JPH11341793A - Ｄｃ−ｄｃコンバータを用いた電源回路 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータを用いた電源回路Info
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- JPH11341793A JPH11341793A JP14738498A JP14738498A JPH11341793A JP H11341793 A JPH11341793 A JP H11341793A JP 14738498 A JP14738498 A JP 14738498A JP 14738498 A JP14738498 A JP 14738498A JP H11341793 A JPH11341793 A JP H11341793A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＡＭ放送及び短波放送に対するビート妨害を
防止する。 【解決手段】 ＡＭ放送の受信時、ローカル周波数の１
／２分周周波数がＮＰＮ型トランジスタ１のスイッチン
グ周波数となる。この時の受信周波数と１／２分周周波
数との差周波数は可聴周波数帯域に含まれる為、ビート
妨害は発生しない。また、短波放送の受信時、ローカル
周波数の１／８分周周波数がＮＰＮ型トランジスタ７の
スイッチング周波数となる。この時の受信周波数と１／
８分周周波数との差周波数は可聴周波数帯域に含まれる
ことはなく、１／８分周周波数の高調波の間に短波放送
の受信周波数が存在する為、ビート妨害は発生しない。
よって、ＤＣ−ＤＣコンバータをＡＭ放送又は短波放送
用の受信回路１のローカル発振器２の電源電圧供給源と
して良好に活用できる。
防止する。 【解決手段】 ＡＭ放送の受信時、ローカル周波数の１
／２分周周波数がＮＰＮ型トランジスタ１のスイッチン
グ周波数となる。この時の受信周波数と１／２分周周波
数との差周波数は可聴周波数帯域に含まれる為、ビート
妨害は発生しない。また、短波放送の受信時、ローカル
周波数の１／８分周周波数がＮＰＮ型トランジスタ７の
スイッチング周波数となる。この時の受信周波数と１／
８分周周波数との差周波数は可聴周波数帯域に含まれる
ことはなく、１／８分周周波数の高調波の間に短波放送
の受信周波数が存在する為、ビート妨害は発生しない。
よって、ＤＣ−ＤＣコンバータをＡＭ放送又は短波放送
用の受信回路１のローカル発振器２の電源電圧供給源と
して良好に活用できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを用いた電源回路に関する。
ータを用いた電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯用電子機器は電源として電池（乾電
池、二次電池等）を使用する。例えば、ヘッドフォンス
テレオの場合、現在の市場では、３ボルト電源仕様（電
池２本使用）及び１．５ボルト電源仕様（電池１本使
用）が混在した状態で販売されている。しかし、最近に
おける省電力化及び長寿命化等の市場要求に伴い、３ボ
ルト電源の対応機種は減少の一途を辿り、１．５ボルト
電源の対応機種が主流になりつつある。こうした背景か
ら、音響機器に関わる各社は３ボルト電源の対応機種に
代わり１．５ボルト電源の対応機種の開発に凌ぎを削っ
ている。しかし、ヘッドフォンステレオの内部回路を
１．５ボルト電源で動作させる為には、内部回路全体を
再設計しなければならない為、多くの開発時間を要する
問題があった。
池、二次電池等）を使用する。例えば、ヘッドフォンス
テレオの場合、現在の市場では、３ボルト電源仕様（電
池２本使用）及び１．５ボルト電源仕様（電池１本使
用）が混在した状態で販売されている。しかし、最近に
おける省電力化及び長寿命化等の市場要求に伴い、３ボ
ルト電源の対応機種は減少の一途を辿り、１．５ボルト
電源の対応機種が主流になりつつある。こうした背景か
ら、音響機器に関わる各社は３ボルト電源の対応機種に
代わり１．５ボルト電源の対応機種の開発に凌ぎを削っ
ている。しかし、ヘッドフォンステレオの内部回路を
１．５ボルト電源で動作させる為には、内部回路全体を
再設計しなければならない為、多くの開発時間を要する
問題があった。
【０００３】開発時間短縮の為の対策として、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの使用が考えられる。つまり、１．５ボル
ト電源をＤＣ−ＤＣコンバータで昇圧すれば３ボルト電
源に対応する既存の内部回路を利用できるからである。
Ｃコンバータの使用が考えられる。つまり、１．５ボル
ト電源をＤＣ−ＤＣコンバータで昇圧すれば３ボルト電
源に対応する既存の内部回路を利用できるからである。
【０００４】図３は本願出願人が使用するＤＣ−ＤＣコ
ンバータ電源回路をヘッドフォンステレオに適用した場
合の回路図であり、一点鎖線の範囲は集積化されている
ものとする。
ンバータ電源回路をヘッドフォンステレオに適用した場
合の回路図であり、一点鎖線の範囲は集積化されている
ものとする。
【０００５】図３において、（１）はＡＭ放送又は短波
放送を受信する受信回路である。受信回路において、
（２）はローカル発振器であり、ＡＭ放送（５２０ＫＨ
ｚ〜１８００ＫＨｚ）又は短波放送（３ＭＨｚ〜９ＭＨ
ｚ）の受信周波数に対し４５０ＫＨｚ高いローカル周波
数を発生するものである。ローカル発振器（２）の電源
入力はバラクタダイオード（６）を介して接地される。
（３）は混合器であり、ＡＭ放送又は短波放送の受信周
波数及びローカル周波数の混合結果として受信周波数及
びローカル周波数の差の周波数４５０ＫＨｚを出力する
ものである。（４）はＩＦフィルタであり、４５０ＫＨ
ｚを中心とした受信周波数帯域を通過させるものであ
る。（５）は検波回路であり、ＩＦフィルタ（４）の出
力を検波して音声信号を出力するものである。尚、ＡＭ
放送、短波放送の可聴周波数帯域は何れも２０Ｈｚ〜２
０ＫＨｚ程度である。
放送を受信する受信回路である。受信回路において、
（２）はローカル発振器であり、ＡＭ放送（５２０ＫＨ
ｚ〜１８００ＫＨｚ）又は短波放送（３ＭＨｚ〜９ＭＨ
ｚ）の受信周波数に対し４５０ＫＨｚ高いローカル周波
数を発生するものである。ローカル発振器（２）の電源
入力はバラクタダイオード（６）を介して接地される。
（３）は混合器であり、ＡＭ放送又は短波放送の受信周
波数及びローカル周波数の混合結果として受信周波数及
びローカル周波数の差の周波数４５０ＫＨｚを出力する
ものである。（４）はＩＦフィルタであり、４５０ＫＨ
ｚを中心とした受信周波数帯域を通過させるものであ
る。（５）は検波回路であり、ＩＦフィルタ（４）の出
力を検波して音声信号を出力するものである。尚、ＡＭ
放送、短波放送の可聴周波数帯域は何れも２０Ｈｚ〜２
０ＫＨｚ程度である。
【０００６】ＮＰＮ型トランジスタ（７）は、ベースに
所定周波数のクロック信号が供給されてオンオフする。
即ち、ＮＰＮ型トランジスタ（７）がオンすると、第１
コイル（８）にエネルギーが蓄えられ、その後、ＮＰＮ
型トランジスタ（７）がオフすると、第１コイル（８）
に逆起電圧が発生し当該逆起電圧がダイオード（９）を
介して第１コンデンサ（１０）に充電される。尚、第１
コイル（８）の巻線巻数が多い程又は第１コンデンサ
（１０）の容量が大きい程、高い昇圧効果が得られる。
この時の第１コンデンサ（１０）の端子電圧が一点鎖線
の集積回路の電源電圧となる。第１及び第２コイル
（８）（１１）は１次及び２次コイルの関係を有し、第
１及び第２コイル（８）（１１）の巻線は互いに逆方向
に逆起電力が発生する様に巻かれている。即ち、ＮＰＮ
型トランジスタ（７）のオフに伴い第１コイル（８）に
図面右方向の逆起電力が発生すると、第２コイル（１
１）が誘起され第２コイル（１１）に図面左方向の逆起
電力が発生する。更に、第２コイル（１１）の巻線巻数
は第１コイル（８）の巻線巻数より多く、第２コイル
（１１）には第１コイル（８）より大きい逆起電力が発
生する。結果として、ＮＰＮ型トランジスタ（７）のオ
フに同期して第１及び第２コイル（８）（１１）には各
々図面右方向及び図面左方向の逆起電力が発生する。第
２コイル（１１）の逆起電力はダイオード（１２）を介
して第２コンデンサ（１３）に充電される。ツエナーダ
イオード（１４）及び抵抗（１５）の直列体は第２コン
デンサ（１３）と並列接続され、抵抗（１５）の非接地
側はコンパレータ（１６）の−端子と接続される。即
ち、抵抗（１５）の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆと一致
する様に負帰還がかかる為、第２コンデンサ（１３）の
端子電圧はツエナーダイオード（１４）及び抵抗（１
５）の端子電圧を加算した値Ｖ２（例えば１２ボルト）
までしか充電されない。尚、第２コイル（１１）の巻線
巻数は、ＮＰＮ型トランジスタ（７）のオンオフ制御に
伴い第２コンデンサ（１３）の端子電圧がＶ２未満とな
らない数に設定される。また、第２コンデンサ（１３）
の端子電圧Ｖ２が一定値となる為、第１コンデンサ（１
０）の端子電圧Ｖ１も一定値となる。第２コンデンサ
（１３）の端子電圧Ｖ２は受信回路（１）のローカル周
波数を発生する為の電源電圧となる。
所定周波数のクロック信号が供給されてオンオフする。
即ち、ＮＰＮ型トランジスタ（７）がオンすると、第１
コイル（８）にエネルギーが蓄えられ、その後、ＮＰＮ
型トランジスタ（７）がオフすると、第１コイル（８）
に逆起電圧が発生し当該逆起電圧がダイオード（９）を
介して第１コンデンサ（１０）に充電される。尚、第１
コイル（８）の巻線巻数が多い程又は第１コンデンサ
（１０）の容量が大きい程、高い昇圧効果が得られる。
この時の第１コンデンサ（１０）の端子電圧が一点鎖線
の集積回路の電源電圧となる。第１及び第２コイル
（８）（１１）は１次及び２次コイルの関係を有し、第
１及び第２コイル（８）（１１）の巻線は互いに逆方向
に逆起電力が発生する様に巻かれている。即ち、ＮＰＮ
型トランジスタ（７）のオフに伴い第１コイル（８）に
図面右方向の逆起電力が発生すると、第２コイル（１
１）が誘起され第２コイル（１１）に図面左方向の逆起
電力が発生する。更に、第２コイル（１１）の巻線巻数
は第１コイル（８）の巻線巻数より多く、第２コイル
（１１）には第１コイル（８）より大きい逆起電力が発
生する。結果として、ＮＰＮ型トランジスタ（７）のオ
フに同期して第１及び第２コイル（８）（１１）には各
々図面右方向及び図面左方向の逆起電力が発生する。第
２コイル（１１）の逆起電力はダイオード（１２）を介
して第２コンデンサ（１３）に充電される。ツエナーダ
イオード（１４）及び抵抗（１５）の直列体は第２コン
デンサ（１３）と並列接続され、抵抗（１５）の非接地
側はコンパレータ（１６）の−端子と接続される。即
ち、抵抗（１５）の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆと一致
する様に負帰還がかかる為、第２コンデンサ（１３）の
端子電圧はツエナーダイオード（１４）及び抵抗（１
５）の端子電圧を加算した値Ｖ２（例えば１２ボルト）
までしか充電されない。尚、第２コイル（１１）の巻線
巻数は、ＮＰＮ型トランジスタ（７）のオンオフ制御に
伴い第２コンデンサ（１３）の端子電圧がＶ２未満とな
らない数に設定される。また、第２コンデンサ（１３）
の端子電圧Ｖ２が一定値となる為、第１コンデンサ（１
０）の端子電圧Ｖ１も一定値となる。第２コンデンサ
（１３）の端子電圧Ｖ２は受信回路（１）のローカル周
波数を発生する為の電源電圧となる。
【０００７】（１７）はＲＣ発振器であり、シュミット
インバータ、抵抗及びコンデンサ（図示せず）から成
り、抵抗の抵抗値及びコンデンサの容量で定まる発振周
波数（４００ＫＨｚ〜６００ＫＨｚ程度）で発振クロッ
クＣＫを発生するものである。尚、発振クロックＣＫは
前記クロック信号の基となるものである。ＡＮＤゲート
（１８）の一方の入力端子はＲＣ発振器（１７）の出力
と接続され、他方の入力端子はコンパレータ（１６）の
出力と接続され、出力端子は抵抗（１９）を介してＮＰ
Ｎ型トランジスタ（７）のベースと接続される。即ち、
コンパレータ（１６）はＮＰＮ型トランジスタ（７）を
負帰還制御するものであり、詳しくは、抵抗（１５）の
端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い時は「Ｈ」出力に
伴いＡＮＤゲート（１８）を開状態とし、ＮＰＮ型トラ
ンジスタ（７）が発振クロックＣＫに従ってスイッチン
グ動作を繰り返す様にし、一方、抵抗（１５）の端子電
圧が基準電圧Ｖｒｅｆより高い時は「Ｌ」出力に伴いＡ
ＮＤゲート（１８）を閉状態とし、ＮＰＮ型トランジス
タ（７）のスイッチング動作を停止させる。これより、
第１及び第２コンデンサ（１０）（１３）の端子電圧は
負荷の変動とは無関係に常時一定値に保持される。
インバータ、抵抗及びコンデンサ（図示せず）から成
り、抵抗の抵抗値及びコンデンサの容量で定まる発振周
波数（４００ＫＨｚ〜６００ＫＨｚ程度）で発振クロッ
クＣＫを発生するものである。尚、発振クロックＣＫは
前記クロック信号の基となるものである。ＡＮＤゲート
（１８）の一方の入力端子はＲＣ発振器（１７）の出力
と接続され、他方の入力端子はコンパレータ（１６）の
出力と接続され、出力端子は抵抗（１９）を介してＮＰ
Ｎ型トランジスタ（７）のベースと接続される。即ち、
コンパレータ（１６）はＮＰＮ型トランジスタ（７）を
負帰還制御するものであり、詳しくは、抵抗（１５）の
端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い時は「Ｈ」出力に
伴いＡＮＤゲート（１８）を開状態とし、ＮＰＮ型トラ
ンジスタ（７）が発振クロックＣＫに従ってスイッチン
グ動作を繰り返す様にし、一方、抵抗（１５）の端子電
圧が基準電圧Ｖｒｅｆより高い時は「Ｌ」出力に伴いＡ
ＮＤゲート（１８）を閉状態とし、ＮＰＮ型トランジス
タ（７）のスイッチング動作を停止させる。これより、
第１及び第２コンデンサ（１０）（１３）の端子電圧は
負荷の変動とは無関係に常時一定値に保持される。
【０００８】カップリングコンデンサ（２０）はローカ
ル発振器（２）から発生するローカル周波数信号の直流
成分を除去する。インバータ（２１）及び抵抗（２２）
の並列体から成る増幅器は直流成分除去後のローカル周
波数信号を増幅するものである。プログラム分周器（２
３）は増幅後のローカル周波数信号が基準周波数（例え
ば１０ＫＨｚ）となる様に分周数が設定されるものであ
る。１点鎖線の集積回路は内部ブロックの動作を制御す
る制御回路（２４）を内蔵し、制御回路（２４）は受信
回路（１）の選局情報が供給され、プログラム分周器
（２３）に対し選局周波数に１体１に対応する分周数を
設定する。位相比較器（２５）はプログラム分周器（２
３）の分周周波数と基準周波数とを比較する。ローパス
フィルタ（２６）は位相比較器（２５）の比較出力を平
滑し、第２コンデンサ（１３）の端子電圧Ｖ２と共にロ
ーカル発振器（２）に供給するものである。ローカル発
振器（２）は電圧を周波数に変換するものであり、第２
コンデンサ（１３）の端子電圧Ｖ２を基準にローパスフ
ィルタ（２６）から供給される電圧変化に応じてローカ
ル周波数を調整し、受信周波数より４５０ＫＨｚ高い周
波数で固定される様に動作する。
ル発振器（２）から発生するローカル周波数信号の直流
成分を除去する。インバータ（２１）及び抵抗（２２）
の並列体から成る増幅器は直流成分除去後のローカル周
波数信号を増幅するものである。プログラム分周器（２
３）は増幅後のローカル周波数信号が基準周波数（例え
ば１０ＫＨｚ）となる様に分周数が設定されるものであ
る。１点鎖線の集積回路は内部ブロックの動作を制御す
る制御回路（２４）を内蔵し、制御回路（２４）は受信
回路（１）の選局情報が供給され、プログラム分周器
（２３）に対し選局周波数に１体１に対応する分周数を
設定する。位相比較器（２５）はプログラム分周器（２
３）の分周周波数と基準周波数とを比較する。ローパス
フィルタ（２６）は位相比較器（２５）の比較出力を平
滑し、第２コンデンサ（１３）の端子電圧Ｖ２と共にロ
ーカル発振器（２）に供給するものである。ローカル発
振器（２）は電圧を周波数に変換するものであり、第２
コンデンサ（１３）の端子電圧Ｖ２を基準にローパスフ
ィルタ（２６）から供給される電圧変化に応じてローカ
ル周波数を調整し、受信周波数より４５０ＫＨｚ高い周
波数で固定される様に動作する。
【０００９】図３回路は１．５ボルト仕様の１本の電池
（２７）を装着することにより動作する。
（２７）を装着することにより動作する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】さて、ＡＭ放送の受信
周波数帯域は５２０ＫＨｚ〜１８００ＫＨｚであり、一
方、ＲＣ発振器（１７）の発振周波数は１点鎖線の集積
回路内に集積する関係で４００ＫＨｚ〜６００ＫＨｚの
範囲で固定される。ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するＮ
ＰＮ型トランジスタ（７）はＲＣ発振器（１７）の発振
周波数に同期してスイッチング動作するが、ＡＭ放送の
受信周波数とＮＰＮ型トランジスタ（７）のスイッチン
グ周波数との差が可聴周波数帯域（２０Ｈｚ〜２０ＫＨ
ｚ）に存在すると、ＲＣ発振器（１７）の発振周波数の
３倍程度までの高調波がＡＭ受信周波数にビート妨害を
起こし、ＡＭ放送の受信に支障を来す問題があった。
周波数帯域は５２０ＫＨｚ〜１８００ＫＨｚであり、一
方、ＲＣ発振器（１７）の発振周波数は１点鎖線の集積
回路内に集積する関係で４００ＫＨｚ〜６００ＫＨｚの
範囲で固定される。ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するＮ
ＰＮ型トランジスタ（７）はＲＣ発振器（１７）の発振
周波数に同期してスイッチング動作するが、ＡＭ放送の
受信周波数とＮＰＮ型トランジスタ（７）のスイッチン
グ周波数との差が可聴周波数帯域（２０Ｈｚ〜２０ＫＨ
ｚ）に存在すると、ＲＣ発振器（１７）の発振周波数の
３倍程度までの高調波がＡＭ受信周波数にビート妨害を
起こし、ＡＭ放送の受信に支障を来す問題があった。
【００１１】また、短波放送の受信周波数帯域は３ＭＨ
ｚ〜９ＭＨｚである為、短波放送の受信周波数とＮＰＮ
型トランジスタ（７）のスイッチング周波数との差は可
聴周波数帯域に存在することはないが、ＲＣ発振器（１
７）の固定発振周波数の整数倍（１〜３倍程度まで）の
高調波は常時発生する。更に、当該高調波は短波放送の
受信周波数帯域に飛び込む。よって、短波放送の受信周
波数が高調波と一致すると、ビート妨害を起こし、短波
放送の受信に支障を来す問題があった。
ｚ〜９ＭＨｚである為、短波放送の受信周波数とＮＰＮ
型トランジスタ（７）のスイッチング周波数との差は可
聴周波数帯域に存在することはないが、ＲＣ発振器（１
７）の固定発振周波数の整数倍（１〜３倍程度まで）の
高調波は常時発生する。更に、当該高調波は短波放送の
受信周波数帯域に飛び込む。よって、短波放送の受信周
波数が高調波と一致すると、ビート妨害を起こし、短波
放送の受信に支障を来す問題があった。
【００１２】そこで、本発明は、ＡＭ放送及び短波放送
の受信に関しビート妨害を起こさないＤＣ−ＤＣコンバ
ータを用いた電源回路を提供することを目的とする。
の受信に関しビート妨害を起こさないＤＣ−ＤＣコンバ
ータを用いた電源回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決する為に成されたものであり、所定周波数のクロッ
ク信号に応じてオンオフするスイッチングトランジスタ
と、前記スイッチングトランジスタのオンオフに起因し
てコイルに生じる逆起電圧を充電するコンデンサとを有
し、前記コンデンサの充電電圧をＡＭ放送又は短波放送
のローカル周波数を発生する為の電源電圧として使用す
るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記ローカル周波数
を第１分周する第１分周器と、前記ローカル周波数を第
２分周する第２分周器と、前記第１分周器又は前記第２
分周器の何れか一方の分周出力を選択して前記クロック
信号として前記スイッチングトランジスタに供給する切
換回路と、ＡＭ放送又は短波放送が受信された時、各々
前記第１分周器又は前記第２分周器の分周出力が選択さ
れる様に、前記切換回路を切換制御する制御回路と、を
備えたことを特徴とする。特に、前記第１分周器の分周
周波数は前記ローカル周波数の１／２であり、前記第２
分周器の分周周波数は前記第１分周器の分周周波数より
低いことを特徴とする。
解決する為に成されたものであり、所定周波数のクロッ
ク信号に応じてオンオフするスイッチングトランジスタ
と、前記スイッチングトランジスタのオンオフに起因し
てコイルに生じる逆起電圧を充電するコンデンサとを有
し、前記コンデンサの充電電圧をＡＭ放送又は短波放送
のローカル周波数を発生する為の電源電圧として使用す
るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記ローカル周波数
を第１分周する第１分周器と、前記ローカル周波数を第
２分周する第２分周器と、前記第１分周器又は前記第２
分周器の何れか一方の分周出力を選択して前記クロック
信号として前記スイッチングトランジスタに供給する切
換回路と、ＡＭ放送又は短波放送が受信された時、各々
前記第１分周器又は前記第２分周器の分周出力が選択さ
れる様に、前記切換回路を切換制御する制御回路と、を
備えたことを特徴とする。特に、前記第１分周器の分周
周波数は前記ローカル周波数の１／２であり、前記第２
分周器の分周周波数は前記第１分周器の分周周波数より
低いことを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明の詳細を図面に従って具体
的に説明する。
的に説明する。
【００１５】図１は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用
いた電源回路を示す第１の実施回路図である。尚、図１
において図３と同一素子に関しては同一番号を記すと共
にその説明を省略する。また、一点鎖線枠は集積回路と
する。図１において、（２８）（２９）（３０）は直列
接続された分周器である。分周器（２８）は、ローカル
発振器（２）から発生するローカル周波数の交流増幅信
号を１／２分周するものである。従って、分周器（２
８）（２９）（３０）はローカル周波数の１／２，１／
４，１／８の分周信号を出力する。（３１）は切換回路
であり、制御回路（２４）から出力される切換制御信号
Ａに応じて、分周器（２８）（３０）の何れか一方の出
力側に接続される。詳しくは、受信回路（１）がＡＭ放
送用であってＡＭ放送受信帯域の所定周波数を受信して
いる時、切換回路（３１）は分周器（２８）の出力と接
続されローカル周波数の１／２分周信号を出力する。ま
た、受信回路（１）が短波放送用であって短波放送受信
帯域の所定周波数を受信している時、切換回路（３１）
は分周器（３０）の出力と接続されローカル周波数の１
／８分周信号を出力する。（３２）は切換回路であり、
制御回路（２４）から出力される切換制御信号Ｂに応じ
て、ＲＣ発振器（１７）又は切換回路（３１）の何れか
一方の出力側に接続される。詳しくは、ＡＭ放送又は短
波放送を受信している時、切換回路（３２）の出力は切
換回路（３１）の出力と接続される。即ち、ＡＭ放送の
受信時、ＡＮＤゲート（１８）は、コンパレータ（１
６）の比較出力信号と分周器（２８）の１／２分周信号
との論理積演算を行う。従って、ＡＮＤゲート（１８）
は抵抗（１５）の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い
時に開状態となり、この時、ＮＰＮ型トランジスタ
（７）は分周器（２８）の１／２分周信号に同期してス
イッチング動作を行う。一方、短波放送の受信時、ＡＮ
Ｄゲート（１８）は、コンパレータ（１６）の比較出力
信号と分周器（３０）の１／８分周信号との論理積演算
を行う。従って、ＡＮＤゲート（１８）は抵抗（１５）
の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い時に開状態とな
り、この時、ＮＰＮ型トランジスタ（７）は分周器（３
０）の１／８分周信号に同期してスイッチング動作を行
う。制御回路（２４）は、ＡＭ放送の受信情報、短波放
送の受信情報、受信周波数情報等が供給され、当該情報
の処理結果に従い、設定信号、切換制御信号Ａ，Ｂを出
力する。
いた電源回路を示す第１の実施回路図である。尚、図１
において図３と同一素子に関しては同一番号を記すと共
にその説明を省略する。また、一点鎖線枠は集積回路と
する。図１において、（２８）（２９）（３０）は直列
接続された分周器である。分周器（２８）は、ローカル
発振器（２）から発生するローカル周波数の交流増幅信
号を１／２分周するものである。従って、分周器（２
８）（２９）（３０）はローカル周波数の１／２，１／
４，１／８の分周信号を出力する。（３１）は切換回路
であり、制御回路（２４）から出力される切換制御信号
Ａに応じて、分周器（２８）（３０）の何れか一方の出
力側に接続される。詳しくは、受信回路（１）がＡＭ放
送用であってＡＭ放送受信帯域の所定周波数を受信して
いる時、切換回路（３１）は分周器（２８）の出力と接
続されローカル周波数の１／２分周信号を出力する。ま
た、受信回路（１）が短波放送用であって短波放送受信
帯域の所定周波数を受信している時、切換回路（３１）
は分周器（３０）の出力と接続されローカル周波数の１
／８分周信号を出力する。（３２）は切換回路であり、
制御回路（２４）から出力される切換制御信号Ｂに応じ
て、ＲＣ発振器（１７）又は切換回路（３１）の何れか
一方の出力側に接続される。詳しくは、ＡＭ放送又は短
波放送を受信している時、切換回路（３２）の出力は切
換回路（３１）の出力と接続される。即ち、ＡＭ放送の
受信時、ＡＮＤゲート（１８）は、コンパレータ（１
６）の比較出力信号と分周器（２８）の１／２分周信号
との論理積演算を行う。従って、ＡＮＤゲート（１８）
は抵抗（１５）の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い
時に開状態となり、この時、ＮＰＮ型トランジスタ
（７）は分周器（２８）の１／２分周信号に同期してス
イッチング動作を行う。一方、短波放送の受信時、ＡＮ
Ｄゲート（１８）は、コンパレータ（１６）の比較出力
信号と分周器（３０）の１／８分周信号との論理積演算
を行う。従って、ＡＮＤゲート（１８）は抵抗（１５）
の端子電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低い時に開状態とな
り、この時、ＮＰＮ型トランジスタ（７）は分周器（３
０）の１／８分周信号に同期してスイッチング動作を行
う。制御回路（２４）は、ＡＭ放送の受信情報、短波放
送の受信情報、受信周波数情報等が供給され、当該情報
の処理結果に従い、設定信号、切換制御信号Ａ，Ｂを出
力する。
【００１６】［ＡＭ放送を受信した場合の具体例］例え
ば５２０ＫＨｚのＡＭ放送を受信した場合、ローカル発
振器（２）から発生するローカル周波数は９７０ＫＨｚ
となる為、分周器（２８）の１／２分周周波数は４８５
ＫＨｚとなり、ＮＰＮ型トランジスタ（７）は４８５Ｋ
Ｈｚに同期してスイッチング動作を行う。従って、ＡＭ
放送の受信周波数５２０ＫＨｚと分周器（２８）の分周
周波数４８５ＫＨｚとの差は３５ＫＨｚとなり、当該差
周波数は可聴周波数帯域（２０Ｈｚ〜２０ＫＨｚ）に含
まれず最大周波数の２倍弱離れている為、ビート妨害は
発生しない。尚、ローカル周波数の１／２分周周波数で
ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するＮＰＮ型トランジスタ
（７）をスイッチング動作させる場合、ＡＭ放送の受信
周波数が５２０ＫＨｚの時の差周波数が可聴周波数帯域
に一番近づくが、可聴周波数帯域に含まれることはな
い。従って、ＡＭ放送の如何なる周波数を受信しても、
ＡＭ放送の受信周波数に対するビート妨害を防止でき、
ＡＭ放送を良好に受信できる。更に、分周器（２８）が
選択された時のＮＰＮ型トランジスタ（７）のスイッチ
ング速度はＲＣ発振器（１７）が選択された時のＮＰＮ
型トランジスタ（７）のスイッチング速度に比べて極端
に低下することなどあり得ない為、図面右側の集積回路
の内部電源電圧Ｖ１に対し支障を来すことはない。
ば５２０ＫＨｚのＡＭ放送を受信した場合、ローカル発
振器（２）から発生するローカル周波数は９７０ＫＨｚ
となる為、分周器（２８）の１／２分周周波数は４８５
ＫＨｚとなり、ＮＰＮ型トランジスタ（７）は４８５Ｋ
Ｈｚに同期してスイッチング動作を行う。従って、ＡＭ
放送の受信周波数５２０ＫＨｚと分周器（２８）の分周
周波数４８５ＫＨｚとの差は３５ＫＨｚとなり、当該差
周波数は可聴周波数帯域（２０Ｈｚ〜２０ＫＨｚ）に含
まれず最大周波数の２倍弱離れている為、ビート妨害は
発生しない。尚、ローカル周波数の１／２分周周波数で
ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するＮＰＮ型トランジスタ
（７）をスイッチング動作させる場合、ＡＭ放送の受信
周波数が５２０ＫＨｚの時の差周波数が可聴周波数帯域
に一番近づくが、可聴周波数帯域に含まれることはな
い。従って、ＡＭ放送の如何なる周波数を受信しても、
ＡＭ放送の受信周波数に対するビート妨害を防止でき、
ＡＭ放送を良好に受信できる。更に、分周器（２８）が
選択された時のＮＰＮ型トランジスタ（７）のスイッチ
ング速度はＲＣ発振器（１７）が選択された時のＮＰＮ
型トランジスタ（７）のスイッチング速度に比べて極端
に低下することなどあり得ない為、図面右側の集積回路
の内部電源電圧Ｖ１に対し支障を来すことはない。
【００１７】［短波放送を受信した場合の具体例］例え
ば３ＭＨｚの短波放送を受信した場合、ローカル発振器
（２）から発生するローカル周波数は３４５０ＫＨｚと
なる為、分周器（３０）の１／８分周周波数は４３１Ｋ
Ｈｚとなり、ＮＰＮ型トランジスタ（７）は４３１ＫＨ
ｚに同期してスイッチング動作を行う。短波放送の受信
周波数と分周器（３０）の１／８分周周波数との差周波
数は３０１９ＫＨｚであり、当該差周波数は可聴周波数
帯域に含まれることはない。また、１／８分周周波数の
高調波が発生するが、短波放送の現状における如何なる
受信周波数も高調波の間に存在する為、ビート妨害は発
生せず短波放送を良好に受信できる。更に、分周器（３
０）が選択された時のＮＰＮ型トランジスタ（７）のス
イッチング速度はＲＣ発振器（１７）が選択された時の
ＮＰＮ型トランジスタ（７）のスイッチング速度と同等
である為、図面右側の集積回路の内部電源電圧Ｖ１に対
し支障を来すことはない。
ば３ＭＨｚの短波放送を受信した場合、ローカル発振器
（２）から発生するローカル周波数は３４５０ＫＨｚと
なる為、分周器（３０）の１／８分周周波数は４３１Ｋ
Ｈｚとなり、ＮＰＮ型トランジスタ（７）は４３１ＫＨ
ｚに同期してスイッチング動作を行う。短波放送の受信
周波数と分周器（３０）の１／８分周周波数との差周波
数は３０１９ＫＨｚであり、当該差周波数は可聴周波数
帯域に含まれることはない。また、１／８分周周波数の
高調波が発生するが、短波放送の現状における如何なる
受信周波数も高調波の間に存在する為、ビート妨害は発
生せず短波放送を良好に受信できる。更に、分周器（３
０）が選択された時のＮＰＮ型トランジスタ（７）のス
イッチング速度はＲＣ発振器（１７）が選択された時の
ＮＰＮ型トランジスタ（７）のスイッチング速度と同等
である為、図面右側の集積回路の内部電源電圧Ｖ１に対
し支障を来すことはない。
【００１８】図２はローカル発振器（２）の電源電圧Ｖ
２の発生回路を変更した第２実施回路図である。図２に
おいて、第１コンデンサ（１０）の非接地側の一端はコ
ンパレータ（１６）の−端子と接続され電源電圧Ｖ１の
為の負帰還ループを形成する。また、第２コンデンサ
（１３）に対し抵抗（３３）及びツエナーダイオード
（３４）の直列体が並列接続され、ツエナーダイオード
（３４）の端子電圧が電源電圧Ｖ２としてローパスフィ
ルタ（２６）の出力と共にローカル発振器（２）に供給
される。
２の発生回路を変更した第２実施回路図である。図２に
おいて、第１コンデンサ（１０）の非接地側の一端はコ
ンパレータ（１６）の−端子と接続され電源電圧Ｖ１の
為の負帰還ループを形成する。また、第２コンデンサ
（１３）に対し抵抗（３３）及びツエナーダイオード
（３４）の直列体が並列接続され、ツエナーダイオード
（３４）の端子電圧が電源電圧Ｖ２としてローパスフィ
ルタ（２６）の出力と共にローカル発振器（２）に供給
される。
【００１９】以上より、ＤＣ−ＤＣコンバータをＡＭ放
送又は短波放送を受信する受信回路（１）のローカル発
振器（２）の電源電圧に使用する場合、ＡＭ放送を受信
する場合はローカル周波数の１／２分周周波数をＤＣ−
ＤＣコンバータのスイッチング周波数とし、短波放送を
受信する場合はローカル周波数の１／８分周周波数をＤ
Ｃ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数とすることに
より、ＡＭ放送及び短波放送の受信周波数に対するビー
ト妨害を常に防止でき、ＡＭ放送及び短波放送を良好に
受信できる。
送又は短波放送を受信する受信回路（１）のローカル発
振器（２）の電源電圧に使用する場合、ＡＭ放送を受信
する場合はローカル周波数の１／２分周周波数をＤＣ−
ＤＣコンバータのスイッチング周波数とし、短波放送を
受信する場合はローカル周波数の１／８分周周波数をＤ
Ｃ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数とすることに
より、ＡＭ放送及び短波放送の受信周波数に対するビー
ト妨害を常に防止でき、ＡＭ放送及び短波放送を良好に
受信できる。
【００２０】
【発明の効果】本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ
をＡＭ放送又は短波放送用の受信回路を構成するローカ
ル発振器の電源電圧に使用する場合、ＡＭ放送受信時は
ローカル周波数の第１分周周波数をＤＣ−ＤＣコンバー
タのスイッチング周波数とし、短波放送受信時はローカ
ル周波数の第２分周周波数（第１分周周波数より低い）
をＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数とするこ
とにより、ＡＭ放送及び短波放送の受信周波数に対する
ビート妨害を常に防止でき、ＡＭ放送及び短波放送を良
好に受信できる効果を奏する。
をＡＭ放送又は短波放送用の受信回路を構成するローカ
ル発振器の電源電圧に使用する場合、ＡＭ放送受信時は
ローカル周波数の第１分周周波数をＤＣ−ＤＣコンバー
タのスイッチング周波数とし、短波放送受信時はローカ
ル周波数の第２分周周波数（第１分周周波数より低い）
をＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数とするこ
とにより、ＡＭ放送及び短波放送の受信周波数に対する
ビート妨害を常に防止でき、ＡＭ放送及び短波放送を良
好に受信できる効果を奏する。
【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの電源回路を示
す第１実施回路図である。
す第１実施回路図である。
【図２】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの電源回路を示
す第２実施回路図である。
す第２実施回路図である。
【図３】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの電源回路を示す
回路図である。
回路図である。
（１） 受信回路 （２） ローカル発振器 （７） ＮＰＮ型トランジスタ （１１） 第２コイル （１３） 第２コンデンサ （１７） ＲＣ発振器 （２４） 制御回路 （２８）（２９）（３０） 分周器 （３１）（３２） 切換回路
Claims (2)
- 【請求項１】 所定周波数のクロック信号に応じてオン
オフするスイッチングトランジスタと、前記スイッチン
グトランジスタのオンオフに起因してコイルに生じる逆
起電圧を充電するコンデンサとを有し、前記コンデンサ
の充電電圧をＡＭ放送又は短波放送のローカル周波数を
発生する為の電源電圧として使用するＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、 前記ローカル周波数を第１分周する第１分周器と、 前記ローカル周波数を第２分周する第２分周器と、 前記第１分周器又は前記第２分周器の何れか一方の分周
出力を選択して前記クロック信号として前記スイッチン
グトランジスタに供給する切換回路と、 ＡＭ放送又は短波放送が受信された時、各々前記第１分
周器又は前記第２分周器の分周出力が選択される様に、
前記切換回路を切換制御する制御回路と、 を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータを用い
た電源回路。 - 【請求項２】 前記第１分周器の分周周波数は前記ロー
カル周波数の１／２であり、前記第２分周器の分周周波
数は前記第１分周器の分周周波数より低いことを特徴と
する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた電源
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14738498A JP3276920B2 (ja) | 1998-05-28 | 1998-05-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータを用いた電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14738498A JP3276920B2 (ja) | 1998-05-28 | 1998-05-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータを用いた電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11341793A true JPH11341793A (ja) | 1999-12-10 |
| JP3276920B2 JP3276920B2 (ja) | 2002-04-22 |
Family
ID=15429045
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14738498A Expired - Fee Related JP3276920B2 (ja) | 1998-05-28 | 1998-05-28 | Ｄｃ−ｄｃコンバータを用いた電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3276920B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007060579A (ja) * | 2005-08-26 | 2007-03-08 | Kyocera Corp | 無線通信装置及び電力変換器の動作周波数制御方法 |
| WO2009098950A1 (en) * | 2008-02-06 | 2009-08-13 | Ricoh Company, Ltd. | Oscillation frequency control circuit, and dc-dc converter and semiconductor device having the same |
-
1998
- 1998-05-28 JP JP14738498A patent/JP3276920B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007060579A (ja) * | 2005-08-26 | 2007-03-08 | Kyocera Corp | 無線通信装置及び電力変換器の動作周波数制御方法 |
| JP4503512B2 (ja) * | 2005-08-26 | 2010-07-14 | 京セラ株式会社 | 無線通信装置及び電力変換器の動作周波数制御方法 |
| US7957488B2 (en) | 2005-08-26 | 2011-06-07 | Kyocera Corporation | Wireless communication apparatus and operating frequency control method of power conversion apparatus |
| WO2009098950A1 (en) * | 2008-02-06 | 2009-08-13 | Ricoh Company, Ltd. | Oscillation frequency control circuit, and dc-dc converter and semiconductor device having the same |
| JP2009188729A (ja) * | 2008-02-06 | 2009-08-20 | Ricoh Co Ltd | 発振周波数制御回路、その発振周波数制御回路を有するｄｃ−ｄｃコンバータ及び半導体装置 |
| KR101121840B1 (ko) | 2008-02-06 | 2012-03-22 | 가부시키가이샤 리코 | 발진 주파수 제어 회로, ｄｃ-ｄｃ 컨버터 및 이를 구비한 반도체 장치 |
| US8242848B2 (en) | 2008-02-06 | 2012-08-14 | Ricoh Company, Ltd. | Oscillation frequency control circuit, and DC-DC converter and semiconductor device having the same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3276920B2 (ja) | 2002-04-22 |
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