JPH11511631A

JPH11511631A - 電子システムコンポーネント間での赤外線無線通信

Info

Publication number: JPH11511631A
Application number: JP9513369A
Authority: JP
Inventors: デ・カロ，ロバート; ソーンダース，クライスト・エイチ; ミーディング，デイル
Original assignee: アービン・センサーズ・コーポレイション
Priority date: 1994-09-13
Filing date: 1995-09-27
Publication date: 1999-10-05
Also published as: EP0852856A4; EP0852856B1; US5508836A; EP0852856A1; WO1997012453A1; DE69536033D1

Abstract

(57)【要約】電子構成要素を備える通信用無線赤外線パルス伝送システムである。このシステム用の受信機は電流（及び電力）値が大幅に減じられ、これによって電池電源受信機が送信機からの信号を待つ間もオンのままでいる事が可能になる。サブスレッショルド値領域で動作するいくつかのＭＯＳＦＥＴトランジスタを使用する事で、電力を最小化する。低電力動作にも関わらず、帯域幅の要件も満たされる。増幅器の飽和とそれに伴う伝送プロセスを遅らせる回復時間の問題を取り除くため、あらかじめ定められた信号レベルに達すると、瞬時に信号の分路を作るクランプ回路が使用される。

Description

【発明の詳細な説明】電子システムコンポーネント間での赤外線無線通信発明の背景この発明は、赤外線を、伝送媒体として使用する２方向無線通信に関する。この発明は、比較的短距離での情報交換が必要とされるコンピュータ、周辺機器、およびシリアル通信ポートの間でのインタラクションのため、電子システムにおいて使用しても良い。情報は赤外線（ＩＲ）パルスによって運ばれる。この主な利点は、シリアルＩＲ（ＳＩＲ）通信におけるものだが、パラレルＩＲも実現可能である。赤外線通信チャネルの使用が、短距離点間データ転送および通信を可能にする。特にてのひらサイズおよびラップトップ型のコンピュータは、システムの大きさ、重量、そしてもっとも重要な点では電力消費の増加なしに通信するこの能力の恩恵を受けるだろう。さらには、無線ＩＲを使用すると、かさだかなコネクタが不要になる。消費者用情報装置、たとえば、携帯電話、ポケットベル、時計、遠隔ユニットデータダウンロード、コンピュータタブレット、バーコード読み出し器、無線ＬＡＮ、データロギング装置などの多くの他の応用分野にも無線ＩＲは可能性を有する。機械的コネクタでのインターフェイスが非実用的である、いかなるデータ転送アプリケーションにも、無線ＩＲの応用の可能性がある。最近の開発によって、このような無線通信システムがまずコンピュータシステムの携帯能力を高めるための手段として導入された。赤外線データ協会(infrare d Data Association (IrDA))が、短距離点間通信用の規格を主唱してきた。このような通信においては、狭フィールド赤外線が望ましいと考えられる。通信ネットワーク内の各コンポーネントは、送信機および受信機を有する。以下の関連する情報は、『電子工学時報（ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＴｉｍｅｓ）』（１９９４年２月２１日）の論文からの抜粋である。ユーザーモデルは、外からでも用の足せる点間接続モデルである。これは、デスクトップ型コンピュータ、プリンタ、システマイザ、そして後には電話を含む仕事環境における固定装置と携帯装置との間の意識的な接続を行う事に関係する。システムメーカによって動作範囲は０から１メートル、または、０から３メートルのいずれかの幅がある。この数が０となるのは実際には、システムドライバである。というのは、シリアルＩＲを使用した初期のシステムのメーカが、ユーザが所望の種の応答を得られないときダイオードを隣り合わせに置く傾向がある事を見出したためである。この事実は、受信機のアナログ部内のダイナミックレンジ要件を強調している。１または３メートルという数は、異なった会社のフォーカスグループがユーザの所望とするものを何と考えるかに関係する。これらのグループは、また、シリアルＩＲを実行するためには、（送信機と受信機との角関係が）３０°の円錐で十分である事も見出した。ＩｒＤＡの会員はすでにいくつかの鍵となる技術的パラメータに関して合意に達している。第一に、支持されるべき最大ボーレートは、１１５．２キロビット／秒である。これは、高速ＰＣシリアルポートの最大ボーレートでもある。ＩｒＤＡは、将来的には、１メガビット／秒に移行する可能性も残す事を決定した。このような飛躍的変化のためには、ＩｒＤＡ追従型装置の波長を、現在の装置で使用されている９５０ｎｍから、８８０ｎｍに変える必要がある。しかし、多くの８８０ｎｍ装置は、やはり、９５０ｎｍ装置と交信できるであろう。これを超えると、シリアルＩＲは、半二重で動作し、非同期チャーターベースの汎用非同期受信機／送信機（ＵＡＲＴ）インタフェースをとる。電力の最小化のため、送信機の時間はビット速度の３／１６または、１．６マイクロ秒である。シリアルＩＲの方策のハードウェア部においては、リンクデータはＵＡＲＴから来る。フォーマット送信機がこのデータを取り込み、ビット時間の３／１６または１．６マイクロ秒である３／１６パルスに変換する。言い換えると、フォーマット送信機は、シフトレジスタとフリップ／フロップとの相互作用を通じて光パルスのデューティサイクルを制限する。特定的には、シフトレジスタはデータの１／１６を出力し、フリップ／フロップは閉じる前にそれを３／１６まで出力する。このステップに続いて、ＧａＡ１ＡｓＬＥＤが「データ」電流を「データ」光子に変換する。受信側では、レンズを備えた光ダイオード検出器が送信機からの「データ」光子を受信し、再びこれを「データ」電流に変える。回復された電流を増幅し、デジタル化し、そしてフォーマットデコーダに入力してデータを完全なビット時間に再び引き伸ばす。鍵となるトレードオフは、レンジ対電力、そして特にシステムがスリープモードを必要とする場合には、電力消費対電池寿命に関わる。これらのいずれの達成によっても、受信機の感度の向上および送信機電力の低減が可能になる。受信機システムの感度が向上しないとしたら、３メートルへの移行のためだけでも、電力を１０倍にしなければならない。特に多くのＰＤＡはＡＡまたはＡＡＡ電池で動作する事を計画しているので、最良の解決法は、可能ならば、低電力動作を利用できる事が必要であろう。実現に関わらず、一つの課題が明らかである。つまり、完全なハードウェアシステムは高価であってはならないという事である。多くのシステムメーカは、すでに、システムの全要素についての彼らの目標価格が５ドルより安いと示唆している。以上の引用は、満足のいく無線ＩＲシステムを提供する上でのいくつかの問題点を特定している。（１）送信機と受信機との間の距離が変動するので、広いダイナミックレンジが必須である。（２）高速信号伝送が必要であり、伝送と伝送との間、および伝送中の遅延を最小にしなければならない。（３）電池使用を意図すると、大幅な電力の節約が必要である。引用文献中で概括されているように、潜在的ユーザーの望みを満足させる受信機を提供する事は、経験的に見て極めて困難である。事実、この発明以前には、満足のいくような機能ができるＳＩＲ受信機は開発されていないと思われる。発明の概要この発明はＩｒＤＡが特定した課題に対して満足のいく対処をする。しかし、また、この発明はＩｒＤＡの分析を超える、洞察と解決法を提供するものでもある。実際的見地から見て重要な必要は、常に信号を受信する準備ができている、すなわち、「アイドル」モードと呼ばれるような形で「オン」である、受信機を提供する事である。この事の実際上の利点は、送信機が送信前に受信機をオンするために受信機と通信する必要がないことである。比較的低電力の電池の計画される使用と組み合わせると、この必要を満たすためには、受信機における徹底的な電力の低減が必要である。この問題は、この発明以前には認識されていなかったと思われる。別の重要な必要は、明らかに以前は認識されていなかったものであるが、受信機の入力の飽和によるシステムの「ダウン」タイムをなくす事である。このような飽和には少なくとも２つの原因が存在する。シリアルＩＲ装置における大きなおそらくは第１の飽和の問題は、送信機と受信機との間の距離が頻繁に変化するために必要とされる広いダイナミックレンジに起因する。送信機からの距離が変化するに伴い、受信機での信号の強度の大きさは、少なくとも１オーダ変動するだろう。飽和のもう一つの原因は、受信機と同一のパッケージ内に含まれる送信機、すなわち、無線通信に関わるもう一つのユニットに応答信号を送る送信機の受信機に対する近接である。受信機と送信機とが並んで搭載されると、この飽和の問題を解決しない限り、送信機から送られるいかなる信号によっても、受信機が機能できるようになる前に遅延が起こるだろう。電池寿命の問題への対処において、この発明は、これまでに開発された受信機と比較して必要な電力の大きさを１オーダ（またはそれ以上）減じる、無線２方向接続のための受信機を提供する。同時に、大きさ、費用、ノイズを最小化する。受信機の動作における極低電力を達成するため、この回路は、サブスレッショルド値（弱反転）領域において動作するＭＯＳＦＥＴトランジスタを使用する。このようなサブスレッショルド値トランジスタの動作が、より高い電力での動作を必要とする、強反転で動作する他のトランジスタと組み合わされる。サブスレッショルド値増幅の使用は、低入力電流値を必要とするので、高インピーダンス値に関連し、そのため、ノイズの問題およびクロストークの問題を増加させる傾向がある。また、適切な帯域幅も維持しなければならない。この発明は、広範囲にわたる研究および試験努力に基づいて、これらの問題に対する解決策を提供する。可能性のある受信機増幅器の飽和によって起こる問題に対処するため、この発明は、ダウンタイムが一般に約１０ミリ秒であった先行装置とまったく異なっている。言い換えると、いかなる理由による飽和も、続いての信号の処理までに１０ミリ秒の遅延を生ずるであろう。このような長い遅延の理由の一つは、受信機入力増幅器における飽和制御概念としての自動利得制御（ＡＧＣ）の従来の使用である。この発明は、飽和を防止する傾向があり、飽和の結果生じる回復期間をなくす、「クランプ」回路と呼べるであろう、新規の回路を提供する。この発明を使用すると、飽和回復時間が、信号転送遅延が発生しない程度まで減じられる。図面の簡単な説明図１は、シリアルＩＲ（ＳＩＲ）動作回路の概略図である。図２は、ＳＩＲ装置の受信機部分の回路の概略図である。図３は、ＳＩＲ受信機の入力増幅器の構成要素の概略図である。図４は、入力増幅器の飽和を防止する、クランプ回路の詳細の概略図である。図５は、増幅器４８の詳細の概略図である。図６は、増幅器５２の回路の詳細の図である。図７は、比較器５４の回路の詳細の図である。図８は、出力バッファ５８の回路の詳細の図である。図９は、バイアスブロック６０の回路の詳細の図である。好ましい実施例の詳細な説明図１は、典型的なシリアルＩＲ動作回路を示す。各ユニットは、汎用非同期受信機／送信機（ＵＡＲＴ）インタフェースを有する。また、送信機２２および受信機２４を有する。送信機２２はパルス化された信号を他のＵＡＲＴの受信機に送る。そして受信機２４はパルス化された信号を他のＵＡＲＴの送信機から受信する。たとえば、図１に示すような型の一つの動作回路を携帯用コンピュータに搭載し、もう一つのこのような動作回路をプリンタに搭載しても良いだろう。信号は２方向に送る事ができるが、同時に送る事はできない。この発明は主に受信機回路に係る。送信機の信号はＬＥＤ２６から送られ、光検出器（光ダイオード）２８に受信されても良い。このシステムのもっとも重要な部分は、ブロック３０で表わされる受信機回路である。この回路は、別個の回路構成要素を集めたものであるよりも、カスタム設計された集積回路（ＩＣ）チップである事が好ましい。図１に示すように、チップ３０は８つ（または９つ以上）の接続ピンを有しても良い。ピン１は、光ダイオード２８のカソードおよびキャパシタ３２（たとえば１０ｆ）に接続される。ピン２は光ダイオード２８のアノードに接続される。ピン３はＶｓｓアナログと指定され、接地３４に接続される。ピン４はＶｓｓデジタルと指定され、接地３４に接続される。ピン５は出力であり、ＵＡＲＴ２０または受信機フォーマットデコーダ論理に接続される。ピン６は１メートル動作と３メートル動作との切換のために使用される。これは１メートル動作については３６でＶｄｄに接続され、３メートル動作についてはＶｓｓに接続されるか、または浮動したままにされる。ピン７は、５ボルト動作と３ボルト動作との切換のために使用される。これは５ボルト電源については、Ｖｄｄに接続され、３ボルト動作については、Ｖｓｓに接続されるか、または浮動したままにされる。ピン８は、電源３６のプラス端子に接続される。図２は、好ましくは単一のＩＣチップに組み入れられる受信機３０の回路の概略図である。入来情報信号はパルス化され、最終的な受信機の出力もパルス化される。しかし、信号を後にデジタルモードで増幅する前に、アナログモードで増幅する初期段が必要である。レンジの変動およびノイズの防止のために、このアナログモードでの増幅が重要である。この発明以前には、ＳＩＲ受信機回路は一般的に別個のコンポーネントを組合せることによって提供されていたが、この戦略はコストの低減を目標としていた。この発明は、完全に新しく設計し直された、好ましくは単一のＩＣチップに組み入れられる受信機回路を提供する。前述のように、この発明は必要とされる受信機の電力の大きさを少なくとも１オーダ減じる。これは、常時利用可能性を備えた、すなわちオンオフ切換の必要を取除いた低ゼロ入力電流において「オン」に維持される、初めての受信機と考えられる。電池、特に（たとえばＡＡまたはＡＡＡサイズの）小さな電池を使用すると、信号入力に対して受信機を継続的に待機状態に維持するため必要とされる利用可能な電力が制限される。１００マイクロアンペア（Ａ）程度で流れるゼロ入力電流が受信機待機ＳＩＲにおいて使用可能な最大電力レベルであることが一般に確立されている。この電流レベルを超えると、電池の寿命が短くなり過ぎるかまたは電池かあまりにも大きく重くなるために、ユーザの要求を満たすことができない。この受信機は、ゼロ入力受信機待機電流を１１マイクロアンペアの低さに減ずることに成功した。しかしながら、これは従来の知見に反することによって達成された。この「反する」というのは、通常の強い反転領域とは区別される、サブスレッショルド値（弱い反転）領域において動作するＭＯＳＦＥＴトランジスタの広範な使用に関する。強い反転とは、「二乗領域」として言及される。弱い反転とは、「対数領域」として言及される。この発明は、ＳＩＲ受信機内でサブスレッショルド値ＭＯＳＦＥＴ領域において動作するトランジスタを初めて使用する。このためには、実現上の困難が生じたため、完全にかつ繰返し再設計および試験を行なう必要があった。ＭＯＳＦＥＴのサブスレッショルド値動作の利用可能性は知られていたが、ＭＯＳＦＥＴ設計の一般的モデルはデジタル産業が決定しており、低電力は主要な目標ではなかった。ＭＯＳＦＥＴトランジスタのアナログ設計は軽視されてきた。サブスレッショルド値ＭＯＳＦＥＴ動作に関する固有のトレードオフがある。電力が低減されるとき、電圧もまた低減されない限り、帯域幅が減じられるであろう。電圧の変動は、サブスレッショルド値動作の使用によって抑えられる。電圧が低減されると、信号対雑音比が減じられるので、ノイズが大きな問題になる。以下に説明する受信機回路は、受信機における機能上の問題を生み出すことなく、低電力という目標を満たすため設計された。図２を参照し、ピン２はＩＲ検出器ダイオード２８から受信機回路への入力信号である。入力増幅器４０はトランスインピーダンス増幅器であって、検出器２８からのライン４２上の電流を出力４４において電圧に変換する。増幅器４０は、検出器ダイオードに逆バイアスをかけ、変動する検出器ゼロ入力電流レベルによって入力増幅器を安定させる独特の回路構成で設計される。検出器の電流が増幅器４０の線形動作範囲を超えると、クランプ回路４６が入力４２から接地へと電流をそらすであろう。これによって、増幅器４０により検出器に与えられる低インピーダンスが保持され、これによって増幅器の信号帯域幅が維持される。信号は増幅器４８により増幅および帯域フィルタリングされ、５０で出力される。入来信号はパルス化された信号であって、比較器において付加的なＡＣ結合段を加えることができない。したがって、ＤＣ補償回路は、増幅器４８の出力オフセット効果を除去しなければならない。増幅器５２は増幅器４８に一致させられているので、増幅器５２のＤＣ出力電圧は増幅器４８のそれと等しい。これは、続く段へのＤＣ補償回路として使用される。増幅器４８からのアナログ信号は比較器５４によりデジタル論理レベルに変換される。比較器５４からのデジタル出力はバッファ増幅器５８によって出力ライン５６へとバッファリングされる。ブロック６０において図示されるバイアス回路は、すべての回路ブロックに対し適切なバイアスおよび電圧基準を提供する。ＶＤおよびＶＤＧは、デジタル電源電圧である。Ｃ１およびＣ２は、ウェル抵抗のプロセス変動を補償するためのトリム制御である。ＣＧは利得制御である。Ｖ５Ｅは電源選択制御であり、５ボルト動作に対してはハイ、３ボルト動作に対してはローである。ＴＯは試験出力である。ＶＤＤＩはバイパスされた電源ピンであって、１０Ｆキャパシタが接続される。トランジスタ６２は保護ダイオードである。検出器の電流増幅、ノイズの除去、適切な帯域幅および低ゼロ入力電流という設計要件を達成するため最小回路アーキテクチャから始めることによって、受信機回路の低電力動作が達成された。電源電圧を選択するために使用されるＶ５Ｅ制御は、３−５Ｖ範囲内で動作するよう設計されたＩＣが電源選択ラインを典型的には有さないという意味で独特である。この制御ピンを取除くことによって、ＩＣはより小さなフットプリントおよび試験時間を有することができ、それによって価格が減じられるであろうから、制御ピンの除去は通常望ましいであろう。しかし、この設計においては、３Ｖ動作から５Ｖ動作に切換えるときに低電力領域における回路のバイアスを維持するため選択が必要である。電源選択を自動的に調節するためのオンチップ回路は加えられなかったが、これは、このような回路がそれ自身電流を必要とするであろうため、全体としてのチップの電力を増加させるからである。低電力を達成するため使用されたもう１つの回路における妥協は、基準電圧ＶＲの共有である（ブロック６０を参照）。この電圧は、バイアスブロック６０内のすべての回路電流レベルを設定するため使用され、クランプブロック４６内のクランプレベルを設定するためにも使用される。このように、単一の基準電圧を共有することによって、入力がクランプされるとき切換トランジェントの寄生フィードバックを介してバイアス電流を毀損するクランプ回路４６からのノイズの可能性が出るが、それと引換えに、２つの基準電圧を別個に発生させたならば必要とされるであろうＩＣ電流を減じる。増幅器４０の入力へのトランジェントの寄生フィードバックは、この高利得増幅器設計においては大きな問題であり、注意深い回路設計および物理的なレイアウトによってのみ防止されてきた。この設計全体を通じて、さらに電力節約設計考慮がなされており、その詳細は以下のブロックの説明に含まれるであろう。増幅器内のトランジスタは、ノイズを低くするのにちょうどの大きさの電流によって、かつ、回路動作の要件を満たすのに十分な高い利得によってバイアスをかけられる。バイアス電圧発生器および過剰なゼロ入力電流を取除くために特別な通常とは異なる回路構成が使用される。この回路のもう１つの独特かつ重要な特徴は、入力増幅器４０の周辺のクランプ回路４６である。受信機回路は、半二重モードで動作し、受信される信号は３００ｎＡもの低さであってもよく、二重化されるときそれ自身の送信機クロストークからの３ｍＡレンジ内の信号が続く。入力回路は、効率的な有効データ速度を維持するため、典型的な動作におけるもののように、大きな入力トランジェントから回復せねばならない。大きなダイナミックレンジＤＣ動作を扱うための一方策は、この応用例においては使用していないが、入力段において自動利得制御（ＡＧＣ）を使用するものであろう。ＡＧＣ回路は典型的には、大きな信号を検出した後１０ｍｓレンジの回復時間を有する。この結果、低レベル信号を検出できるようになる前に、送信の後１０ｍｓ待機せねばならず、そのため利用可能な送信デューティサイクルおよび有効データ速度が減じられる。採用されるこれとは異なる方策は、高速回復時間を有するクランプ回路の使用であり、その詳細は以下に説明する。図３は、この図中に示すように、検出器電流入力を電圧出力に４４において変換するため使用されるトランスインピーダンス増幅器である、増幅器４０の詳細の概略図である。この増幅器に関するいくつかの設計パラメータがある。１．７０ｐＦ検出器キャパシタンスで、信号の帯域幅１１６ｋＨｚを維持するため、入力インピーダンスは２０キロオームより低い。２．広いパルス電流ダイナミックレンジは１００ｎＡから８０ｍＡにわたり、ゼロ入力電流のレンジは０から３０Ａにわたる。３．４ｎＡの低入力参照ノイズ電流が、ビットエラー速度要件を満たすために必要である。概略図に続いて、この増幅器回路の動作を説明する。ＭＯＳＦＥＴトランジスタ８０と抵抗器８２、８４、８６および８８の直列組合せとが共通ゲート増幅器を形成する。プロセスの変動を補償するため、抵抗器の直列組合せをトリミングするため使用される、ＭＯＳＦＥＴスイッチ８９、９１、９３および９５を制御入力９０および９２が制御する。ＶＢＰは、参照カレントミラーからきて、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ８０への２６３ｎＡゼロ入力電流源として、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ９６にバイアスをかける。この電源がなければ、入力トランジスタ８０は１００ｎＡしかない電流で、すべての設計要件を満たさなければならないだろう。１００ｎＡでのチャネルの熱ノイズは設計要件を満たすものではないだろう。トランジスタ８０の相互コンダクタンスも低ゼロ入力電流での所望の２０キロオームの入力インピーダンスを満たすには低すぎる。低ゼロ入力電流動作条件において入力インピーダンスを減じるため、トランジスタ８０のソースからゲートへのフィードバックが使用される。このフィードバック増幅器は、入力トランジスタ１００とトランジスタ１０２および１０４の直列組合せからなる負荷とを組合せる。トランジスタ１０６、１０８および１１０ならびにキャパシタ９０の組合せがフィードバック増幅器にバイアスをかけるための電流源を形成する。トランジスタ８０、１００、１０２および１０４のゲート・ソース間電圧（Ｖｇｓ）値は、トランスインピーダンス入力増幅器４０の適切な機能を生じるような態様で、相互に関連させなければならない。前述のように、この増幅器は光検出器電流を出力電圧に変換する。帯域幅は増幅器のインピーダンスが増加するに伴い減じ、増幅器のインピーダンスが減ずるに伴い増加するので、検出器の帯域幅を増加させるためには、増幅器は検出器に対し低インピーダンスを与えなければならない。もし増幅器４０の設計が従来のものであるならば、トランジスタ１００、１０２、１０４、１０６、１０８および１１０は、比較的狭い帯域幅を有する高利得増幅器を形成するであろう。無線ＩＲシステムにおいては約２００ｋＨｚの帯域幅が必要なので、入力増幅器のインピーダンスは約１６キロオームまたはそれ以下に減じられなければならない。この発明は、低電力という目標を犠牲にすることなく、最低数の付加的トランジスタで、帯域幅を改良するための手段を提供する。高電流または電力を使用することなく、１６キロオームという低入力インピーダンスを満たすため、増幅器の利得は、約１０という制御された値をとる。検出器２８の逆バイアスは、トランジスタ１０２および１０４の比とトランジスタ８０および１００の比とによって達成される。また、前述のように、トランジスタ９６は極めて低い検出器電流において、トランジスタ８０を通常より長い間オンに維持するバイアス電流源を提供し、これによって、所望の帯域幅が達成される。言い換えると、検出器がすべての電流を供給する必要はない。トランジスタ１０２および１０４の付加によって、および、低入力電流においてはトランジスタ１０４のＶｇｓとトランジスタ１０２のＶｇｓとを足したものがトランジスタ８０のＶｇｓとトランジスタ１００のＶｇｓとを足したものに等しくなるようにトランジスタ比を設定することによって、増幅器のループ利得は信号レベルに依存しないようにされている。図３のトランジスタの幅対長さ比は以下のとおりである。トランジスタ８０では７４．４／１．２ミクロン、トランジスタ９６では１０．２／１０．２ミクロン、トランジスタ１００では３０．０／１．８ミクロン、トランジスタ１０２では１０．８／１．８ミクロン、トランジスタ１０４では１９８．０／１．２ミクロン、トランジスタ１０６では４９．２／１０．２ミクロン、トランジスタ１０８では１２．６／１０．２ミクロン、そしてトランジスタ１１０では１０．２／１０．２ミクロンである。低電流したがって低電力を強調しているので、図中に示される矢印を参照してすべての電流値を示す。矢印１２０では２６６ｎＡ、矢印１２２では２６３．５ｎＡ、矢印１２４では５５８ｎＡ、矢印１２６では６２３ｎＡ、矢印１２８では６４．９ｎＡ、矢印１３０では６５ｎＡ、そして矢印１３２では２７６．５ｎＡである。増幅器４０における総電流は、約１．１ｋと極めて低い値である。トランジスタ８９、９１、９３および９５は、入力９０および９２に制御されスイッチとして動作する。これらの入力は、５から０ボルトまたは３から０ボルトである。このトランジスタスイッチは製造中に設定される。これらは出力と接地（ＶＳＳ）との間の経路内に抵抗器８２、８４、８６および８８のいずれを挿入するかを選択する。これらのトランジスタにかかる電圧は０または約０であるので、これらのトランジスタは電力を消費しない。入力増幅器４０は、検出器電流約３０Ａまでで設計要件を満たすよう設計される。このレベルを超えると、信号レベルが大きいので、ノイズ性能および線形動作は重要ではない。抵抗器８２、８４、８６および８８の値は、回路のノイズ性能を劣化させることなく線形動作レンジ約３０Ａを与えるよう選択される。この回路においては、トランスコンダクタ８０のゲートソース間経路内の増幅を簡素化することが、電力節約の主な源となる。この機能のためには、通常より多くのトランジスタを備える完全演算増幅器および電圧基準発生器を備えるバイアス経路が使用される。たとえ増幅を簡素化したとしても、トランジスタ１０６内のゼロ入力電流を、低ノイズで所望の帯域幅を提供するべく、注意深く設計しなければならない。トランジスタ８０における最小ゼロ入力電流を設定するトランジスタ９６の電流は、安定した動作を維持しつつ可能な限り低くされ、これによって回路の発振を防止する。負荷抵抗はノイズ性能を劣化させることなく可能な限り大きくされ、これによって、続く段におけるより大きい信号利得の要件を減じる。トランジスタ８０、１００、１０２、１０４、１０６および１０８はサブスレッショルド値領域において動作し、したがって、受信機の低電力動作に貢献する。増幅器４０のもう１つの特徴は、低検出器電流においては、増幅器の利得がそのピーク値にあるということである。しかし、検出器電流が増加するとき、トランジスタ１００およびトランジスタ１０２を通じて流れる電流の比が増幅器の利得を減じる傾向があり、これに伴って入力インピーダンスが減じられる。この正味の結果は、入力電流に依存せず、帯域幅が本質的に一定にとどまる傾向である。このことには２つの利点がある。第１に、入力のノイズ帯域幅が一定であり、より良好な信号対雑音性能が提供される。第２には、一定のループ利得で安定する、トランジスタ８０周囲のフィードバックループ内に増幅器があることである。図４は、本質的に飽和を防止するクランプ回路４６の詳細の概略図である。大きなＡＣ信号レベルにおいては増幅器４０は飽和するであろうし、それによって、信号の帯域幅性能に深刻な劣化をもたらしかねない長い回復時間が必要となる。クランプ回路４６は、増幅器４０の出力４４において信号レベルを感知し、もし４４での出力がある予め定められた値、この場合には約１ボルトを超えていれば、検出器入力から過剰電流をＶＳＳに逸らせるよう配置される。したがって、入力増幅器４０は線形動作領域内にとどまり、信号の帯域幅が維持される。クランプ回路４６において、トランジスタ１５０、１５２、１５４、１５６および１５８が差動増幅器入力段を形成する。正入力ライン１６０がトランジスタ１５０のゲートに接続され、負入力ライン１６２がトランジスタ１５２のゲートに接続される。ライン１６０およびトランジスタ１５０において、約１ボルトの基準電圧が維持される。増幅器４０の出力はライン１６２およびトランジスタ１５２に接続される。トランジスタ１５０での電圧レベルは、増幅器の飽和を防止するよう選択される。クランプ回路の出力段は、開放ドレイントランジスタ１６４および補償キャパシタ１６６を有する。抵抗器１６８は、開放ドルイントランジスタ１６４と直列の電流限定抵抗器である。ライン１６２上の増幅器４０からの出力がライン１６０上の基準電圧よりも小さいときは、ノード１７０はローでありトランジスタ１６４はオフする。この条件下では、クランプ回路は検出器入力信号から全く電流を引き出さない。トランジスタ１５２での電圧レベルがトランジスタ１５０での基準レベルに等しいときは、ドレイントランジスタ１６４がオンし、それによって増幅器４０に流れ込む電流のレベルを維持する。ここで選択される電流のレベルは約３０Ａであり、これによって増幅器４０の飽和が防止されるであろう。クランプ回路４６は、増幅器４０周辺の線形領域において動作し、回路の安定性を維持するため、キャパシタ１６６により補償が行なわれる。増幅器の飽和を防止することによって、システムのターンアラウンドタイムが除去される。飽和の防止は特に増幅器４０において重要である。これはまた、受信機のこれに続くコンポーネント、たとえば増幅器４８および比較器５４においても重要である。検出器からの電流が約３ｍＡよりも大きいときには、クランプ回路はもはや検出器から電流を引き出す事はできず、検出器は、それが自身に順バイアスをかけるとき自身のクレームダイオードとなる。クランプ回路はＲＣ受動回路とは異なり、能動的に検出器から電流を引き出すので、やはり、これらの過負荷から回路を回復させる。クランプ回路の消費電力は、増幅器の利得および帯域幅に関しての注意深い回路設計により最小にされた。クランプ回路が活性化し始める時、これは増幅器の周辺のフィードバック回路の１部であるため、利得の安定性が設計の考慮において重要である。過剰な利得および帯域幅は、より大きい電流を要するが、設計を極めて安定にする。クランプ回路への入力段は、補償キャパシタ１６６およびトランジスタ１６４を駆動するためにちょうど十分な相互コンダクタンスで、サブスレッショルド値領域で動作する。クランプが活性化されていないときは、クランプ回路全体では約２６９ｎＡ、または、１．３５Ｗを消費する。クランプ回路のトランジスタの幅対長さ比は、トランジスタ１５０および１５２では、各々５０．４／６．０ミクロン、トランジスタ１５４および１５６では、各々５０．４／１０．２ミクロン、トランジスタ１５８では、１０．２／１０．２ミクロン、トランジスタ１６４では、１９９．２／１．２ミクロンである。「アイドリング」での適切な電流レベルは以下のとおりである。矢印１７６、１７８および１８０の各々では、電流は２６９ｎＡ、矢印１８２では、０、矢印１８４では２９ｐＡ、そして、矢印１８６では、０．４ｐＡである。クランプ回路４６では、増幅器４０の入力で、過剰電流が引き出される。この信号は、増幅器の出力に限定する事もできるが、図示する配置例が好ましいと考えられる。パルス化された信号が伝送されるという事実のため、クランピングがより有効になる。クランピングの効果は個別のパルス各々に瞬間的に作用する。言い換えると、クランプ回路は信号を継続的にモニタし、過剰電流を逸らせるかどうかを瞬時に判断する。クランプ回路４６、および増幅器４８と比較器５４とに与えられるクランプが、飽和を防止するための手段を構成する。増幅器が飽和しない事を保証するため、これらが、絶対信号レベルを制御する。これは、増幅器の入力または増幅器の出力において達成できる。もしも、より高い電力レベルを使用するならば、クランピングがより容易になるだろう。この発明においては、電流が増幅器に達する前に電流の分路を作られるため、クランピングがより有効である。選択された値３０Ａを上回ると、このシステムは非線型動作範囲にはいる。図５は、増幅器４０からの出力信号をライン４４上で入力信号として受け取る、増幅器４８の詳細を概略的に示す。増幅器４０からの出力は信頼可能に検出されるためにはフィルタリングおよび増幅されねばならない。増幅器４８は、増幅器として機能すると同時に帯域フィルタとしても機能する。ライン４４上の信号は、ＩＰピンで増幅器４９に入力され、キャパシタ２００、抵抗器２０２、２０４、２０６、２０８および２１０を含むハイパスＲＣフィルタに送られる。プロセスの変動に対して抵抗を補償するため、Ｃ１およびＣ２入力により制御されるＭＯＳＦＥＴトランジスタスイッチ２１２、２１４、２１６および２１８が使用される。差動増幅器の入力段はＭＯＳＦＥＴトランジスタ２２０、２２２、２２４、２２６および２２８を含む。通常動作間はトランジスタ２３０はオフである。増幅器の出力段は、利得トランジスタ２３２と、補償キャパシタ２３６を備える電流源２３４とを含む。抵抗器２３８、キャパシタ２４０および抵抗器２４２を含むフィードバックネットワークによって、増幅器の利得が設定される。このフィードバックは、ＶＳＳに接続された抵抗器２３８で構成されるため、信号接地および関連する構成要素は不要である。ＶＳＳは、低ノイズのノードでもある。増幅器の利得はトランジスタ２４４をオンする事でより高くプログラミングする事ができ、これによって、フィードバックネットワークの入力抵抗値が下がる。ノード２４６での増幅器の入力のＤＣバイアスは、抵抗器２１０を通じて電流源トランジスタ２４８によってセットされる。増幅器の出力オフセットは、増幅器のＤＣ利得に入力電圧をかけたものである。この増幅器では、入力段に低電流を流す事によって電力が節約される。出力段のゼロ入力電流は、主に、抵抗器２４２をＤＣ動作点まで駆動する。この電流は、出力２５０で検出可能信号を得る事がちょうどできるだけの大きさである。信号がより大きいと、増幅器が飽和し、結果として得られる信号が増幅器によってクリッピングされるだろう。トランジスタ２５２は、試験目的で使用されるソースホロワである。出力２５０は検出のため比較器回路に送られる。増幅器４８の電力を低減するため多くの設計上のトレードオフが行われた。入力フィルタは受動ＲＣハイパス段である。多段能動フィルタを使用するとより大きいフィルタリングを達成できるだろう。電力を考慮するとこのようなフィルタは禁じられる。増幅器周辺の抵抗性フィードバックネットワークへの基準電圧は、接地に参照される。典型的には、低インピーダンス電圧基準が発生され、より高い回路電流を生む。増幅器の正入力にバイアスをかけ約１０ｍＶにする事によって、出力ＤＣのレベルは、接地を上回るようあけられる。これは、抵抗器２４８から抵抗器２１０を通じて小電流（１９２ｎＡ）を流す事によって達成され、結果として得られる２５０でのＤＣ出力レベルは１５７ｍＶとなる。出力段の電流源２３４は、２．１Ａの電流しか供給しない。このため、典型的な増幅器の完全な電源出力レンジをはるかに下回る、約１ボルトの最大出力駆動電圧が与えられる。また、この増幅器の飽和のために、低入力レベルでの信号のクリッピングが生じる。このクリッピング効果のため、この増幅器を比較器回路に接続するという特別な要件が生じる。さらに、この増幅器自体は、入力ノイズおよび利得帯域幅要件をぴったり満足する低電流設計である。サブスレッショルド値領域で動作するトランジスタが、２２０、２２２、２２４および２２６であり、これらは増幅器の入力段である。増幅器４８は、飽和を防止するため信号を限定する組み込まれたクランピングの特徴を有する。トランジスタ２３０は通常はオフであるが、信号が大きくなりすぎる傾向があるときは過剰電圧の分路を作り、それによって出力信号の変動を低く、すなわち１ボルトよりも低く維持する。この点を言い換えると、トランジスタ２３０は電圧クランピングトランジスタとして作用するので、もし入力信号があらかじめ定められた電圧値を超えても、出力の変動が最小化され、それによって、消費電力が最小化され、利得帯域幅が保存され、飽和が防止される。増幅器４８のトランジスタの幅対長さ比は、トランジスタ２１２、２１４、２１６および２１８では、各々３．６／１．２ミクロン、トランジスタ２２０および２２２では、各々５０．４／２．４ミクロン、トランジスタ２２４および２２６では、各々２５．２／３．６ミクロン、トランジスタ２２８では、１６．２／１０．２ミクロン、トランジスタ２３０では４５．０／２．４ミクロン、トランジスタ２３２では、２０１．６／１．８ミクロン、トランジスタ２３４では２０．４／１０．２ミクロン、トランジスタ２４４では、１０．２／１．２ミクロン、トランジスタ２４８では、９．０／１０．２ミクロン、そして、トランジスタ２５２では、９９．６／１．２ミクロンである。「アイドリング」でのおよその電流レベルは以下のとおりである。矢印２６０では電流は１９２ｎＡ、矢印２６２では７１７ｎＡ、矢印２６４および２６６では各々３５９ｎＡ、矢印２６８では３０９ｎＡ、矢印２７０および２７２では各々３５９ｎＡ、矢印２７４では２．１４Ａ、矢印２７６では１．８３Ａ、そして矢印２７８では０である。増幅器４８での総ゼロ入力電流は、約３Ａである。図６は、ＤＣオフセット補償回路として使用される増幅器５２の詳細の概略図である。増幅器５２は増幅器４８と同一であるか、ＡＣ入力は有さない。従ってその出力２８０でのＤＣレベルは、ＡＣ信号が存在しないときには、増幅器４８のそれと同一になろう。比較器５４は、増幅器５２の出力レベルを増幅器４８の出力レベルから除し、ゼロ参照ＡＣ信号を比較器に与える。増幅器５２の回路についての説明は、増幅器４８の回路の説明と同一である。図６中の番号は、図５中の番号と同一であるが、各番号に文字「ａ」を付している。この増幅器５２回路の電流節約特徴は、増幅器４８回路のそれと同一である。各矢印での電流値は、矢印２７４ａで１．１Ａであり、２７６ａで１．０Ａである事を除いては、同一である。増幅器５２での総ゼロ入力電流は、約２Ａである。図７は比較器５４の詳細の概略図である。差動入力段は、トランジスタ３００、３０２、３０４、３０６および３０８を含む。比較器の第２の段は、トランジスタ３１０、３１２および３１４を含み、比較器にいくらかのヒステリシスを与える。トランジスタ３１６は、飽和からの迅速な回復のためノード３１８をクランプするよう作用する。トランジスタ３２０、３２２、３２４および３２６は、２つのＣＭＯＳ反転バッファを形成し、ノイズ分離のためデジタル電源ＶＤ及びＶＤＧがこれに電力を供給する。ＩＮ入力はＤＣ補償回路増幅器５２から来る。並列抵抗器ネットワーク３３０および３３２はＩＮを比較器入力装置３０２に接続する。検出しきい値は抵抗器ネットワークを通じてカレントミラートランジスタ３３６から電流を流す事によって発生される。比較器へそしてトランジスタ３００への正入力ＩＰは、増幅器４８の出力から来る。ＩＰでの電圧が検出しきい値よりも大きいとき、比較器は切換を行い、出力３４０はローになるだろう（ＩＰが正出力であると考えるならば、３４０は反転された出力である）。トランジスタ３４２および３４４はバイアス電流を増幅器のバイアス回路から分離するカレントミラーバイアス回路である。比較器の入力段のトランジスタ、すなわち、トランジスタ３００、３０２、３０４および３０６は、電力節約のため、サブスレッショルド値領域において最小電流レベルで動作する。信号が存在しないと、トランジスタ３１０はオフし、それによって出力段電流がゼロに減じられる。低電力ＣＭＯＳインバータ段はデジタル出力信号をバッファリングする。トランジスタの幅対長さ比は、トランジスタ３００および３０２では各々５０．４／１．８ミクロン、トランジスタ３０４および３０６では各々２５．２／３．６ミクロン、トランジスタ３０８では１６．２／１０．２ミクロン、トランジスタ３１０では５０．４／１．２ミクロン、トランジスタ３１２では１６．２／１０．２ミクロン、トランジスタ３１４では６．０／１．８ミクロン、トランジスタ３１６では７．２／１．２ミクロン、トランジスタ３２０では６．０／１．２ミクロン、トランジスタ３２２では１０．２／１．２ミクロン、トランジスタ３２４では１２．０／１．２ミクロン、トランジスタ３２６では２０．４／１．２ミクロン、トランジスタ３３６では１０．２／１０．２ミクロン、トランジスタ３４２では１２．０／１０．２ミクロン、そして、トランジスタ３４４では１０．２／１０．２ミクロンである。「アイドリング」でのおおよその電流レベルは以下のとおりである。矢印３６０では電流は２６５ｎＡ、矢印３６２では２８６ｎＡ、矢印３６４では１．４２Ａ、矢印３６６および３６８では各々８５０ｎＡ、矢印３７０および３７２では各々５７３ｎＡ、矢印３７４では３．４ｐＡ、矢印３７６では０．３ｎＡ、矢印３７８、３８０、３８２および３８４では０である。比較器５４内の総ゼロ入力電流は約１．９４Ａである。ゼロ入力電流の問題は、送信機の信号が受信機に送られるときにのみ発生するデジタル出力信号には当てはまらない。図８は、受信機の出力５６にＣＭＯＳドライバを設ける出力バッファ５８の回路を示す。この回路はトランジスタ３９０、３９２、３９４および３９６を含む２つのＣＭＯＳインバータからなる。送信機信号が存在しないときには電力は消費されない。図９は、ブロック６０の回路を示す。バイアス回路は、必要とされるバイアス電流と基準電圧とをすべての他の回路ブロックに分配する。バイアス回路は、動作電圧選択ピンＶ５Ｅを特徴とする。このピンが、５ボルトまたは３ボルトに等しい、ＶＤＤでの低電流条件での電流の動作を可能にする。トランジスタ４００、４０２および４０４は、Ｖ５ＥがローのときはＶＤＤ／２で、Ｖ５ＥがハイのときはＶＤＤ／３で、ＶＲとともに電圧分割器を形成する。Ｃ１は、ＶＲ上のノイズを減じるためのフィルタである。ＶＲは、トランジスタ４０８、４１０、４１２、４１４、４１６および４１８を含む電圧ホロワ増幅器によって抵抗器ネットワーク４０６にまたがって位置付けられる。プロセスの変動を補償するため、抵抗器ネットワークを、Ｃ１およびＣ２により制御されるＭＯＳスイッチ素子４２０、４２２、４２４および４２６によってトリミングできる。抵抗器ネットワーク４０６を通る電流は、トランジスタ４１８を通り、トランジスタ４２８および４３０を含むカレントミラーに流れる。トランジスタ４２８でのゲート電圧も増幅器４０内のカレントミラー素子を駆動する。トランジスタ４３０からの電流は他のカレントミラー、すなわち、トランジスタ４３２および４３４に流れる。トランジスタ４３２のゲート電圧は、また、比較器５４回路内のカレントミラーを駆動する。トランジスタ４３４からの電流は他のカレントミラー、トランジスタ４６へ流れ、このゲート電圧は、増幅器５２回路および増幅器４８回路内のカレントミラーを駆動する。回路内のすべてのキャパシタは、電源および回路ノイズをフィルタリングする。基準ミラー内の小電流を使用して、バイアス回路内の電力が最小化される。入力トランジスタ４０８および４１０は、サブスレッショルド値領域で動作する。電流設定抵抗器も電力を低減するため大きくされる。Ｖ５Ｅ電源選択はまた、電源電圧が３ボルト動作から５ボルト動作に引き上げられたとき、バイアス電流を低く保つようバイアス電流を調節する。このバイアス回路の独特な利点は、広範囲の電圧にわたってほぼ一定の電流値を維持する事ができるという点である。電圧の低減には通常、電流の増加が必要であるが、この問題が回避される。この設計は、帯域幅の損失を防ぐ。トランジスタの幅対長さ比は、トランジスタ４００、４０２および４０４では各々８．４／８１．６ミクロン、トランジスタ４０８および４１０では各々２５．２／２．４ミクロン、トランジスタ４１２および４１４では各々２０．４／１０．２ミクロン、トランジスタ４１６では４．２／２１０．０ミクロン、トランジスタ４１８では１００．８／１．２ミクロン、トランジスタ４２０、４２２、４２４および４２６では各々３．６／１．２ミクロン、トランジスタ４２８および４３０では各々１０．２／１０．２ミクロン、トランジスタ４３２および４３４では各々１２．６／１０．２ミクロン、そしてトランジスタ４３６では１０．２／１０．２ミクロンである。およその電流レベルは以下のとおりである。矢印４４０では０、矢印４４２、４４４および４４６では各々２１０ｎＡ、矢印４４８、４５０、４５２および４５４では各々１６０ｎＡ、矢印４５６では３２０ｎＡ、矢印４５８および４６０では各々５２８ｎＡ、矢印４６２および４６４では各々２６６ｎＡ、そして矢印４６６および４６８では各々２７７ｎＡである。ブロック６０内の総電流は約１．６Ａである。開示された受信機の低電力局面を詳細に説明した。受信機内の電流をすべて合計すると、これらは「アイドリング」またはゼロ入力状態で機能するので、合計は、約１１マイクロアンペアである。５ボルトで動作するときには、電力は約５５マイクロワットであり、３ボルトで動作するときには電力は約３３マイクロワットである。この１１Ａという電流は、現在利用可能な受信機の電流の大きさをほぼ２桁のオーダで下回っている。このため、送信機信号が発生した場合常に送信機信号を受信できる待機状態に受信機を維持する事が実現可能である。導入説明で、受信機の待機を可能にする電流の定量化された上限として１００Ａの値が使用された。１００Ａという数は実は任意であるが、電流値を高くした場合、電池の動作と受信機の待機とを組み合わせる事が可能かどうかは、疑わしい。前述のように、この発明の受信機は、大幅な電流低減を達成すると同時に、十分な帯域幅およびノイズの除去を維持する事に成功した。主に入力増幅器において、しかしまた、帯域フィルタ増幅器および比較器においてもクランプ回路が存在する事で、動作速度に多大な利益がもたらされ、たとえば、先行の装置と比較して約１０００倍の速度改良がもたらされる。この受信機はその動作の「アナログ」部内の電圧の変動を最小にする。個々の電圧の変動は数マイクロボルト、または数ミリボルト単位である。送信機と受信機との間の距離が１から２フィートよりも長いと、電圧の変動が小さいという事は重要である。一致した増幅器４８および５４の組み合わせが、増幅器４８の非理想的特徴を相殺するきわめて厳密な配置を構成する。これによって、比較器の２つの入力の間のＤＣオフセットの固定的トラッキングを維持しつつ、比較器においてしきい値の正規化を達成するための手段が提供される。ここまでの説明から、この出願において開示される装置および方法が、この明細書の導入部で概括した重要な機能上の利点を提供する事が明らかであろう。添付した請求の範囲は、開示された特定の実施例をカバーするだけでなく、先行技術により認められる、最大の範囲と包括性をもって、ここに説明した発明の着想をカバーするものと意図される。

【手続補正書】【提出日】１９９８年３月３０日【補正内容】請求の範囲１．送信機を有する無線赤外線パルス伝送装置における、電池電源受信機であって、送信機から入力パルスを受け取る光検出器と、前記検出器からの電流信号を受け取り、電圧信号を出力する入力増幅器と、回復を待つ間の信号伝送時間の損失を回避するため、入力増幅器での信号飽和を防止するための手段と、入力増幅器からのパルスとして入力信号を受け取り、パルス化された信号を出力する、帯域フィルタリング増幅器と、フィルタリング増幅器から出力信号を受け取り、デジタル通信情報を出力する比較器とを含む、電池電源受信機。２．受信機は、送信機からの入力に対し継続的に待機するため、オンモードで維持される、請求項１に記載の電池電源受信機。３．飽和を防止するための手段は、入力増幅器での信号の瞬時限定を行うクランプ回路である、請求項１に記載の電池電源受信機。４．クランプ回路は、入力増幅器の出力電圧によって制御され、出力電圧があらかじめ定められた値に達するとき、すぐに入力増幅器に入る電流の分路を作る、請求項３に記載の電池電源受信機。５．前記増幅器における信号飽和を防止するための、帯域フィルタリングと関連する手段と、比較器での信号飽和を防止するための、比較器と関連する手段とをさらに含む、請求項１に記載の電池電源受信機。６．受信機は、受信機の構成要素内のパルスによる電圧の変動を最小化するための手段を含む、請求項１に記載の電池電源受信機。７．いかなる受信機構成要素内の電圧の最大の変動も１ボルトよりも小さい、請求項６に記載の電池電源受信機。８．受信機構成要素は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタを組み入れ、相当数のＭＯＳＦＥＴトランジスタが、サブスレッショルド値領域で動作する、請求項１に記載の電池電源受信機。９．受信機内の総電流は、１００マイクロアンペア以下である、請求項１に記載の電池電源受信機。１０．受信機が送信機からの信号を待っている時の受信機内の総電流は、２０マイクロアンペアよりも少ない、請求項９に記載の電池電源受信機。１１．帯域フィルタリング増幅器に一致し、比較器にゼロ参照ＡＣ信号を与える、付加的な増幅器をさらに含む、請求項１に記載の電池電源受信機。１２．比較的長距離の情報伝送の間、検出器により供給される電流に加えてバイアス電流を供給する事によって入力増幅器での帯域幅を高めるための手段をさらに含む、請求項１に記載の電池電源受信機。１３．比較的長距離の情報伝送の間、検出器により供給される電流に加えてバイアス電流を供給する事によって入力増幅器での帯域幅を高めるための手段をさらに含む、請求項８に記載の電池電源受信機。１４．比較的長距離の情報伝送の間、検出器により供給される電流に加えてバイアス電流を供給する事によって入力増幅器での帯域幅を高めるための手段をさらに含む、請求項９に記載の電池電源受信機。１５．比較的長距離の情報伝送の間、検出器により供給される電流に加えてバイアス電流を供給する事によって入力増幅器での帯域幅を高めるための手段をさらに含む、請求項１０に記載の電池電源受信機。１６．送信機を有する無線赤外線パルス伝送装置における、電池電源受信機であって、送信機からの入力パルスを受け取る光検出器と、検出器からの電流信号を受け取り、電圧信号を出力する入力増幅器と、入力増幅器からのパルスとして入力信号を受け取り、パルス化された信号を出力するフィルタと、フィルタからの出力信号を受け取り、デジタル通信情報を出力する比較器とを含み、前記電池電源受信機は、１００マイクロアンペア以下のゼロ入力総プレデジタル電流で、送信される情報に対し、継続的に待機し、入力増幅器、フィルタ、および比較器は、多くのＭＯＳＦＥＴトランジスタを含み、かなりの割合のＭＯＳＦＥＴトランジスタが、サブスレッショルド値領域で動作する、電池電源受信機。１７．ゼロ入力総プレデジタル電流は、約２０マイクロアンペア以下である、請求項１６に記載の電池電源受信機。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ミーディング，デイルアメリカ合衆国、92629 カリフォルニア州、ダナ・ポイント、ナンシー・ジェイン・コート、33501

Claims

【特許請求の範囲】１．送信機を有する無線赤外線パルス伝送装置における、電池電源受信機であって、送信機から入力パルスを受け取る光検出器と、前記検出器からの電流信号を受け取り、電圧信号を出力する入力増幅器と、回復を待つ間の信号伝送時間の損失を回避するため、入力増幅器での信号飽和を防止するための手段と、入力増幅器からのパルスとして入力信号を受け取り、パルス化された信号を出力する、帯域フィルタリング増幅器と、フィルタリング増幅器から出力信号を受け取り、デジタル通信情報を出力する比較器とを含む、電池電源受信機。２．受信機は、送信機からの入力に対し継続的に待機するため、オンモードで維持される、請求項１に記載の電池電源受信機。３．飽和を防止するための手段は、入力増幅器での信号の瞬時限定を行うクランプ回路である、請求項１に記載の電池電源受信機。４．クランプ回路は、入力増幅器の出力電圧によって制御され、出力電圧があらかじめ定められた値に達するとき、すぐに入力増幅器に入る電流の分路を作る、請求項３に記載の電池電源受信機。５．前記増幅器における信号飽和を防止するための、帯域フィルタリングと関連する手段と、比較器での信号飽和を防止するための、比較器と関連する手段とをさらに含む、請求項１に記載の電池電源受信機。６．受信機は、受信機の構成要素内のパルスによる電圧の変動を最小化するための手段を含む、請求項１に記載の電池電源受信機。７．いかなる受信機構成要素内の電圧の最大の変動も１ボルトよりも小さい、請求項６に記載の電池電源受信機。８．受信機構成要素は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタを組み入れ、相当数のＭＯＳＦＥＴトランジスタが、サブスレッショルド値領域で動作する、請求項１に記載の電池電源受信機。９．受信機内の総電流は、１００マイクロアンペア以下である、請求項１に記載の電池電源受信機。１０．受信機が送信機からの信号を待っている時の受信機内の総電流は、２０マイクロアンペアよりも少ない、請求項９に記載の電池電源受信機。１１．帯域フィルタリング増幅器に一致し、比較器にゼロ参照ＡＣ信号を与える、付加的な増幅器をさらに含む、請求項１に記載の電池電源受信機。１２．比較的長距離の情報伝送の間、検出器により供給される電流に加えてバイアス電流を供給する事によって入力増幅器での帯域幅を高めるための手段をさらに含む、請求項１に記載の電池電源受信機。１３．比較的長距離の情報伝送の間、検出器により供給される電流に加えてバイアス電流を供給する事によって入力増幅器での帯域幅を高めるための手段をさらに含む、請求項８に記載の電池電源受信機。１４．比較的長距離の情報伝送の間、検出器により供給される電流に加えてバイアス電流を供給する事によって入力増幅器での帯域幅を高めるための手段をさらに含む、請求項９に記載の電池電源受信機。１５．比較的長距離の情報伝送の間、検出器により供給される電流に加えてバイアス電流を供給する事によって入力増幅器での帯域幅を高めるための手段をさらに含む、請求項１０に記載の電池電源受信機。１６．送信機を有する無線赤外線パルス伝送装置における、電池電源受信機であって、送信機からの入力パルスを受け取る光検出器と、検出器からの電流信号を受け取り、電圧信号を出力する入力増幅器と、入力増幅器からのパルスとして入力信号を受け取り、パルス化された信号を出力するフィルタと、フィルタからの出力信号を受け取り、デジタル通信情報を出力する比較器とを含み、前記電池電源受信機は、１００マイクロアンペア以下のゼロ入力総プレデジタル電流で、送信される情報に対し、継続的に待機する、電池電源受信機。１７．入力増幅器、フィルタ、および比較器は、多くのＭＯＳＦＥＴトランジスタを含み、かなりの割合のＭＯＳＦＥＴトランジスタが、サブスレッショルド値領域で動作する、請求項１６に記載の電池電源受信機。１８．ゼロ入力総プレデジタル電流は、約２０マイクロアンペア以下である、請求項１７に記載の電池電源受信機。