＦ／Ｎ１×Ｎ２（１２）との増幅器の対を含む従来の先行ひずみ回路のひず み特性は、同一の動作条件を備えてはいない。 図２は、本発明の主題を含むプレ・ポストひずみ回路３０の好ましい実施例を 示す。プレ・ポスト回路３０は、先行技術の上に記載した欠点を克服する。実際 に、以下に示されるように、プレ・ポストひずみ増幅器３０は、線形性が非常に 高い、４段の閉ループ増幅器（ドライバ増幅器Ｆ／Ｎ２（４２）、電力増幅器Ｆ （４０）、ドライバ増幅器Ｇ／Ｎ１（３６）、および電力増幅器Ｇ（３８））を 含む。各ブロックの出力電力は、ドライバ装置の動作が真に、プレドライバ装置 のスケーリングされた形を複製するように選ばれる。エラー増幅器３２は、周波 数および温度にわたってエラー増幅器の利得および位相を安定にする回路によっ て取囲まれている。システム（４４）の出力電力ＲＦ_outはフィードバックされ て、位相・振幅比較器（ＰＡＣ）３４において先の段の出力電力と比較される。 ＰＡＣ（３４）は、最終の２つの段Ｇ（３８）およびＧ／Ｎ１（３６）が、適切 にスケーリングされた出力電力レベルを有するようにする。最後に、自動利得制 御（ＡＧＣ）（４６）が、第２の段Ｆ（４０）の電力出力が確実に第１の段Ｆ／ Ｎ２（４２）のそれに比例するようにして、それにより、最初の２つの段が適切 にスケーリングされた出力電力を有することを保証する。 再び図２を参照して、少なくとも２つの無線周波数（ＲＦ）入力信号Ｌ１およ びＬ２（４２）が、プレ・ポストひずみ装置３０内に導入される。この装置３０ は、少なくとも２つの無線周波数（ＲＦ）信号Ｌ１およびＬ２がそれを通じて伝 搬することによって生成される非線形ひずみを排除するよう設計される。プレ・ ポストひずみ装置３０は、内ループ５０および外ループ５２を含む。 内ループ５０は、第１の非線形ローレベルドライバ増幅器Ｆ／Ｎ２（４２）を 含む。この増幅器Ｆ／Ｎ２は、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の第１の相互変調 信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）（７０）を第１近似で導入し、かつ、２つの 入力信号（Ｌ１，Ｌ２）および第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２ ）を含む第１の複合信号ＣＳ１（５４）を出力する。ここで、αは級数展開のパ ラメータである。すべての相互変調信号の振幅は、入力信号Ｌ１およびＬ２の振 幅と比較すれば小さいものと考えられる。 内ループはさらに、第１の非線形ハイレベル電力増幅器Ｆ（４０）を含む。こ れは、上述の２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の第２の非線形相互変調信号αＦ（ Ｌ１，Ｌ２）（７２）を第１近似で導入し、かつ、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２ ）、第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）、および第２の相互変調 信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を含む、第２の複合信号ＣＳ２（５６）を出力する。内 ループはまた、第２の非線形ローレベルドライバ増幅器Ｇ／Ｎ１（３６）を含む 。これは、第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）（７４）を第１近 似で導入して、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ ２）（Ｌ１，Ｌ２）、第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）、および第３の相 互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む、第３の複合信号ＣＳ３（５ ８）を出力する。 内ループ５０はさらに、第１の遅延部（８０）を含む。これは、第１の複合信 号ＣＳ１（５４）の位相を遅延しかつ反転して、第４の複合信号ＣＳ４（６０） を生成する。位相・振幅比較器（ＰＡＣ）（５４）は、第８の複合信号ＣＳ８の 振幅と第４の複合信号ＣＳ４の振幅とを比較する。比較器ＰＡＣは、第１の振幅 エラー信号Amplitude＿Error１（８２）を生成する。第１の振幅調整器Ａ１（８ ４）は、この第１の振幅エラー信号Amplitude＿Error１（８２）を利用して、第 １の複合信号ＣＳ１の振幅を調整し、かつ、内ループを閉じる。 自動利得制御回路（ＡＧＣ）（４６）は、第１のローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２（ ４２）および第１のハイレベル増幅器Ｆ（４０）の電力レベルを自動的に制御し 、そのハイレベル増幅器Ｆの電力出力が確実に、第１のローレベル増幅器Ｆ／Ｎ ２の電力出力と比例するようにし、かつ、第２のAmplitude＿Error２信号（９０ ）を生成する。 最後に、内ループ（５０）は、第２の振幅調整器Ａ２（８８）を含む。これは 、第２のAmplitude＿Error２信号（９０）を利用して、複合信号ＣＳ１（５４） の電力レベルを調整する。 好ましい実施例においては、内ループ（５０）はさらに、位相調整器Θ（８６ ）を含む。これは、比較器（３４）によって生成される位相エラー信号Phase＿E rror（８３）を利用して、第１の複合信号ＣＳ１（５４）の位相を調節し、かつ 、内ループを閉じる。 外ループ（５２）は、第１の加算器（９２）を含む。これは、第４の複合信号 ＣＳ４（６０）と第３の複合信号ＣＳ３（５８）とを第２の近似まで合算する。 なぜなら、第１近似では、入来（Ｌ１，Ｌ２）信号が相殺されるためである。し たがって、第１の加算器（９２）は、第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）（ ７２）、第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）（７４）、および第 ２の近似成分α²Ａｄｄｅｒ（Ｌ１，Ｌ２）を含む、第５の複合信号ＣＳ５（６ ２）を出力する。 エラー増幅器（３２）は、第５の複合信号ＣＳ５（６２）を増幅しかつ反転し て、第６の複合信号ＣＳ６（６４）を出力する。この第６の複合信号ＣＳ６（６ ４）は、増大および反転された第２の相互変調信号（−）βαＦ（Ｌ１，Ｌ２） 、増大されかつ反転された第３の相互変調信号（−）βα（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１， Ｌ２）、および増大されかつ反転された第２の近似成分（−）βα²Ａｄｄｅｒ （Ｌ１，Ｌ２）を、第２近似で含む。増加係数βは、プレ・ポストひずみ増幅器 ３０の性能を最適化するように選ぶことが可能である。 第２の遅延手段（１０４）は、ドライバ増幅器Ｇ／Ｎ１（３６）に接続されて 、第３の複合信号ＣＳ３（５８）を遅延し、これにより、第３の複合信号ＣＳ３ （５８）と第６の複合信号ＣＳ６（６４）との電気経路を等化する。 外ループはさらに、第２の加算器（１０６）を含む。これは、遅延された第３ の複合信号ＣＳ３と第６の複合信号ＣＳ６とを合算して、２つの入力信号（Ｌ１ ，Ｌ２）および反転された第３の相互変調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ ２）を第１近似で含む第７の複合信号ＣＳ７（６６）を出力する。 外ループはまた、第２の非線形ハイレベル電力増幅器Ｇ（３８）を含む。この ハイレベル増幅器Ｇは、第７の複合信号ＣＳ７を増幅するとともに、２つの入力 信号（Ｌ１，Ｌ２）の第４の非線形相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）（７６）を 第１近似で導入して、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、反転された第３の相互変 調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）、および第４の相互変調信号αＧ（ Ｌ１，Ｌ２）を含む第８の複合信号ＣＳ８（６８）を出力する。反転された第３ の相互変調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）と第４の相互変調信号αＧ （Ｌ１，Ｌ２）とは、第１近似で互いに相殺しあう。 第８の複合信号ＣＳ８は、比較器３４にフィードバックされて、第２のハイレ ベル電力増幅器Ｇ（３８）の利得のばらつきを補償し、かつ、第２のローレベル ドライバ増幅器Ｇ／Ｎ１（３６）および第２のハイレベル電力増幅器Ｇ（３８） の出力電力を適切にスケーリングする。 このように、第１のローレベルドライバ増幅器Ｆ／Ｎ２（４２）はポストディ ストートされ、第２のハイレベル電力増幅器Ｇ（３８）はプレディストートされ る。これにより、高いスペクトル純度の出力信号が生み出されるが、これは、少 なくとも２つの入力信号Ｌ１およびＬ２によって生成されたすべての第１近似の 相互変調信号（ひずみ）が、プレ・ポストひずみ回路内で伝搬する際に、プレ・ ポストひずみ回路自身によって排除されるためである。 好ましい実施例においては、外ループ（５２）はさらに、エラー増幅器（３２ ）に接続された回路（１１０）を含む。この回路は、エラー増幅器手段の利得お よび位相を周波数および温度にわたって安定化し、かつ、エラー増幅器の線形性 を改善する。 一実施例においては、この回路（１１０）は、エラー増幅器に接続されてエラ ー増幅器の利得および位相を周波数および温度にわたって安定化するための、フ ィードフォワードループ（９４、９６、１００、１０２、および９８）を含む。 別の実施例においては、この回路（１１０）は、エラー増幅器に接続されてエ ラー増幅器の利得および位相を周波数および温度にわたって安定化するための、 フィードバックループを含む。 本発明のベストモードにおいては、ドライバおよび電力増幅器（Ｆ／Ｎ２およ びＦ、Ｇ／Ｎ１およびＧ）の電力出力はスケールダウンされる。ドライバおよび 電力増幅器の電力出力をスケールダウンするプロセスを以下に説明する。 まず、エラー増幅器３２の通常の動作を説明するが、ここでは、エラー増幅器 はオーバドライブされない。この場合、このエラー増幅器を通る電力はあまり大 きくはない。このため、エラー増幅器は第２および第３の近似の相互変調のみを 生成し、第１近似の相互変調は生成しない。ＰＡＣ比較器３４（図３を参照）は 、ブロック（１２４）内でReference１信号（１１８）およびReference２信号（ １１６）の位相を比較して、位相調整器（８６）を制御するPhase＿Error信号（ ８３）を生成する。 ＰＡＣはまた、ブロック１２２内でBalance信号（１１２）とReference２信号 （１１６）の振幅を比較して、Amplitude＿Error１信号（８５）を生成する。ブ ロック１２０ではＣＳ３（Reference１）およびＣＳ４（Reference２）信号の振 幅が比較されて、エラー信号Amplitude＿Error３（８７）が生成されるが、これ は使用されない。 もしAmplitude＿Error３信号が振幅調整器Ａ１（８４）を制御するのに使用さ れる場合、入来信号（Ｌ１，Ｌ２）は完全に相殺されるであろう。もしAmplitud e＿Error１信号（８５）を使用して振幅調整器Ａ１（８４）が制御され る場合には、（Ｌ１，Ｌ２）信号の相殺は、Ｇ電力増幅器３８の利得に依存する 。我々の目標は、ＧとＧ／Ｎ１との電力レベルを比例させることである。ＣＳ８ （Balance信号１１２）がＣＳ３（Reference２信号１１６）よりも小さい場合、 Ｇの利得は小さすぎる。この場合、Amplitude＿Error１信号（８５）が振幅調整 器Ａ１（８２）を減衰する。これにより、（Ｌ１，Ｌ２）信号が、エラー増幅器 ３２を通じて進み、かつ、ＣＳ８信号に同相で電力を加えることができるように なり、したがって、増幅器Ｇの利得が有効に増大される。 Ｇ増幅器の利得Ｇが高すぎる場合、ＣＳ８信号の電力も高すぎる、すなわち、 ＣＳ８はＣＳ３信号よりもはるかに強い。この場合、エラー増幅器３２はＣＳ８ 信号から電力を減じることによって、利得Ｇを有効に減じることができる。 次に、エラー増幅器３２の異常な動作について説明する。この場合、エラー増 幅器はオーバドライブされる。すなわち、このエラー増幅器は、第１および第２ 近似で多くのひずみ信号を生成する可能性がある。エラー増幅器が異常な動作を する原因は、Ｇ増幅器の利得が期待値からかけ離れている状況にある。 例２ Ｇは、期待される１０ｄＢの利得ではなく、１２ｄＢの利得を有する。このエ ラー増幅器は、異常な動作において２ｄＢまで補償することができる。 Limit信号１１４（図３を参照）は、エラー増幅器の出力電力信号ＣＳ６を測 定する。もしこのLimit信号が予め設定されたある値に達すれば、電界効果トラ ンジスタ（１１５）がオンになる。電界効果トランジスタは、それら測定値をRe ference１ｖ．Reference２へとシフトし始める。これは、エラー増幅器の出力電 力ＣＳ６がLimit信号内となるまで続けられる。このように、Amplitude＿Error １信号（８２）は２つのエラー信号８７と８５との合計である。 Limitに達するか達しないかにかかわらず、位相の比較は常に、比較器３４に よって、Reference１信号（１１８）とReference２信号（１１６）とを比較し、 かつ、位相調整器（８６）を調整するPhase＿Error信号（８３）を生成すること によって行なわれる。 ＡＧＣ（４６）は、Ｆ／Ｎ２およびＦ増幅器をスケールダウンするのに使用さ れる。その結果、プレ・ポストひずみ増幅器の開示された実施例は、図１に示す 先行技術による従来の先行ひずみ増幅器に対して利点を有する。 実際に、各電力装置の、関連するドライバ装置に対する電力比は、従来の先行 ひずみにおいて得ることのできる電力比よりもはるかに小さい。最悪の電力比は 、電力装置Ｇ（３８）とそのドライバの対応物であるＧ／Ｎ１（３６）との間で 生じる。この比は、従来の先行ひずみシステムにおいて４０倍であったのに対し （上述の説明を参照）、今や約４倍である。プレ・ポストひずみアーキテクチャ においては、電力増幅器Ｆ（４０）とその対応物であるドライバ増幅器Ｆ／Ｎ２ （４２）の出力電力の比は、単位元に近い。この４倍の電力比は、４つの出力電 力装置と１つの同一のドライバとを使用することによって、容易に実現すること が可能である。以上のように、ドライバ装置対電力出力装置の性能の複製に関連 する問題は、大幅に最小化される。 しかしながら、図２に示すプレ・ポストひずみシステムのアーキテクチャには 限界がある。実際に、位相調整器８６は、大量の電力を取扱うように現時点にお いて設計することは困難である（コストがかかりすぎる）。このため、位相調整 を可能な限り低い信号レベルで行なうために、位相調節チャネルと振幅調整チャ ネルとを分離することが賢明である。図４に示す代替的なアーキテクチャにおい ては、位相調整チャネルと振幅調整チャネルとが分離されている。 図４に示す回路は、図２に示す回路とほぼ同様である。したがって、違いのみ に着目する。主な違いは、位相調整（１８２）と振幅調整（１８６）のそれぞれ のチャネルが分離されていることである。これにより、入来信号は増幅が行なわ れる前に、可能な限り低いレベルで位相調整を行なうことが可能となる。 最後に、少なくとも２つの無線周波数（ＲＦ）信号Ｌ１およびＬ２がプレ・ポ ストひずみ装置を通じて伝搬することによって生成される非線形ひずみを排除す るための方法について説明する。この方法は以下のステップを含む。すなわち、 第１のステップは、第１の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ／Ｎ２によっ て、少なくとも２つの入力ＲＦ信号（Ｌ１，Ｌ２）を増幅するステップである。 この増幅器は、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ ２）（Ｌ１，Ｌ２）を第１近似で導入して、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）およ び第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第１の複合信号ＣＳ １を生成する。 次のステップは、第１の非線形ハイレベル電力増幅器Ｆによって第１の複合信 号ＣＳ１を増幅するステップである。電力増幅器Ｆは、第２の非線形相互変調信 号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を第１近似で導入して、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、 第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）、および第２の相互変調信号 αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を含む、第２の複合信号ＣＳ２を生成する。第２の非線形ロ ーレベル増幅器Ｇ／Ｎ１は、第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２） を第１の近似で導入して、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、第１の相互変調信号 α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）、第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）、およ び第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む、第３の複合信号Ｃ Ｓ３を生成する。 位相・振幅比較器（ＰＡＣ）は、第８の複合信号ＣＳ８と第３の複合信号ＣＳ ３の振幅を比較して、第１の振幅エラー信号Amplitude＿Error１を生成する。第 １の振幅調整器は、このエラー信号Amplitude＿Error１を利用して、第１の複合 信号ＣＳ１の振幅を調整しかつ内ループを閉じる。この手順はまた、電力および ドライバ増幅器の電力出力が確実に、適切にスケールダウンされるようにする。 自動利得制御回路（ＡＧＣ）は、第１のローレベルドライバ増幅器Ｆ／Ｎ２と 第１のハイレベル電力増幅器Ｆの電力レベルを自動的に制御して、ハイレベル電 力増幅器Ｆの電力出力が第１のローレベルドライバ増幅器Ｆ／Ｎ２の電力出力と 確実に比例するようにし、かつ、第２のAmplitude＿Error２信号を生成する。 その次のステップは、第２のAmplitude＿Error２信号を用いる第２の振幅調整 器Ａ２によって、複合信号ＣＳ１の電力レベルを調整するステップである。第４ の複合信号ＣＳ４および第３の複合信号ＣＳ３は第１の加算器手段によって第２ 近似まで合計される。これにより、第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）、第 ３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）、および第２の近似成分α²Ａ ｄｄｅｒ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第５の複合信号ＣＳ５が生成される。 エラー増幅器はこの第５の複合信号ＣＳ５を増幅しかつ反転して、第６の複合 信号ＣＳ６を出力する。第６の複合信号ＣＳ６は、増大されかつ反転された第２ の相互変調信号（−）βαＦ（Ｌ１，Ｌ２）、増大されか反転された第３の相互 変調信号（−）βα（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）、および増大されかつ反転され た第２の近似成分（−）βα²Ａｄｄｅｒ（Ｌ１，Ｌ２）を含む。ここで、βは 補償を最適にする増加係数である。 第２の加算器は、遅延された第３の複合信号ＣＳ３と第６の複合信号ＣＳ６と を合計して、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）と反転された第３の相互変調信号（ −）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）とを第１の近似で含む、第７の複合信号ＣＳ ７を出力する。 最後に、この第７の複合信号ＣＳ７が第２の非線形ハイレベル電力増幅器手段 Ｇによって増幅される。この電力増幅器手段Ｇは、２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２ ）の第４の非線形相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似で導入して、２ つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、第４の非線形相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）、 および反転された第３の相互変調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を第 １の近似で含む、第８の複合信号ＣＳ８を生成する。第４の非線形相互変調信号 αＧ（Ｌ１，Ｌ２）および反転された第３の相互変調信号は、互いに相殺し合う 。第８の複合信号ＣＳ８はＰＡＣにフィードバックされて、第２のハイレベル電 力増幅器Ｇの利得のばらつきが補償され、かつ、第２のローレベルドライバ増幅 器Ｇ／Ｎ１および第２のハイレベル電力増幅器Ｇの出力電力が適正にスケーリン グされる。このように、第１のローレベルドライバ増幅器Ｆ／Ｎ２はポストディ ストートされ、第２のハイレベル電力増幅器Ｇはプレディストートされる。これ により、高いスペクトル純度を有する出力信号が生み出される。 本発明の好ましい実施例の説明は、その原理を説明する目的で与えられたもの であって、本発明を制限または限定するものと考えられてはならない。本発明の 範囲から離れることなく、同業者によって多くの修正がなされ得るためである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．プレ・ポストひずみ装置を通じて、少なくとも２つの無線周波数（ＲＦ）信 号Ｌ１およびＬ２の伝搬によって発生される非線形のひずみを取除くためのプレ ・ポストひずみ装置であって、前記プレ・ポストひずみ装置は、 内ループ手段を含み、前記内ループ手段は、 第１の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ／Ｎ２を含み、前記第１の非 線形ローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２は、前記少なくとも２つの入力ＲＦ信号（Ｌ １，Ｌ２）を増幅する間に、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の第１の相互変 調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似において導入し、αは、級数 展開のパラメータであり、前記第１の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ／ Ｎ２は、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）および前記第１の相互変調信号α（ Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第１の複合信号ＣＳ１を出力し、前記内ループ 手段はさらに、 前記第１の非線形ローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２に接続される第１の非線形 ハイレベル電力増幅器手段Ｆを含み、前記第１の非線形ハイレベル増幅器手段Ｆ は、前記第１の非線形ローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２により発生される前記第１の複 合信号ＣＳ１を増幅する間、前記第２の入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の第２の非線形 相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似において導入し、前記第１の非線 形ハイレベル電力増幅器手段Ｆは、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、前記第 １の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）および前記第２の相互変調信号 αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第２の複合信号ＣＳ２を出力し、前記内ループ手段は さらに、 前記第１のハイレベル増幅器手段Ｆに接続される第２の非線形ローレベルド ライバ増幅器手段Ｇ／Ｎ１を含み、前記第２の非線形ローレベル増幅器手段Ｇ／ Ｎ１は、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、前記第１の相互変調信号α（Ｆ／ Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）および前記第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を含む 前記第２の複合信号ＣＳ２を増幅する間、第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（ Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似において導入し、前記第２の非線形ローレベルドライ バ増幅器手段Ｇ／Ｎ１は、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、前記第１の相 互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）、前記第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１ ，Ｌ２）および前記第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第 ３の複合信号ＣＳ３を出力し、前記内ループ手段はさらに、 前記第１の複合信号ＣＳ１を遅延しかつ前記第１の複合信号ＣＳ１の位相を 反転するための、前記Ｆ／Ｎ２増幅器手段に接続される第１の遅延手段を含み、 前記第１の遅延手段は第４の複合信号ＣＳ４を発生し、前記内ループ手段はさら に、 前記第８の複合信号ＣＳ８と前記第４の複合信号ＣＳ４との振幅を比較する ための、前記第２のハイレベル増幅器手段Ｇに接続されかつ前記第１のローレベ ル増幅器手段Ｆ／Ｎ２に接続される位相・振幅比較器（ＰＡＣ）手段を含み、前 記ＰＡＣ手段は、第１の振幅エラー信号Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ１を発 生し、前記内ループ手段はさらに、 前記第１のローレベル非線形増幅器手段Ｆ／Ｎ２に接続されかつ前記ＰＡＣ 手段に接続される第１の振幅調整器手段Ａ１を含み、前記第１の振幅調整器手段 Ａ１は、前記第１の複合信号ＣＳ１の振幅を調整しかつ前記内ループを閉じるた めの、前記ＰＡＣ手段により発生される前記第１の振幅エラー信号Ａｍｐｌｉｔ ｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ１を利用し、前記内ループ手段はさらに、 前記第１のローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２および前記第１のハイレベル増幅器Ｆ の電力レベルを自動的に制御するため、前記ハイレベル増幅器手段Ｆの電力出力 が前記第１のローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２の電力出力に比例することを確実に するため、かつ第２のＡｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ２信号を発生するための 、前記第１のローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２に接続されかつ前記第１のハイレベ ル増幅器手段Ｆに接続される、自動利得制御回路（ＡＧＣ）手段と、 前記ＡＧＣ手段に接続されかつ前記第１のローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２に 接続される、第２の振幅調整器手段Ａ２とを含み、前記第２の振幅調整器手段Ａ ２は、前記ローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２により発生される前記複合信号ＣＳ１の電 力レベルを調整するため前記第２のＡｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ２信号を利 用し、前記プレ・ポストひずみ装置はさらに、 前記内ループ手段に接続される外ループ手段を含み、前記外ループ手段は、 前記第４の複合信号ＣＳ４と前記第３の複合信号ＣＳ３とを第２の近似まで 加算するための、前記第１の遅延手段に接続されかつ前記第２のローレベル増幅 器手段Ｇ／Ｎ１に接続される第１の加算器手段を含み、前記第１の加算器手段は 、前記第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）、前記第３の相互変調信号α（Ｇ ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）および第２の近似成分α²Ａｄｄｅｒ（Ｌ１，Ｌ２）を 含む第５の複合信号ＣＳ５を出力し、前記外ループ手段はさらに、 前記第５の複合信号ＣＳ５を増幅しかつ反転するための、前記第１の加算器 手段に接続されるエラー増幅器手段を含み、前記エラー増幅器は、第２の近似に おいて、増加されかつ反転された第２の相互変調信号（−）βαＦ（Ｌ１，Ｌ２ ）、増加されかつ反転された第３の相互変調信号（−）βα（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１ ，Ｌ２）および増加されかつ反転された第２の近似成分（−）βα²Ａｄｄｅｒ （Ｌ１，Ｌ２）を含む第６の複合信号ＣＳ６を出力し、ここで、βは補償を最適 化する増加係数であり、前記外ループ手段はさらに、 前記第３の複合信号ＣＳ３および前記エラー増幅器手段により発生された前 記第６の複合信号ＣＳ６の電気経路を等化するため前記第３の複合信号ＣＳ３を 遅延するための、前記第２のローレベル増幅器手段Ｇ／Ｎ１に接続される第２の 遅延手段と、 前記遅延された第３の複合信号ＣＳ３と前記第６の複合信号ＣＳ６とを加算 するための、前記エラー増幅器手段に接続されかつ前記第２の遅延手段に接続さ れる第２の加算器手段とを含み、前記第２の加算器手段は、第１の近似において 、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）および反転された第３の相互変調信号（− ）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第７の複合信号ＣＳ７を出力し、前記外 ループ手段はさらに、 前記第２の加算器手段に接続される第２の非線形ハイレベル電力増幅器手段 Ｇを含み、前記第２の非線形ハイレベル増幅器手段Ｇは、前記第２の加算器手段 により発生される前記第７の複合信号ＣＳ７を増幅する間、前記２つの入力信号 （Ｌ１，Ｌ２）の第４の非線形相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似に おいて導入し、前記第２の非線形ハイレベル電力増幅器手段Ｇは、前記２つの入 力信号（Ｌ１，Ｌ２）、前記反転された第３の相互変調信号（−）α（Ｇ／Ｎ １）（Ｌ１，Ｌ２）および前記第４の相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第 ８の複合信号ＣＳ８を出力し、前記反転された第３の相互変調信号（−）α（Ｇ ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）と前記第４の相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）とは第１ の近似において互いに相殺し合い、 前記第８の複合信号ＣＳ８は、前記第２のハイレベルドライバ増幅器手段Ｇの 利得の変動を補償し、かつ、前記第２のローレベルドライバ増幅器Ｇ／Ｎ１およ び前記第２のハイレベル電力増幅器Ｇの出力電力を適切にスケーリングするため 、前記ＰＡＣ手段にフィードバックされ、 前記第１のローレベルドライバ増幅器Ｆ／Ｎ２はポストディストートされ、 前記第２のハイレベル電力増幅器Ｇはプレディストートされ、高いスペクトル 純度の出力信号を発生する、プレ・ポストひずみ装置。 ２．前記内ループはさらに、前記第１の振幅調整器手段Ａ１に接続されかつ前記 ＰＡＣ手段に接続される位相調整器手段Θを含み、 前記位相・振幅比較器（ＰＡＣ）手段は位相エラー信号Ｐｈａｓｅ＿Ｅｒｒｏ ｒを発生し、かつ、 前記位相調整器手段Θは、前記第１の複合信号ＣＳ１の位相を調整しかつ前記 内ループを閉じるために、前記位相エラー信号Ｐｈａｓｅ＿Ｅｒｒｏｒを利用す る、請求項１に記載のプレ・ポストひずみ装置。 ３．前記外ループ手段はさらに、周波数および温度にわたって前記エラー増幅器 手段の利得および位相を安定化し、かつ、前記エラー増幅器手段の線形性を向上 させるための、前記エラー増幅器手段に接続される回路を含む、請求項１に記載 のプレ・ポストひずみ装置。 ４．周波数および温度にわたって前記エラー増幅器の利得および位相を安定化す るための前記回路は、周波数および温度にわたって前記エラー増幅器の利得およ び位相を安定化するため、前記エラー増幅器に接続されるフィードフォワードル ープをさらに含む、請求項３に記載のプレ・ポストひずみ装置。 ５．周波数および温度にわたって前記エラー増幅器の利得および位相を安定化す るための前記回路は、周波数および温度にわたって前記エラー増幅器の利得およ び位相を安定化するため、前記エラー増幅器に接続されるフィードバックループ をさらに含む、請求項３に記載のプレ・ポストひずみ装置。 ６．プレ・ポストひずみ装置を通じて、少なくとも２つの無線周波数（ＲＦ）信 号Ｌ１およびＬ２の伝搬によって発生される非線形のひずみを取除くためのプレ ・ポストひずみ装置であって、前記プレ・ポストひずみ装置は、 内ループ手段を含み、前記内ループ手段は、 第１の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ／Ｎ２を含み、前記第１の非 線形ローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２は、前記少なくとも２つの入力ＲＦ信号（Ｌ １，Ｌ２）を増幅する間に、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の第１の相互変 調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似において導入し、αは、級数 展開のパラメータであり、前記第１の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ／ Ｎ２は、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）および前記第１の相互変調信号α（ Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第１の複合信号ＣＳ１を出力し、前記内ループ 手段はさらに、 前記第１の非線形ローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２に接続される第１の非線形 ハイレベル電力増幅器手段Ｆを含み、前記第１の非線形ハイレベル増幅器手段Ｆ は、前記第１の非線形ローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２により発生される前記第１の複 合信号ＣＳ１を増幅する間、前記第２の入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の第２の非線形 相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似において導入し、前記第１の非線 形ハイレベル電力増幅器手段Ｆは、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、前記第 １の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）および前記第２の相互変調信号 αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第２の複合信号ＣＳ２を出力し、前記内ループ手段は さらに、 前記第１のハイレベル増幅器手段Ｆに接続される第２の非線形ローレベルド ライバ増幅器手段Ｇ／Ｎ１を含み、前記第２の非線形ローレベル増幅器手段Ｇ／ Ｎ１は、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、前記第１の相互変調信号α（Ｆ／ Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）および前記第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を含む 前記第２の複合信号ＣＳ２を増幅する間、第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（ Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似において導入し、前記第２の非線形ローレベルドライ バ増幅器手段Ｇ／Ｎ１は、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、前記第１の相 互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）、前記第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１ ，Ｌ２）および前記第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第 ３の複合信号ＣＳ３を出力し、前記内ループ手段はさらに、 第３の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ＊／Ｎ２を含み、前記第３の 非線形ローレベル増幅器手段Ｆ＊／Ｎ２は、前記２つの入力ＲＦ信号（Ｌ１，Ｌ ２）を増幅する間に、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の第１の相互変調信号 α（Ｆ＊／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似において導入し、前記第３の非線 形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ＊／Ｎ２は、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ ２）および前記第４の相互変調信号α（Ｆ＊／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第４ の複合信号ＣＳ４を出力し、前記内ループ手段はさらに、 位相・振幅比較器（ＰＡＣ）手段を含み、前記ＰＡＣは位相チャネル内の２ つの信号の位相を比較し、前記ＰＡＣは振幅チャネル内の２つの信号の振幅を比 較し、前記位相チャネルは前記ＰＡＣを含み、前記第１の複合信号ＣＳ１と前記 第３の複合信号ＣＳ３との位相を比較するため、前記ＰＡＣに前記第２のローレ ベル増幅器手段Ｇ／Ｎ１が接続されかつ前記ＰＡＣに前記第１のローレベル増幅 器手段Ｆ／Ｎ２が接続され、前記ＰＡＣ手段は位相エラー信号Ｐｈａｓｅ＿Ｅｒ ｒｏｒを発生し、前記振幅チャネルは前記ＰＡＣを含み、前記第４の複合信号Ｃ Ｓ４と前記第３の複合信号ＣＳ３との振幅を比較するため、前記ＰＡＣに前記第 ２のローレベル増幅器手段Ｇ／Ｎ１が接続されかつ前記ＰＡＣに前記第３のロー レベル増幅器手段Ｆ＊／Ｎ２が接続され、前記ＰＡＣ手段は第１の振幅エラー信 号Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ１を発生し、前記内ループ手段はさらに、 前記ＰＡＣ手段に接続される位相調整器手段Θを含み、前記位相調整器手段 Θは、前記入来する２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の位相を調整するため、前記 ＰＡＣ手段により発生される前記位相エラー信号Ｐｈａｓｅ＿Ｅｒｒｏｒを利用 し、前記位相調整動作は入来信号の初期電力レベルで行なわれ、前記内ループ手 段はさらに、 前記第４の複合信号ＣＳ４を遅延するための、前記ＰＡＣ手段に接続されか つ前記第３のＦ＊／Ｎ２増幅手段に接続される第１の遅延手段と、 前記第４のローレベル非線形増幅器手段Ｆ＊／Ｎ２に接続されかつ前記ＰＡ Ｃ手段に接続される第１の振幅調整器手段Ａ１とを含み、前記第１の振幅調整器 手段Ａ１は、前記第４の複合信号ＣＳ４の振幅を調整しかつ前記内ループを閉じ るための、前記ＰＡＣ手段により発生される前記第１の振幅エラー信号Ａｍｐｌ ｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ２を利用し、前記内ループ手段はさらに、 前記第１のローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２および前記第１のハイレベル増幅器Ｆ の電力レベルを自動的に制御するため、前記ハイレベル増幅器手段Ｆの電力出力 が前記第１のローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２の電力出力に比例することを確実に するため、かつ第２のＡｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ２信号を発生するための 、前記第１のローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２に接続されかつ前記第１のハイレベ ル増幅器手段Ｆに接続される、自動利得制御回路（ＡＧＣ）手段と、 前記ＡＧＣ手段に接続されかつ前記第１のローレベル増幅器手段Ｆ／Ｎ２に 接続される、第２の振幅調整器手段Ａ２とを含み、前記第２の振幅調整器手段Ａ ２は、前記ローレベル増幅器Ｆ／Ｎ２により発生される前記複合信号ＣＳ１の電 力レベルを調整するため前記第２のＡｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ２信号を利 用し、前記プレ・ポストひずみ装置はさらに、 前記内ループ手段に接続される外ループ手段を含み、前記外ループ手段は、 前記遅延された第４の複合信号ＣＳ４と前記第３の複合信号ＣＳ３とを第２ の近似まで加算するための、前記第１の遅延手段に接続されかつ前記第２のロー レベル増幅器手段Ｇ／Ｎ１に接続される第１の加算器手段を含み、前記第１の加 算器手段は、前記第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）、前記第３の相互変調 信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）および第２の近似成分α²Ａｄｄｅｒ（Ｌ１ ，Ｌ２）を含む第５の複合信号ＣＳ５を出力し、前記外ループ手段はさらに、 前記第５の複合信号ＣＳ５を増幅しかつ反転するための、前記第１の加算器 手段に接続されるエラー増幅器手段を含み、前記エラー増幅器は、第２の近似に おいて、増加されかつ反転された第２の相互変調信号（−）βαＦ（Ｌ１，Ｌ２ ）、増加されかつ反転された第３の相互変調信号（−）βα（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１ ，Ｌ２）および増加されかつ反転された第２の近似成分（−）βα²Ａｄｄｅｒ （Ｌ１，Ｌ２）を含む第６の複合信号ＣＳ６を出力し、ここで、βは補償を最適 化する増加係数であり、前記外ループ手段はさらに、 前記第３の複合信号ＣＳ３および前記エラー増幅器手段により発生された前 記第６の複合信号ＣＳ６の電気経路を等化するため前記第３の複合信号ＣＳ３を 遅延するための、前記第２のローレベル増幅器手段Ｇ／Ｎ１に接続される第２の 遅延手段と、 前記遅延された第３の複合信号ＣＳ３と前記第６の複合信号ＣＳ６とを加算 するための、前記エラー増幅器手段に接続されかつ前記第２の遅延手段に接続さ れる第２の加算器手段とを含み、前記第２の加算器手段は、第１の近似において 、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）および反転された第３の相互変調信号（− ）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第７の複合信号ＣＳ７を出力し、前記外 ループ手段はさらに、 前記第２の加算器手段に接続される第２の非線形ハイレベル電力増幅器手段 Ｇを含み、前記第２の非線形ハイレベル増幅器手段Ｇは、前記第２の加算器手段 により発生される前記第７の複合信号ＣＳ７を増幅する間、前記２つの入力信号 （Ｌ１，Ｌ２）の第５の非線形相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似に おいて導入し、前記第２の非線形ハイレベル電力増幅器手段Ｇは、第１の近似に おいて、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、前記反転された第３の相互変調信 号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）および前記第５の相互変調信号αＧ（Ｌ １，Ｌ２）を含む第８の複合信号ＣＳ８を出力し、前記反転された第３の相互変 調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）と前記第５の相互変調信号αＧ（Ｌ １，Ｌ２）とは第１の近似において互いに相殺し合い、 前記第８の複合信号ＣＳ８は、前記第２のハイレベル電力増幅器手段Ｇの利得 の変動を補償し、かつ、前記第２のローレベルドライバ増幅器Ｇ／Ｎ１および前 記第２のハイレベル電力増幅器Ｇの出力電力を適切にスケーリングするため、前 記ＰＡＣ手段にフィードバックされ、 前記第１のローレベルドライバ増幅器Ｆ／Ｎ２はポストディストートされ、 前記第２のハイレベル電力増幅器Ｇはプレディストートされ、高いスペクトル 純度の出力信号を発生する、プレ・ポストひずみ装置。 ７．前記外ループはさらに、周波数および温度により前記エラー増幅器の利得お よび位相を安定化し、かつ、前記エラー増幅器の線形性を向上させるための、前 記エラー増幅器に接続される回路を含む、請求項６に記載のプレ・ポストひずみ 装置。 ８．周波数および温度にわたって前記エラー増幅器の利得および位相を安定化す るための前記回路は、周波数および温度にわたって前記エラー増幅器の利得およ び位相を安定化するため、前記エラー増幅器に接続されるフィードフォワードル ープをさらに含む、請求項７に記載のプレ・ポストひずみ装置。 ９．周波数および温度にわたって前記エラー増幅器の利得および位相を安定化す るための前記回路は、周波数および温度にわたって前記エラー増幅器の利得およ び位相を安定化するため、前記エラー増幅器に接続されるフィードバックループ をさらに含む、請求項７に記載のプレ・ポストひずみ装置。 １０．プレ・ポストひずみ装置を通じて、少なくとも２つの無線周波数（ＲＦ） 信号Ｌ１およびＬ２の伝搬によって発生される非線形のひずみを取除くためのプ レ・ポストひずみ方法であって、前記プレ・ポストひずみ方法は、 （１） 第１の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ／Ｎ２により、前記少 なくとも２つの入力ＦＲ信号（Ｌ１，Ｌ２）を増幅するステップと、 （２） 前記第１の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ／Ｎ２により、前 記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）の第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１， Ｌ２）を、第１の近似において導入するステップとを含み、αは級数展開のパラ メータであり、前記方法はさらに、 （３） 前記第１の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｆ／Ｎ２により、前 記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）および前記第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２） （Ｌ１，Ｌ２）を含む第１の複合信号ＣＳ１を発生するステップと、 （４） 第１の非線形ハイレベル電力増幅器手段Ｆにより、前記第１の複合信 号ＣＳ１を増幅するステップと、 （５） 前記第１の非線形ハイレベル増幅器手段Ｆにより、前記２つの入力信 号（Ｌ１，Ｌ２）の第２の非線形相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似 において導入するステップと、 （６） 前記第１の非線形ハイレベル電力増幅器手段Ｆにより、前記２つの入 力信号（Ｌ１，Ｌ２）、前記第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ１，Ｌ２） および前記第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第２の複合信号ＣＳ２ を発生するステップと、 （７） 第２の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｇ／Ｎ１により、前記第 ２の複合信号ＣＳ２を増幅するステップと、 （８） 前記第２の非線形ローレベル増幅器手段Ｇ／Ｎ１により、第３の相互 変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似において導入するステップ と、 （９） 前記第２の非線形ローレベルドライバ増幅器手段Ｇ／Ｎ１により、前 記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、前記第１の相互変調信号α（Ｆ／Ｎ２）（Ｌ １，Ｌ２）、前記第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１，Ｌ２）および前記第３の相互 変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第３の複合信号ＣＳ３を発生する ステップと、 （１０） 位相・振幅比較器（ＰＡＣ）手段により、前記第１の複合信号ＣＳ １と前記第３の複合信号ＣＳ３との振幅を比較するステップとを含み、前記ＰＡ Ｃ手段は、第１の振幅エラー信号Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ１を発生し、 前記方法はさらに、 （１１） 第１の遅延手段により、前記第１の複合信号ＣＳ１の位相を遅延し かつ反転するステップを含み、前記第１の遅延手段は第４の複合信号ＣＳ４を発 生し、前記方法はさらに、 （１２） 第１の振幅調整器手段Ａ１により、前記第１の複合信号ＣＳ１の振 幅を調整しかつ前記内ループを閉じるステップを含み、前記第１の振幅調整器手 段Ａ１は、前記ＰＡＣ手段により発生される前記第１の振幅エラー信号Ａｍｐｌ ｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ１を利用し、前記方法はさらに、 （１３） 自動利得制御回路（ＡＧＣ）手段により、前記第１のローレベル増 幅器Ｆ／Ｎ２および前記第１のハイレベル増幅器Ｆの電力レベルを自動的に制御 し、前記ハイレベル増幅器手段Ｆの電力出力が前記第１のローレベル増幅器手段 Ｆ／Ｎ２の電力出力に比例することを確実にし、かつ第２のＡｍｐｌｉｔｕｄｅ ＿Ｅｒｒｏｒ２信号を発生するステップと、 （１４） 第２の振幅調整器手段Ａ２により、前記複合信号ＣＳ１の電力レベ ルを調整するステップとを含み、前記第２の振幅調整器手段Ａ２は前記第２のＡ ｍｐｌｉｔｕｄｅ＿Ｅｒｒｏｒ２信号を利用し、前記方法はさらに、 （１５） 第１の加算器手段により、前記第４の複合信号ＣＳ４と前記第３の 複合信号ＣＳ３とを第２の近似まで加算するステップと、 （１６） 前記第１の加算器手段により、前記第２の相互変調信号αＦ（Ｌ１ ，Ｌ２）、前記第３の相互変調信号α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）および第２の 近似成分α²Ａｄｄｅｒ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第５の複合信号ＣＳ５を発生する ステップと、 （１７） エラー増幅器手段により、前記第５の複合信号ＣＳ５を増幅しかつ 反転するステップとを含み、前記エラー増幅器手段は、増加されかつ反転された 第２の相互変調信号（−）βαＦ（Ｌ１，Ｌ２）、増加されかつ反転された第３ の相互変調信号（−）βα（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）および増加されかつ反転 された第２の近似成分（−）βα²Ａｄｄｅｒ（Ｌ１，Ｌ２）を含む第６の複合 信号ＣＳ６を出力し、βは補償を最適化する増加係数であり、前記方法はさらに 、 （１８） 第２の遅延手段により、前記第３の複合信号ＣＳ３および前記第６ の複合信号ＣＳ６の電気経路を等化するため、前記第３の複合信号ＣＳ３を遅延 するステップと、 （１９） 第２の加算器手段により、前記遅延された第３の複合信号ＣＳ３と 前記第６の複合信号ＣＳ６とを加算するステップとを含み、前記第２の加算器手 段は、第１の近似において、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）および反転され た第３の相互変調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第７の複合信 号ＣＳ７を出力し、前記方法はさらに、 （２０） 第２の非線形ハイレベル電力増幅器手段Ｇにより、前記第７の複合 信号ＣＳ７を増幅するステップと、 （２１） 前記第２のハイレベル電力増幅器手段Ｇにより、前記２つの入力信 号（Ｌ１，Ｌ２）の第４の非線形相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）を第１の近似 において導入するステップと、 （２２） 第１の近似において、前記２つの入力信号（Ｌ１，Ｌ２）、前記第 ４の非線形相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）および前記反転された第３の相互変 調信号（−）α（Ｇ／Ｎ１）（Ｌ１，Ｌ２）を含む第８の複合信号ＣＳ８を発生 するステップとを含み、前記第４の非線形相互変調信号αＧ（Ｌ１，Ｌ２）と前 記反転された第３の相互変調信号とは互いに相殺し合い、前記方法はさらに、 （２３） 前記第２のハイレベルドライバ増幅器手段Ｇの利得の変動を補償す るためかつ前記第２のローレベルドライバ増幅器Ｇ／Ｎ１および前記第２のハイ レベル電力増幅器Ｇの出力電力を適切にスケーリングするため、前記第８の複合 信号ＣＳ８を前記ＰＡＣ手段にフィードバックするステップを含み、前記第１の ローレベルドライバ増幅器Ｆ／Ｎ２はポストディストートされ、前記第２のハイ レベル電力増幅器Ｇはプレディストートされ、高いスペクトル純度の出力信号を 発生する、プレ・ポストひずみ方法。