JP2000513159A

JP2000513159A - 低電力オーディオ装置

Info

Publication number: JP2000513159A
Application number: JP10502507A
Authority: JP
Inventors: グラント、ダンカン
Original assignee: ユニヴァーシティ・オブ・ブリストル
Priority date: 1996-06-21
Filing date: 1997-06-18
Publication date: 2000-10-03
Also published as: EP1130770B1; DE69709736T2; EP1130770A3; EP0906660A1; EP0906660B1; GB9613049D0; GB2314474A; DE69709736D1; WO1997050172A1; GB2314474B; US6762645B1; DE69735169D1; ES2167001T3; AU3181297A; DE69735169T2; EP1130770A2

Abstract

(57)【要約】低電力オーディオ装置を提供する。本装置は、ラジオ受信機（Ｒｘ）および出力素子（６）を駆動するＤ級増幅器のような信号処理回路を備えている。信号処理回路および増幅器への電源電圧は、それぞれのレベルに設定されている。信号処理回路における電圧の揺れは、増幅器における電圧の揺れよりかなり小さく、そのため、信号処理回路への電源電圧は、増幅器のそれより小さくすることができる。これにより、電力消費を低減させることができる。

Description

【発明の詳細な説明】低電力オーディオ装置背景技術および発明の開示本発明は、低電力ラジオのような低電力オーディオ装置に関する。このような低電力装置により、電池の消耗を大幅に減少させることができ、電池の役割を二次蓄電装置としての役割にまで下げることができるかあるいは、太陽エネルギー源または機械エネルギー源を選ぶことにより電池を余分なものとすることができる。ラジオは、未だに、世界中の多くの地域で非常によく利用されている通信媒体である。従来のラジオは、比較的電力を消耗する装置である。これは豊かな社会においては問題ではないが、辺ぴな場所にある社会では、電池のコストが、その地元の住民にとってラジオをひどく高いものとしており、そのためラジオが十分に利用されていない。このため、対象となる聴取者の多くが聴かない可能性が高いため、公衆衛生および安全に関するメッセージを放送する可能性が減少している。本発明によれば、オーディオ出力を有する電気装置であって、信号処理回路、Ｄ級増幅器およびオーディオ出力素子を備えた装置を提供する。この場合、増幅器と信号処理装置とは、それぞれの電源電圧で動作する。このため、それらの機能に対応した最小限の電源電圧で動作するように、電気装置の個々の部品の電源電圧を調整することができる。好ましくは、Ｄ級増幅器は、信号処理装置の電源を生成するように構成する。Ｄ級増幅器は、シングル・エンド出力段を有するように構成することができる。このような構成により、出力素子の前後の電圧の揺れをＤ級増幅器の電源電圧と大体等しくすることができる。好ましくは、Ｄ級増幅器を、「Ｈ」ブリッジ出力段を有するように構成する。これにより、オーディオ出力素子の前後のピーク間電圧の揺れを増大させることができる。ピーク間電圧は、Ｄ級増幅器の電源電圧の２倍にほぼ等しい。好ましくは、オーディオ出力はスピーカである。スピーカは、可動コイル型スピーカとすることができる。しかしながら、効率を向上させるために、特に、音量が大きい場合、圧電性のトランスジューサを用いることができる。好ましくは、Ｄ級増幅器を、電磁的干渉を減少させるためにフィルタリングされており、リード線が引き込みかつ引き出されている遮蔽された容器の中に配置する。有利には、その容器内に、Ｄ級増幅器に対しパルス幅変調ドライブを生成するクロック発生器およびコンパレータも配置する。有利には、スイッチング・クロック周波数は、２５ｋＨｚから１２０ｋＨｚまでの範囲である。好ましくは、出力素子が圧電性トランスジューサである場合、スイッチング周波数は９０ｋＨｚである。このような周波数は、トランスジューサに対するリプル電流を減少させること（リプル電流はスイッチング周波数が高いほど減少する）と、スイッチ損を低い状態にしておくこと（スイッチ損は周波数が増加するほど大きくなる）を両方考慮して決められている。スイッチング周波数が低いと、可動コイル型スピーカを駆動するのに使用することができる。好ましくは、パルス幅変調方式に使用するクロック発生器を、クロック周波数の半分で方形波出力を生成するよう構成されたフリップ・フロップを駆動するのに用いることができる。方形波の平均電圧は、フリップ・フロップの電源電圧の半分である。このため、フリップ・フロップの出力信号の低域成分を通過させることにより、フリップ・フロップが３ボルト電源で駆動される場合に、大体１．５ボルトの直流電源を引き出すことができる。このような低い電源電圧は、信号処理回路に電力を供給するのに用いることができる。あるいは、コンパレータを、処理回路に供給する電圧と基準電圧とを比較するのに用いることができる。この回路は、電圧が予め設定された閾値より下がった場合に、スイッチング方式で使用する半導体素子を介して蓄電コンデンサを充電するように構成することができる。好ましくは、信号処理回路はラジオ受信機である。有利には、受信機は、スーパーヘテロダイン設計されたものである。好ましくは、スーパーヘテロダイン受信の中間周波数増幅部における共振回路は、インダクタとコンデンサの組合わせで構成する。ラジオの初期の時代にはＬＣ共振回路が一般的に使用されていたが、最近では、代わりに、特に集積回路の場合に、配置に必要な選択度を与えられるように各段の間にセラミック・フィルタを使用した抵抗負荷を用いるようになってきている。抵抗負荷は、比較的効率が悪く広帯域である。セラミック・フィルタは、レスポンスが狭帯域であるが、減衰装置である。ＬＣ共振回路を使用することによって、同調負荷が共振時に高インピーダンスとなり、その結果、増幅段が少なくなり、段が通常選択されるより低い零入力電流で動作するようになると共に、必要な利得の大きさを得ることができる。このように、ラジオ受信機の必要な電源電圧を低くすることができ、それによって電池の寿命をさらに長くすることができる。好ましくは、信号処理回路を少なくとも部分的には集積回路内で実現し、その回路内のトランジスタ回路を、低い零入力電流で高利得帯域幅積が得られるよう最適化する。上記集積回路は、外部の同調負荷に組み込んで接続することができ、それによって、ＩＣ製造による利点と効率の良い負荷との両方を得ることができる。有利には、本ラジオでは、ＡＭ受信の少なくとも１つは５００ｋＨｚから１６００ｋＨｚの範囲であり、ＦＭ受信は８８ＭＨｚから１０８ＭＨｚの範囲であり、短波受信は短波帯域の１つまたは複数の帯域である。ＦＭ受信回路は、従来の１０．７ＭＨｚの中間周波数と、信号弁別のための直角位相検出器とを利用することができる。ＡＭ受信部は、従来の４６５ｋＨｚの中間周波数を使用することができる。図面の簡単な説明本発明を、以下の添付した図面を参照して、例として更に後述する。図１は、本発明の一実施の形態を構成するラジオを概略的に示す図である。図２は、Ｄ級出力段を概略的に示す図である。図３は、図２に示すＤ級増幅器の具体例を概略的に示す図である。図４は、「Ｈ」ブリッジ増幅構成を概略的に示す図である。図５は、干渉軽減手段を備えた図４の構成を示す図である。図６は、３ボルト入力から１．５ボルト電源を取り出す装置を示す図である。図７は、のこぎり波発生器およびコンパレータを有するＤ級増幅器の第１の実施の形態を示す回路図である。図８は、図７と同様のＤ級増幅器であるが、「Ｈ」ブリッジ出力を備えたＤ級増幅器を示す図である。図９は、必要な電力が低いＦＭ受信機を示す回路図である。図１０は、一般的な小信号バイポーラ・トランジスタのｆ_T対Ｉｃを示すグラフである。発明を実施するための最良の形態一般に、放送を受信する周知のポータブル・ラジオ受信機は、４個の１．５ボルト乾電池（合計で６ボルト）で動作し、音量調節の回路設計および設定により２０から３５ｍＡ程度の電流を引出す。これは、１２０ｍＷと２１０ｍＷの間の電池からの電力需要に相当する。平均の電力消費が１５０ｍＷであるとすると、４個の良質なＣタイプのアルカリ電池は完全に消耗されるまでに、約２００時間（すなわち、１日１０時間で２０日間）ラジオに電力を供給することとなる。ここで述べるラジオは、音量の設定により３ｍＷから５ｍＷの電力があればよい。平均の電力消費が４ｍＷであるとすると、電池の消耗は通常のラジオの約３７分の１となる。従って、４個のＣタイプの電池だと約７４００時間（すなわち、１日１０時間で２年間）ラジオに電力を供給することとなる。このように必要な電力が低いために、主電力を供給するオプションをラジオの代替電源として無視することができる。このため、ラジオの部品数およびコストを削減することができる。更に、電力を、太陽電池アレイまたは巻上げ(wind-up)発電機によって供給することもできる。本ラジオ受信機の回路は、以下の２つの主な機能に分けることができる。回路がラジオ信号を捕らえ、検波し、弱いオーディオ信号を生成するラジオ信号受信。普通、これは受信回路と呼ばれる。上記弱いオーディオ信号を、スピーカを駆動するのに十分な出力となるまで増幅するオーディオ増幅。電池の寿命を大幅に延ばすためには、上記両回路における電力消費を低減させる必要がある。図１は、本発明の一実施の形態を構成するポータブル・ラジオ受信機を概略的に示している。３ボルト電池パック２が、Ｄ級増幅器４に電力を供給する。増幅器４は、スピーカ６を駆動する。また、増幅器４は、受信機８用の１．５ボルト電源を生成する。従来、ポータブル・ラジオの増幅器および受信機は、同じ電源電圧で動作していた。しかしながら、一般に、ラジオ受信機のトランジスタ内で発生する電圧の揺れは大変小さく、そのため、受信機をオーディオ出力増幅器と同じ電源電圧で動作させることは電池エネルギーがかなり無駄である。本発明の出願人は、受信機の電源電圧を低減することによりかなりの電力を節約することができ、それにより受信機内の不必要な損失を低減することができることが分かった。図２に概略的に示すＤ級増幅器では、半導体装置Ｑ１およびＱ２が完全なオン状態と完全なオフ状態とに切換えられることにより、半導体内の損失を低減することができるため、効率的である。更に、Ｄ級増幅器は、容量性負荷を効率的に駆動するのに適している。複数の圧電性のスピーカが、実質上、容量性負荷となっている。これらスピーカは、少なくとも直径４インチであり、遮断周波数が３００Ｈｚと低い値となっている。この種のスピーカからのサウンドは低音成分が強くないが、全体の音質はかなり良い。更に、低音を強調するために、短いコーンを使用してスピーカの出力を増加させることができる。圧電性スピーカのインピーダンスは、約１マイクロファラッドであり、本装置は電気エネルギーを音エネルギー変換するのに効率的である。しかしながら、トランスジューサ素子の必要な変位を得るためには、多くの電荷（つまりはエネルギー）がオーディオ信号の周期毎にスピーカに流入出しなければならない。高い総合効率を実現するためには、スピーカを駆動するのに用いる増幅器が、スピーカがもつ容量性負荷に貯えられるエネルギーを取り戻すことができなければならない。Ｄ級増幅器は、このエネルギーを取り戻すことができる。なお、Ｄ級増幅器は、可動コイルを有する永久磁石スピーカを駆動することもできる。このスピーカは、一般的に、１から２パーセントの効率しかない。これは、不必要に大きいホーンを使用しなければ、スピ一カ・コーンを空気に接触させることが困難であることも、幾分か理由となっている。しかしながら、可動コイル型スピーカが、その周波数範囲の大部分を超えた約８オームの抵抗となるからでもある。ある周波数では、インピーダンスは反応要素を含むが、大部分の損失は、コイルの抵抗を流れる電流に関連している。これらの損失は、コイル内の電流の二乗に比例している。従って、電流の流れが必要になるほど、損失が急に増大する。しかしながら、ラジオを低い音量で動作させなければならない時、本発明の実施の形態を構成するラジオでは、必要な電力をほとんど増大させることなく、永久磁石スピーカを使用することができる。一方で、音量が大きい場合、必要な電力は急速に増大するが、従来のラジオが必要とする電力消費の１０パーセントで、大きい音を永久磁石スピーカを用いて発生させることができる。図２に示すように、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電界効果トランジスタで実現することができ、直列に配置され、逆位相で駆動される。このため、スピーカ６は、電源レール１０または０ボルト・レールのいずれか一方に接続される。本質的にデジタルである増幅器の特質により発生するスイッチング過渡電流を平滑にするために、インダクタ１４がスピーカ６に直列に接続されている。ＤＣ電流を阻止するためにコンデンサ１６が設けられている。ダイオードＤ１およびＤ２が半導体スイッチＱ１およびＱ２に並列に接続されており、フライバック・ダイオードとして動作することにより、装置のスイッチング中に半導体スイッチに誘導電流が流れるのを防止する。Ｄ級増幅器は、オーディオ信号をのこぎり波または三角波である基準波形と比較することで得られるパルス幅変調信号によって、駆動される。図３は、増幅器の実施の形態を概略的に示している。波形発生器２０（のこぎり波または三角波を発生する）が、コンパレータ２２の非反転入力端に接続されている。オーディオ信号は、コンパレータの反転入力端に供給される。従って、コンパレータの出力は、オーディオ信号の大きさを表すパルス幅変調信号となる。第１および第２の電界効果トランジスタ２４および２６が、電源レール１０および接地レール１２の間に直列に接続されている。第１の電界効果トランジスタ２４はＮチャネル装置であり、第２の電界効果トランジスタ２６はＰチャネル装置である。電界効果トランジスタ２４および２６のゲートは、コンパレータ２２の出力端に接続されている。出力は、２つの電界効果トランジスタの間の接続部から取り出され、インダクタＬ１を介して、コンデンサＣ１として表されている圧電性スピーカ２８に供給される。電流の流れ込み（shoot-through）を制限するために、フェライト・ビード３０が、第１の電界効果トランジスタ２４と電源レール１０の間の接続部に設けられている。同様に、電流の流れ込みを抑制するために、ダイオードＤ１およびＤ２が設けられている。ダイオードＤ１およびＤ２は、効率のために外部的にはショットキー・ダイオードとしてもよいし、あるいはＭＯＳＦＥＴトランジスタに対して内部的にボディ・ドレイン・ダイオードとしてもよい。Ｄ級増幅器のスイッチング周波数(すなわち、のこぎり波または三角波周波数) は、オーディオ信号における最も高い周波数成分の少なくとも２倍である必要がある。通常、２５ｋＨｚで十分である。しかしながら、より高いスイッチング周波数で動作することにより、インダクタンスの所定の値についてインダクタのリプル電流を低くすることができる。上述したように、高いスイッチング周波数を使用することにより、出力段においてＭＯＳＦＥＴのゲートを充電または放電する際に、スイッチ損および電力損失がより多く発生するようになる。しかしながら、実験によれば、圧電性スピーカを駆動するためには、約９０ｋＨｚのスイッチング周波数で十分であることが分かっている。Ｄ級周波数の重要な特徴は、電力が両方向に流れることができることである。純粋な反応負荷を駆動する際、完全なオーディオ周期の間、電力の流れは両方向となる。従って、ＤＣ電源における電流は、各周期において正と負との間で変化する。回路において全く損失が無い場合、１オーディオ周期に亙るこのＤＣ電流の平均値はゼロとなる。圧電性スピーカを駆動する際、スピーカにおいて損失が生じると共に、トランジスタ、ダイオード、および他の部品の抵抗において損失が生じるが、従来のＡＢ級増幅器と永久磁石スピーカの構成の場合と比較すると、このスピーカおよび増幅器の組合せによる全体の効率は高い。図３においてＣ１（Ｃ１は圧電性スピーカを表す）の前後で、図２においてＣ１（スピーカ６が可動コイル型である）の前後で出力電圧が発生するため、直列インダクタンスの値は慎重に選択する必要がある。インダクタンスが低すぎる場合、スイッチング周波数におけるリプル電流が高くなり、増幅器のＭＯＳＦＥＴにおいて関係した損失が大きくなる。インダクタンスが高すぎる場合、高周波オーディオ電流に対してかなりのインピーダンスを与えることとなる。パルス幅変調波形発生回路および増幅出力段において、スピーカに与えられる電力とは無関係な電源から、ある量の電流が引き出される。この電流は、増幅器の零入力電流である。従って、増幅器の零入力電力ドレインは、電源電圧によって増加する零入力電流である。電力損失を最小限にするためには、電源電圧をできるだけ低いままに維持することが望ましい。しかしながら、ダイナミック・パフォーマンスを得るために、スピーカ（可動コイル型または圧電性に拘わらず）は増幅器からある程度の電圧の揺れが与えられる必要がある。増幅器に６ボルト電源を使用することは、良好なダイナミック・レスポンスが得られるという点で効果的であることが分かっている。しかしながら、これにより、不必要な大きい零入力損失が発生する可能性がある。この問題を解決する方法としては、「Ｈ」ブリッジ構成で２つの出力段を連結するという方法がある。このような構成を図４に示す。図３と比べると、図３においてＣ１の一方のプレートは接地されており、他方のプレートは０と電源（＋３ボルト）レールの間で切換えられるのに対し、図４では、コンデンサのプレートはいずれを接地させてもよいし、いずれを電源レールに接続させてもよい。このため、コンデンサＣ１（圧電性スピーカを表す）に印加される可能性のある有効なピーク間電圧が、二倍になる。従って、Ｑ１とＱ４、およびＱ２とＱ３が、それぞれ一緒に開閉するよう制御される。他の点では、増幅器の動作は図３に関して説明した動作と同様である。上述したように、Ｄ級増幅器は、高速スイッチングを使用して、パルス幅変調出力波形を生成する。このスイッチングに関連した鋭い波形エッジは、ラジオ受信回路の性能に干渉する電磁放射線を生成する可能性がある。これらの問題を解決するために、増幅器を、電力とオーディオを接続するためにコンデンサを通して給電して、遮蔽された容器の中に封入することが望ましい。また、出力波形におけるスイッチング成分もまた遮蔽された容器の内部でフィルタリングすることが望ましい。これは、図５に示すように、インダクタを２つに、すなわち回路の各辺について１つずづ分割し、小さいコンデンサ３４および３６を各出力端子に追加することによって実現することができる。そして、増幅器は、ラジオ受信回路の動作を妨害することなく、圧電性スピーカまたは永久磁石スピーカのいずれかを駆動するのに使用することができる。なお、図５に示す配置では、直流分を阻止するための直列コンデンサが無い。増幅器が理想的なものであれば、「Ｈ」ブリッジの各半分の直流分の値は完全に等しくなり、２つの出力端子間に直流分は発生しない。しかしながら、パルス幅変調発生器にドリフトが発生すること、および他の回路が不完全であることにより、実際には、パルス幅変調出力波形に直流レベルがもたらされる可能性がある。これは、圧電性スピーカについて、それらは実際には容量性負荷であるため深刻な問題ではないが、それによって、経済性のためにこの直流阻止用コンデンサを省略して本構成を永久磁石可動コイル型スピーカを駆動するのに用いた場合、直流電流および深刻な電力損失が発生する可能性がある。確かに、従来の電解コンデンサの使用を可能にする分極電圧が得られないため、阻止用コンデンサを除く方が効果的である。オーディオ入力信号の無い５０パーセントのデューティ・サイクルで各ブリッジが動作すること、またそのため平均直流電圧がゼロであることを保証するために、ブリッジの１つの脚の平均出力電圧を変調回路に帰還して、増幅器のバイアス・レベルを調整することができる。これについての詳細は、図７を参照して後述する。より複雑なバイアス方式では、差動増幅器を使用して、増幅器の出力端子前後の平均電圧差を検知し、この信号をパルス幅変調波形発生器に帰還する。上述してきたように、効率のために、回路の各部は現実に可能な最低電圧で動作することが重要である。ラジオ受信回路には１．５ボルト電源で十分であるということについては後述する。この電源は単独の電池、あるいは鎖状に繋いだ電池のタップから得ることができるが、異なる電池を使用するとそれぞれ異なる時間で消耗する可能性があり、それがユーザを混乱させる。従って、ラジオの中に予備の１．５ボルト電圧電源を生成するとよい。これは、図６に示すように、オーディオ増幅器のパルス幅変調発生器からのクロック信号を使用して、フリップ・フロップの時間を計ることによって実現することができる。ＪＫフリップ・フロップ４０は、各クロック信号によってＱおよびＱ’出力が交互に論理的１と論理的０の間で変化するように、配線されている。同様な配置は、他のフリップ・フロップ・アーキテクチャにおいても実現可能である。このため、フリツプ・フロップ４０のＱ出力は、パルス幅変調クロック周波数の半分で方形波となる。Ｑ出力は、インダクタ４４を介して蓄電コンデンサ４２に供給される。インダクタとコンデンサの組合せにより、フリップ・フロップの出力が平均されて１．５ボルト電源となる。Ｑ出力のスイッチング中においてフリップ・フロップを誘導電流から保護するために、ツェナー・ダイオード４６が設けられている。完全なオーディオ増幅器を、図７に示す。のこぎり波発生器５０は、コンデンサ５４を充電する定電流電源（トランジスタ５２の周囲に基礎を置く）を備えている。このため、コンデンサ５４の前後の電圧は線状に上昇する。コンパレータ５６は、コンデンサ５４の前後の電圧を監視し、その電圧が予め決められたレベルを超えた場合、トランジスタ５８にコンデンサ５４を放電させる。これにより、反復性ののこぎり波形が生成される。こののこぎり波は、コンデンサ６２を介してコンパレータ６０の非反転入力端に供給される。また、非反転入力端は、分圧計６４および抵抗体６６および６８からなる直流電圧電源に接続されている。回路の残りの部分は、実際には、図３を参照して説明した通りであり、ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴドライバ・パッケージ７０内に配置されている。または、論理インバータ集積回路を、ＭＯＳＦＥＴドライバの代わりに使用することもできる。ＭＯＳＦＥＴドライバのうちの１つの出力（図７において示すピン５）は、パルス幅変調発生器に帰還することによって、パルス幅変調波形が５０パーセントの零入力デューティ・サイクル（分圧計６４よって設定される）を有していることを保証する。ＭＯＳＦＥＴドライバ７０内の複数のＭＯＳＦＥＴの出力は、インダクタＬ１とＬ２およびコンデンサＣ１とＣ２を介して増幅器ＯＰ１およびＯＰ２の出力端子に供給される。ダイオードＤ１からＤ４は、個別部品として設けても良いし、あるいは、いくつかの論理パッケージにおける出力トランジスタが積分逆並列ダイオードを有しているため、Ｄ１からＤ４の機能を実行するように使用してもよい。増幅器が高電力レベルで永久磁石スピーカを駆動する必要がある場合、ＭＯＳＦＥＴドライバの出力トランジスタの抵抗における損失は、良好な効率および負荷のひずみに対して高すぎる可能性がある。そのため、図８に示すように、別々のＭＯＳＦＥＴ出力装置７２、７４、７６および７８を追加する必要がある。これら別々のＭＯＳＦＥＴは、低いＯＮ抵抗（Ｒｄｓ(ｏｎ)）を有しており、高出力電力におけるこれらの装置の電力損失は許容できるものである。これらの装置のゲート・キャパシタンスの駆動に関係する電力損失より、低いＲｄｓ(ｏｎ)最終段を有する結果得られる電力節約の方が重要である。上述したように、ポータブル・ラジオにおけるラジオ受信回路に、オーディオ増幅回路で使用する電圧と同じ電圧を供給することは、通常実行されていることである。しかしながら、ラジオ回路内で発生する波形に関連した電圧の揺れは、オーディオ増幅出力段における電圧の揺れに比べてかなり小さい。従って、オーディオ増幅段と異なり、ラジオ回路に必要な電源電圧は、処理される信号の振幅により左右されない。ラジオ受信段では、電源電圧は、回路内のトランジスタが適切な利得のレベルを供給することを保証するのに十分であればよい。バイポーラ・トランジスタについては、少なくとも１ボルトの電源電圧が必要である。１．５ボルトの電源電圧が、この最低レベルを超えた十分な限界値である。トランジスタの利得帯域幅積は、バイアス電流の関数である。各トランジスタ段についての実用的な最低バイアス電流は、増幅段から必要な利得を得ることに対応したものを使用しなければならない。トランジスタは、低いバイアス電流で高い利得帯域幅積を得ることができるものを選択しなければならない。ラジオ技術において、装置電流利得βおよびｆ_Tを最大化するようにバイアス電流を選択することは一般的である。図１０に示すように、ｆ_Tは、分岐点、すなわちＲＦおよび小信号バイポーラ・トランジスタについては一般的に約１から３ｍＡであるが、そこに到達するまで、バイアス電流の増加に伴って増加する。バイアス電流が減少するとｆ_Tも減少する。しかしながら、出願人は、最大のｆ_T を与える電流からバイアス電流を減少させることで、ｆ_Tには比較的小さい減少しか起こらないということが分かった。このため、電力の節約に重きを置く場合、バイアス電流がかなり減少してもｆ_Tはわずかに減少するだけであるため、バイアス電流を減少させることは明らかに効果的である。従来のラジオ受信機設計では、６Ｖで１ｍＡのバイアス電流で動作するＲＦ増幅段が含まれており、６ｍＷの定常損失をもたらしていた。同じトランジスタを、１．５Ｖの電源電圧および０．４ｍＡのバイアス電流で良好に動作させることが可能であり、これによって、定常電力損失を０．６ｍＷ、すなわち、従来の設計のたった１０％とすることができる。ラジオ受信機に集積回路増幅器を使用することは、一般的に行われてきている。これは、特に、ＩＦ（中間周波数）段、時にはＲＦ（無線周波数）段にも適用される。集積回路にインダクタを組み込むことは都合のよいことではないため、増幅段に同調負荷を使用することは、抵抗負荷の効率が悪くなり、より多くの利得段によって調整される利得が損失するため、広く行われなくなってきている。しかしながら、ここでまた同調負荷を使用することにより、電力の減少を実現することができる。更に、同調負荷の利点としては、セラミック・フィルタと異なり、通過帯域内で減衰を発生させないことである。また、同調負荷を適当に同調することにより、必要な選択度も得ることができる。同調コレクタ負荷の重要な利点は、選択されたＲＦまたはＩＦ信号に関して高インピーダンスを保持している間、バイアス電流に対する抵抗が低く、これによってより大きい利得を得ることができるという点である。実際に、ラジオ受信機は、あらゆる同調負荷に調和させる外部接続を有する集積回路内に設けることができる。集積回路は、寸法的に小さいトランジスタを製造することができるという利点がある。利得帯域幅積およびｆ_T（電流利得が１に下がる時の周波数）は、ある程度まで電流密度に左右されるため、小さいトランジスタは、最低のバイアス電流で動作する時には良好な利得帯域幅積およびｆ_Tを得ることができる。また、セラミック・フィルタは、弁別が十分に改良されることにより、これらのフィルタが発生させる信号減衰の短所よりその改良が重要なものになれば使用することができる。利得帯域幅積およびｆ_Tは、通常、高バイアス電流を犠牲にして得られるものであるため、電力消費の低いことが要求される場合、信号の周波数をできる限り早く下げることが賢明である。これは、できる限り早く中間周波数に変換すること、また、できる限り早くオーディオ周波数に変換することを意味する。明らかに、ＡＭ受信機は、ＲＦおよびＩＦ周波数が低く、信号利得の所定のレベルを得るのに必要な電力消費の点から見ると利点を有している。図９は、ＶＨＦ帯域２（８８から１０８ＭＨｚ）でＦＭ信号を受信するのに使用するラジオ受信機の回路図である。ＡＭ受信機は、電力消費を低減する基本原理は同じであるが、アンテナ構成が異なり(すなわち、フェライト・ロッド・アンテナ)、中間周波数も１０．７ＭＨｚではなく４６５ｋＨｚを使用している。ＩＦ段は、利得が制限されていないが、検出器は、ＦＭ受信機で使用するような比検出器または直角位相検出器ではなく振幅検出器である。ＲＦ信号は、アンテナ８０によって捕らえられ、コンデンサ８２およびインダクタ８４で構成される同調回路に供給される。そして、その信号は、共通ベース接地配置で動作し、その負荷としてインダクタ８８およびコンデンサ９０から９２を使用するトランジスタ８６によって増幅される。インダクタ８８およびコンデンサ９０から９２によって構成される共振回路は、同調が可能であり、概して９６で示す局部発振器の周波数を制御する同調回路９４と連動する。コンデンサ１００は、トランジスタ８６から、ミクサ段としても動作する局部発振器９６に信号を渡す。局部発振器とミクサの組合せは、共通ベース接地配置で動作するトランジスタ１０２の周囲に設けられている。ミクサおよび局部発振器の組合せの出力は、導線１０４およびコンデンサ１０６によって構成される同調回路の二次巻線から得られる。局部発振器は、中間周波数と等しい予め決められた周波数により、Ｌ２およびコンデンサ９０から９２によって構成される同調回路の周波数からずれるように構成されている。そして、局部発振器／ミクサ１０２の出力は、３つの利得段１１２、１１４および１１６を備えた中間周波数増幅ストリップ１１０において増幅される。各段は、共通エミッタ接地方式で動作するトランジスタを有し、同調コレクタ負荷を用いている。図９には、非常に単純なバイアス構成を示しているが、この技術分野の当業者にとって、耐熱性およびドリフトに対する保護がより優れた他のバイアス構成もまた使用することができることは明らかである。ＩＦ増幅ストリップ１１０の出力は、周知の設計による検出器１２０に供給される。この場合、検出器は比検出器である。終段のＩＦ増幅器が行う必要のある信号振幅を低減するために、直角検出器を用いることが望ましい。その検出器の出力は、Ｄ級増幅器に供給される前に、従来のＡ級増幅段１２２によって増幅される。無音状態の間に出力電力増幅段を閉鎖することができるように、ラジオ内にスケルチ機能を設けることにより、電力消費をより節約することが可能となる。更に、十分なオーディオの質を得るために、あるいは、たまに制限された帯域幅が許容できるものであるならば、周期ベースで、例えば、１秒間に４５０００回、受信機を動作させることも可能である。これは、オーディオ出力における最高周波数成分のサイクル・タイムに比べて短い周期で、複数の増幅器および局部発振器を駆動し、ラジオ信号を追跡し、信号の瞬時値を検出し、それを増幅段に渡し、受信機に再度電力を供給することが可能であるからである。圧電性スピーカを組み込んだ完全なラジオは、音声および気持ちの良い聴音レベルを提供する際に約３ｍＷの電力が必要である。これは、弱い太陽光で照明される場合の比較的低コストのソーラ・パネルによって供給することができる。ソーラ・パネル電圧は、採光レベルの変化によりかなり変化する。この電圧変化を取り扱う最も簡単な方法は、電圧の揺れを制限するためのクランプ回路に基づくツェナー・ダイオードまたはアクティブ・トランジスタを使用する方法である。ラジオ受信機のための１．５Ｖの補助電源を得るために、第２のソーラ・パネルを使用することもできる。あるいは、ソーラ・パネルの出力を、ソーラ・パネルが常にその最大電力点で動作することができるようにするスイッチ・モード変換器に供給することができる。更に、従来のスイッチ・モード変換器は、Ｄ級オーディオ増幅器と同様に、パルス幅変調を用いることができるため、これらの装置の回路には共通部分があり、そのため、部品を共有することができる。または、ソーラ・パネルの出力を二次電池に直接供給することにより、太陽電池による電圧をクランプし、太陽光が得られない時に使用するエネルギーを貯えることも可能である。ラジオに、太陽電池、一次電池、二次電池、または発電機を駆動する機械的電源等のような複数の電源によって電力を供給することができることは明らかである。優先する順番で、あるいは最高電圧レベルに基づいて電源を選択するために、ラジオ内にエネルギー管理回路を設けることができる。このため、家庭用ラジオに、好ましい電力源であるソーラ・パネルを備えることができるが、ソーラ・パネルから十分な電力が得られない場合は、ソーラ・パネルで予め充電した二次蓄電池から必要な電力のすべてあるいは一部を取り出すか、または、最後の手段として、１組の乾電池（置き換え可能な一次電池）から電力を取り出す。添付した図面に示す回路に関連したテスト結果は、Ｄ級増幅器が圧電性スピーカと共に動作する場合、３ボルト電源で作動する時にそのＤ級増幅器の零入力電流が０．４ｍＡであることを示している。ラジオ受信機から取り出される電流は、１．１ｍＡである。ラジオ受信機が補助電源変換器を使用して１．５ボルトで駆動された場合、３ボルト電圧電源から取り出される零入力電流は１．０ｍＡである。増幅器の出力段で永久磁石スピーカおよび別々のＭＯＳＦＥＴを使用する場合、零入力電流は３ボルトで１．７ｍＡとなる。このため、本ラジオは従来のラジオより電流消費量がかなり低くなる。また、受信器回路は、自動利得制御および自動周波数制御の機能を備えることができる。これらの機能は、ラジオの全体の電力消費を増やすことになるが、大幅に増えることはない。オーディオ増幅器は、その直線性を増大させるために負帰還を含むように変更することができる。他の変更例としては、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて１．５ｖ電池からラジオに電力を供給することにより、オーディオ増幅器に使用する３ｖ電源（またはそれより大きい電源）を生成することもできる。このように、低電力ラジオ受信機を提供することができる。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成１０年７月２４日（１９９８．７．２４）【補正内容】請求の範囲１．オーディオ出力を有する電気装置であって、信号処理回路（８）と、Ｄ級増幅器（４）と、オーディオ出力素子（６）とを具備し、前記信号処理回路（８）が前記増幅器より低い電源電圧で動作する電気装置において、前記信号処理回路の電源は切換態様で動作しているレギュレータで発生されることを特徴とする装置。２．前記Ｄ級増幅器（４）は、前記信号処理回路（８）のための電源を生成するように配置されていることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電気装置。３．前記Ｄ級増幅器（４）は、半ブリッジ出力段を有するように構成されていることを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載の電気装置。４．前記Ｄ級増幅器（４）は、「Ｈ」ブリッジ出力段を有するように構成されていることを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載の電気装置。５．オーディオ出力素子（６）は、スピーカであることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第４項のいずれか１項に記載の電気装置。６．前記スピーカは、可動コイル型スピーカであることを特徴とする請求の範囲第５項に記載の電気装置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】１．オーディオ出力を有する電気装置であって、信号処理回路（８）と、Ｄ級増幅器（４）と、オーディオ出力素子（１６）とを具備し、前記増幅器（４）および前記信号処理回路（８）は、それぞれの電源電圧で動作することを特徴とする電気装置。２．前記Ｄ級増幅器（４）は、前記信号処理回路（８）のための電源を生成するように配置されていることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電気装置。３．前記Ｄ級増幅器（４）は、半ブリッジ出力段を有するように構成されていることを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載の電気装置。４．前記Ｄ級増幅器（４）は、「Ｈ」ブリッジ出力段を有するように構成されていることを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載の電気装置。５．オーディオ出力素子（６）は、スピーカであることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第４項のいずれか１項に記載の電気装置。６．前記スピーカは、可動コイル型スピーカであることを特徴とする請求の範囲第５項に記載の電気装置。７．前記スピーカは、圧電性トランスジューサであることを特徴とする請求の範囲第５項に記載の電気装置。８．前記Ｄ級増幅器（４）は、電磁的干渉を減少させるためにフィルタリングされており、リード線が引き込みかつ引出されている遮蔽された容器の中に収容されていることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第７項のいずれか１項に記載の電気装置。９．前記Ｄ級増幅器（４）に対してパルス幅変調ドライブを生成するクロック発生器（２０）およびコンパレータ（２２）もまた、前記容器に収容されていることを特徴とする請求の範囲第８項に記載の電気装置。１０．前記Ｄ級増幅器（４）に対するパルス幅変調ドライブを生成するクロック周波数は、２５ｋＨｚから１２０ｋＨｚの範囲にあることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第９項のいずれか１項に記載の電気装置。１１．前記出力素子が圧電性トランスジューサである場合、スイッチング周波数は概して９０ｋＨｚであることを特徴とする請求の範囲第１０項に記載の電気装置。１２．前記パルス幅変調方式に使用する前記クロック発生器（２０）は、前記クロック周波数の半分で方形波出力を生成するように構成されたフリップ・フロップ（４０）を駆動するのに使用されることを特徴とする請求の範囲第９項乃至第１１項のいずれか１項に記載の電気装置。１３．前記フリップ・フロップ（４０）の出力信号は、低域成分のみ通過するよう処理され、該フリップ・フロップが３ボルト電源で駆動される場合、概して１．５ボルトの直流電源を引出すことを特徴とする請求の範囲第１２項に記載の電気装置。１４．前記引出された直流電源は、前記信号処理回路に電力を供給するのに使用されることを特徴とする請求の範囲第１３項に記載の電気装置。１５．コンパレータが、前記信号処理回路に供給される電圧を基準電圧と比較するために使用されることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第１４項のいずれか１項に記載の電気装置。１６．前記コンパレータは、前記電圧が子め設定された閾値より下がった場合に、蓄電コンパレータがスイッチング方式で使用される半導体素子を介して充電されるように構成されたことを特徴とする請求の範囲第１５項に記載の電気装置。１７．前記信号処理回路は、ラジオ受信機であることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第１６項のいずれか１項に記載の電気装置。１８．前記受信機は、スーパーヘテロダイン設計であることを特徴とする請求の範囲第１７項に記載の電気装置。１９．前記スーパーヘテロダイン受信機の中間周波数増幅部（１１２、１１４および１１６）において少なくとも共振回路は、インダクタおよびコンデンサの組合せから形成されていることを特徴とする請求の範囲第１８項に記載の電気装置。２０．前記信号処理回路（８）は、少なくとも部分的には、集積回路内に設けられ、前記回路内のトランジスタ回路は、低い零入力電流で高い利得帯域幅積に達するように最適化されていることを特徴とする請求の範囲第１項乃至第１９項のいずれか１項に記載の電気装置。２１．前記集積回路は、外部の同調負荷に組込んで接続されており、それにより、ＩＣ製造の利点と効率的な負荷の両方を得ることができることを特徴とする請求の範囲第１７乃至第１９項のいずれか一項に従属する場合の第２０項に記載の電気装置。２２．前記ラジオは、５００ｋＨｚから１６００ｋＨｚの範囲のＡＭ受信、８８ＭＨｚから１０８ＭＨｚの範囲のＦＭ受信、および短波帯域のいずれか１つまたは複数における短波受信のうち、少なくとも１つを提供することを特徴とする請求の範囲第１７項から第１９項のいずれか１項に記載の電気装置。２３．前記ＦＭ受信回路は、１０．７ＭＨｚの中間周波数を使用すると共に、信号弁別のために直角位相検出器を使用することを特徴とする請求の範囲第２２項に記載の電気装置。２４．前記ＡＭ受信部は、概して４６５ｋＨｚの中間周波数を使用することを特徴とする請求の範囲第２２項に記載の電気装置。２５．ソーラ・パネル電源を更に備えたことを特徴とする請求の範囲第１項乃至第２４項のいずれか１項に記載の電気装置。２６．前記ソーラ・パネルの出力を受信し、当該装置に電源を供給するスイッチ・モード電力変換器を更に備えたことを特徴とする請求の範囲第２５項に記載の電気装置。２７．太陽電池から受信した電力を格納するために、二次電池を更に備えたことを特徴とする請求の範囲第２５項に記載の電気装置。２８．一次電池、二次電池、または発電機を駆動する機械的蓄電装置のうち少なくとも１つを備えたことを特徴とする請求の範囲第１項乃至第２７項のいずれか１項に記載の電気装置。２９．予め決められた方法に従って電力電源を選択するエネルギー管理手段を更に備えたことを特徴とする請求の範囲第２８項に記載の電気装置。