JPH11332247A - 電圧型インバータの保護回路 - Google Patents
電圧型インバータの保護回路Info
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- JPH11332247A JPH11332247A JP10132967A JP13296798A JPH11332247A JP H11332247 A JPH11332247 A JP H11332247A JP 10132967 A JP10132967 A JP 10132967A JP 13296798 A JP13296798 A JP 13296798A JP H11332247 A JPH11332247 A JP H11332247A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は電圧型インバータの保護回路に関
し、インバータをなるべく停止せずに運転することがで
きる電圧型インバータの保護回路を提供することを目的
としている。 【解決手段】 逆変換回路の電圧と電流の位相差を検出
する位相差検出手段と、該位相差検出手段の出力により
電圧と電流の位相差が予め設定されている位相差よりも
小さい場合に、任意の時間だけ逆変換回路をオフにする
と共に、高周波出力の電圧又は電流を安定化するための
誤差増幅器の高周波出力設定信号をオフにして高周波出
力を任意の時間だけオフにし、任意の時間経過後に前記
オフを解除する制御手段とを具備して構成する。
し、インバータをなるべく停止せずに運転することがで
きる電圧型インバータの保護回路を提供することを目的
としている。 【解決手段】 逆変換回路の電圧と電流の位相差を検出
する位相差検出手段と、該位相差検出手段の出力により
電圧と電流の位相差が予め設定されている位相差よりも
小さい場合に、任意の時間だけ逆変換回路をオフにする
と共に、高周波出力の電圧又は電流を安定化するための
誤差増幅器の高周波出力設定信号をオフにして高周波出
力を任意の時間だけオフにし、任意の時間経過後に前記
オフを解除する制御手段とを具備して構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電圧型インバータの
保護回路に関する。
保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来の誘導加熱用インバータ回路
の構成例を示す図である。入力交流電源は点弧角制御を
行なうサイリスタＤ１により入力電圧を整流し、整流回
路の出力をインダクタンスＬ１とコンデンサＣ１による
平滑回路で平滑する（順変換回路）。次に変換された直
流は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４で構成されるス
イッチによりスイッチングされ負荷１に交流電圧を印加
する（逆変換回路）。ここで、負荷１の等価回路は、図
に示すようにインダクタンスＬ、コンデンサＣ及び抵抗
Ｒの直列回路である。
の構成例を示す図である。入力交流電源は点弧角制御を
行なうサイリスタＤ１により入力電圧を整流し、整流回
路の出力をインダクタンスＬ１とコンデンサＣ１による
平滑回路で平滑する（順変換回路）。次に変換された直
流は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４で構成されるス
イッチによりスイッチングされ負荷１に交流電圧を印加
する（逆変換回路）。ここで、負荷１の等価回路は、図
に示すようにインダクタンスＬ、コンデンサＣ及び抵抗
Ｒの直列回路である。
【０００３】スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、ＳＷ
１とＳＷ４とがオン、ＳＷ２とＳＷ３はオフのモード
と、スイッチング素子ＳＷ２とＳＷ３がオン、ＳＷ１と
ＳＷ４はオフになるモードの繰り返しにより、負荷（ワ
ーク）に高周波電圧を印加する。
１とＳＷ４とがオン、ＳＷ２とＳＷ３はオフのモード
と、スイッチング素子ＳＷ２とＳＷ３がオン、ＳＷ１と
ＳＷ４はオフになるモードの繰り返しにより、負荷（ワ
ーク）に高周波電圧を印加する。
【０００４】図５は負荷のインピーダンスの周波数特性
を示す図である。縦軸はインピーダンスの絶対値、横軸
は動作周波数である。負荷のインピーダンスは、次式で
表される。
を示す図である。縦軸はインピーダンスの絶対値、横軸
は動作周波数である。負荷のインピーダンスは、次式で
表される。
【０００５】
【数１】
【０００６】ここで、ωは角周波数、Ｌは負荷のインダ
クタンス、Ｒは負荷の抵抗、Ｃは負荷のコンデンサであ
る。角周波数ωはω＝２πｆで表される（ｆは周波
数）。このように構成された装置において、電源からの
交流はサイリスタＤ１が６個で構成される回路により、
点弧角制御され、これらサイリスタ回路からは、点弧角
が制御された直流が得られる。この直流は、続くインダ
クタンスＬ１とコンデンサＣ１による平滑回路で平坦な
直流電圧に平滑される。
クタンス、Ｒは負荷の抵抗、Ｃは負荷のコンデンサであ
る。角周波数ωはω＝２πｆで表される（ｆは周波
数）。このように構成された装置において、電源からの
交流はサイリスタＤ１が６個で構成される回路により、
点弧角制御され、これらサイリスタ回路からは、点弧角
が制御された直流が得られる。この直流は、続くインダ
クタンスＬ１とコンデンサＣ１による平滑回路で平坦な
直流電圧に平滑される。
【０００７】このようにして直流電圧がコンデンサＣ１
に印加される。ここで、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ
４を交互にオン／オフすることにより、負荷１には高周
波電圧が印加されることになり、誘導加熱が行われる。
に印加される。ここで、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ
４を交互にオン／オフすることにより、負荷１には高周
波電圧が印加されることになり、誘導加熱が行われる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】前述した誘導加熱用電
圧型インバータでは、容量性・共振点動作はスイッチン
グ素子ＳＷ１−ＳＷ２，ＳＷ３−ＳＷ４のデッドショー
ト（短絡）により、スイッチング素子が破損する可能性
があるため、常に誘導性負荷で運転させなければならな
い。図５は負荷のインピーダンスの周波数特性例を示す
図である。縦軸はインピーダンスＺの絶対値、横軸は動
作周波数である。動作周波数は、共振点（インピーダン
スが最小となる点）Ａよりもわずかに誘導性側にずらし
た点Ｂで運転される。点Ａから右側が誘導性負荷、点Ａ
から左側が容量性負荷である。
圧型インバータでは、容量性・共振点動作はスイッチン
グ素子ＳＷ１−ＳＷ２，ＳＷ３−ＳＷ４のデッドショー
ト（短絡）により、スイッチング素子が破損する可能性
があるため、常に誘導性負荷で運転させなければならな
い。図５は負荷のインピーダンスの周波数特性例を示す
図である。縦軸はインピーダンスＺの絶対値、横軸は動
作周波数である。動作周波数は、共振点（インピーダン
スが最小となる点）Ａよりもわずかに誘導性側にずらし
た点Ｂで運転される。点Ａから右側が誘導性負荷、点Ａ
から左側が容量性負荷である。
【０００９】この場合において、任意の運転移相率ｃｏ
ｓθ（θは電圧と電流の位相差）で運転していても、被
加熱物が鉄等の場合、温度によって負荷変動を生じると
ｃｏｓθが変動する可能性がある。また、運転中のワー
クコイルとワークが接触してしまった場合も、インバー
タからみると負荷変動を生じ、ｃｏｓθが変化する可能
性がある。このような時、インバータのスイッチング素
子ＳＷ１〜ＳＷ４を保護するため、インバータの運転移
相率ｃｏｓθを検出し、θがある程度以上小さくなった
らインバータを停止させていた。
ｓθ（θは電圧と電流の位相差）で運転していても、被
加熱物が鉄等の場合、温度によって負荷変動を生じると
ｃｏｓθが変動する可能性がある。また、運転中のワー
クコイルとワークが接触してしまった場合も、インバー
タからみると負荷変動を生じ、ｃｏｓθが変化する可能
性がある。このような時、インバータのスイッチング素
子ＳＷ１〜ＳＷ４を保護するため、インバータの運転移
相率ｃｏｓθを検出し、θがある程度以上小さくなった
らインバータを停止させていた。
【００１０】負荷が安定した状態でインバータが運転さ
れている時、スイッチング素子が破損しない範囲の瞬間
的なワークコイルとワークとの接触（コイルタッチ）、
或いは保護回路へのノイズ混入により保護回路が誤動作
した時も、インバータを停止させていた。このような場
合、ユーザにおける生産性に支障がでることが問題とな
っていた。
れている時、スイッチング素子が破損しない範囲の瞬間
的なワークコイルとワークとの接触（コイルタッチ）、
或いは保護回路へのノイズ混入により保護回路が誤動作
した時も、インバータを停止させていた。このような場
合、ユーザにおける生産性に支障がでることが問題とな
っていた。
【００１１】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであって、インバータをなるべく停止せずに運転する
ことができる電圧型インバータの保護回路を提供するこ
とを目的としている。
のであって、インバータをなるべく停止せずに運転する
ことができる電圧型インバータの保護回路を提供するこ
とを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】前記した課題を解決する
本発明は、 （１）交流電源を整流して直流に変換する順変換回路
と、変換された直流を交流に変換する逆変換回路と、該
逆変換回路の出力を安定化する制御回路を有する電圧型
インバータ回路において、前記逆変換回路の電圧と電流
の位相差を検出する位相差検出手段と、該位相差検出手
段の出力により電圧と電流の位相差が予め設定されてい
る位相差よりも小さい場合に、任意の時間だけ逆変換回
路をオフにすると共に、高周波出力の電圧又は電流を安
定化するための誤差増幅器の高周波出力設定信号をオフ
にして高周波出力を任意の時間だけオフにし、任意の時
間経過後に前記オフを解除する制御手段とを具備するこ
とを特徴としている。
本発明は、 （１）交流電源を整流して直流に変換する順変換回路
と、変換された直流を交流に変換する逆変換回路と、該
逆変換回路の出力を安定化する制御回路を有する電圧型
インバータ回路において、前記逆変換回路の電圧と電流
の位相差を検出する位相差検出手段と、該位相差検出手
段の出力により電圧と電流の位相差が予め設定されてい
る位相差よりも小さい場合に、任意の時間だけ逆変換回
路をオフにすると共に、高周波出力の電圧又は電流を安
定化するための誤差増幅器の高周波出力設定信号をオフ
にして高周波出力を任意の時間だけオフにし、任意の時
間経過後に前記オフを解除する制御手段とを具備するこ
とを特徴としている。
【００１３】この発明の構成によれば、高周波電圧と電
流の位相差が予め設定されている位相差よりも小さい場
合には、逆変換回路から負荷への電力を一時停止するこ
とにより、元の状態に復帰させるようにしているので、
インバータをなるべく停止せずに運転することができ
る。
流の位相差が予め設定されている位相差よりも小さい場
合には、逆変換回路から負荷への電力を一時停止するこ
とにより、元の状態に復帰させるようにしているので、
インバータをなるべく停止せずに運転することができ
る。
【００１４】（２）この場合において、前記オフ信号が
任意の時間内に連続して生じた場合には、順変換回路の
入力及び逆変換回路の高周波出力を遮断することを特徴
としている。
任意の時間内に連続して生じた場合には、順変換回路の
入力及び逆変換回路の高周波出力を遮断することを特徴
としている。
【００１５】この発明の構成によれば、高周波電力オフ
信号が連続して生じた場合には、順変換回路の入力と逆
変換回路の高周波出力を遮断してスイッチング素子の破
壊を防止することができる。
信号が連続して生じた場合には、順変換回路の入力と逆
変換回路の高周波出力を遮断してスイッチング素子の破
壊を防止することができる。
【００１６】（３）また、前記逆変換回路の高周波出力
の制御を周波数を可変することにより行なうことを特徴
としている。この発明の構成によれば、高周波出力の制
御をサイリスタの点弧角制御ではなくる。逆変換回路の
周波数制御で行なうことにより、高周波出力制御を容易
に行なうことができる。
の制御を周波数を可変することにより行なうことを特徴
としている。この発明の構成によれば、高周波出力の制
御をサイリスタの点弧角制御ではなくる。逆変換回路の
周波数制御で行なうことにより、高周波出力制御を容易
に行なうことができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態例を詳細に説明する。図１は本発明のインバー
タ回路の構成例を示す図である。図４と同一のものは、
同一の符号を付して示す。図において、２は整流用ダイ
オードＤ３が６個よりなる３相全波整流回路である。該
整流回路２の出力は、ダイオードＤ２、コイルＬ１及び
コンデンサＣ１よりなる平滑回路に導かれる。ＳＷ１〜
ＳＷ４は平滑回路で平滑された直流電圧を高周波電圧に
して負荷１に印加するスイッチング素子である。該スイ
ッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４としては、例えばＦＥＴ
（電界効果トランジスタ）が用いられる。このように構
成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
施の形態例を詳細に説明する。図１は本発明のインバー
タ回路の構成例を示す図である。図４と同一のものは、
同一の符号を付して示す。図において、２は整流用ダイ
オードＤ３が６個よりなる３相全波整流回路である。該
整流回路２の出力は、ダイオードＤ２、コイルＬ１及び
コンデンサＣ１よりなる平滑回路に導かれる。ＳＷ１〜
ＳＷ４は平滑回路で平滑された直流電圧を高周波電圧に
して負荷１に印加するスイッチング素子である。該スイ
ッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４としては、例えばＦＥＴ
（電界効果トランジスタ）が用いられる。このように構
成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００１８】この回路では、整流回路２が３相交流を直
流電圧に変換する。得られた直流電圧は続く平滑回路で
平坦な直流電圧に変換される。この直流電圧は、スイッ
チング素子ＳＷ１〜ＳＷ４により負荷１に高周波電圧と
して印加される。即ち、スイッチング素子ＳＷ１とＳＷ
４、ＳＷ２とＳＷ３とが交互にオンになり、負荷１に高
周波電圧を印加する。これにより、負荷１には所定の電
力が供給される。
流電圧に変換する。得られた直流電圧は続く平滑回路で
平坦な直流電圧に変換される。この直流電圧は、スイッ
チング素子ＳＷ１〜ＳＷ４により負荷１に高周波電圧と
して印加される。即ち、スイッチング素子ＳＷ１とＳＷ
４、ＳＷ２とＳＷ３とが交互にオンになり、負荷１に高
周波電圧を印加する。これにより、負荷１には所定の電
力が供給される。
【００１９】この回路では、負荷１に供給する電力は、
インバータのスイッチング周波数を変化することによ
り、制御される。図２は本発明の負荷インピーダンスの
周波数特性例を示す図である。図のΔｆは動作周波数範
囲である。この回路では、インバータ出力を大きくする
ほど動作点が共振点Ａに近づき、出力を小さくするほど
誘導性が強くなる。つまり、運転移相率ｃｏｓθで出力
を制御する構成となっている。負荷のインピーダンスＺ
の絶対値は（１）式に示すものと同じである。
インバータのスイッチング周波数を変化することによ
り、制御される。図２は本発明の負荷インピーダンスの
周波数特性例を示す図である。図のΔｆは動作周波数範
囲である。この回路では、インバータ出力を大きくする
ほど動作点が共振点Ａに近づき、出力を小さくするほど
誘導性が強くなる。つまり、運転移相率ｃｏｓθで出力
を制御する構成となっている。負荷のインピーダンスＺ
の絶対値は（１）式に示すものと同じである。
【００２０】図３は本発明のインバータ回路の一実施の
形態例を示す図である。図１と同一のものは、同一の符
号を付して示す。図において、３は交流電源スイッチ、
１０は順変換回路、１１は該順変換回路１０の出力を受
ける逆変換回路で、その高周波出力は負荷１（図示せ
ず）に供給される。
形態例を示す図である。図１と同一のものは、同一の符
号を付して示す。図において、３は交流電源スイッチ、
１０は順変換回路、１１は該順変換回路１０の出力を受
ける逆変換回路で、その高周波出力は負荷１（図示せ
ず）に供給される。
【００２１】１２は逆変換回路１１の高周波電圧を検出
する電圧検出部、１３は同じく高周波電流を検出する電
流検出回路である。電圧検出にはＰＴ（パワートラン
ス）が用いられ、電流検出にはＣＴ（カレントトラン
ス）が用いられる。電圧検出回路１２の出力と、電流検
出回路１３の出力は位相差検出回路１４に与えられる。
位相差検出回路１４は、高周波電圧と電流の位相差に応
じた信号を出力する。この位相差信号は、続く平滑回路
１５により平滑された平坦な直流電圧となる。
する電圧検出部、１３は同じく高周波電流を検出する電
流検出回路である。電圧検出にはＰＴ（パワートラン
ス）が用いられ、電流検出にはＣＴ（カレントトラン
ス）が用いられる。電圧検出回路１２の出力と、電流検
出回路１３の出力は位相差検出回路１４に与えられる。
位相差検出回路１４は、高周波電圧と電流の位相差に応
じた信号を出力する。この位相差信号は、続く平滑回路
１５により平滑された平坦な直流電圧となる。
【００２２】この直流電圧は、コンパレータ１６と１７
の負入力に与えられる。一方、コンパレータ１６の正入
力にはθ１設定器２７よりθ１に応じた電圧が入力さ
れ、コンパレータ１７の正入力にはθ２設定器θ２８に
よりθ２に応じた電圧が入力される。つまり、θ１〜θ
２までの電圧が入力される。即ち、図に示す回路は位相
差θ１〜θ２で動作するようになっている。
の負入力に与えられる。一方、コンパレータ１６の正入
力にはθ１設定器２７よりθ１に応じた電圧が入力さ
れ、コンパレータ１７の正入力にはθ２設定器θ２８に
よりθ２に応じた電圧が入力される。つまり、θ１〜θ
２までの電圧が入力される。即ち、図に示す回路は位相
差θ１〜θ２で動作するようになっている。
【００２３】θ１が設定値例えば９゜より大きくなった
場合にはコンパレータ１６の出力は“０”のままで、ワ
ンショット・マルチバイブレータ１８は動作しない。こ
の場合には、リレー回路２３はオンであり、高周波出力
設定器３０で設定された高周波出力電圧が誤差増幅器２
４に与えられる。該誤差増幅器２４は、Ｖ／Ｆコンバー
タ２５を駆動し、ゲートドライバ２６を介して逆変換回
路１１を駆動し、逆変換回路１１は高周波で負荷１を駆
動する。
場合にはコンパレータ１６の出力は“０”のままで、ワ
ンショット・マルチバイブレータ１８は動作しない。こ
の場合には、リレー回路２３はオンであり、高周波出力
設定器３０で設定された高周波出力電圧が誤差増幅器２
４に与えられる。該誤差増幅器２４は、Ｖ／Ｆコンバー
タ２５を駆動し、ゲートドライバ２６を介して逆変換回
路１１を駆動し、逆変換回路１１は高周波で負荷１を駆
動する。
【００２４】この時の高周波電流信号は、高周波信号平
滑回路２７に入り、誤差増幅器２４の負入力に印加され
る。この状態では、高周波電流が高周波出力設定器３０
で設定された出力状態になるように負帰還制御が行なわ
れ、負荷１に一定の電流が供給される。
滑回路２７に入り、誤差増幅器２４の負入力に印加され
る。この状態では、高周波電流が高周波出力設定器３０
で設定された出力状態になるように負帰還制御が行なわ
れ、負荷１に一定の電流が供給される。
【００２５】θ１が設定値例えば９゜よりも小さくなっ
た場合には、コンパレータ１６の出力は正になり、ワン
ショット・マルチバイブレータ１８が任意時間だけ
“１”レベルのパルス（オフ信号）を発生する。このパ
ルスは、リレー回路２３に入り、リレーをパルス幅の期
間オフにする。この結果、誤差増幅器２４の正入力には
“０”電圧が入力される。一方、このパルスはゲートド
ライバ２６にも入り、その期間だけゲートを閉じる。
た場合には、コンパレータ１６の出力は正になり、ワン
ショット・マルチバイブレータ１８が任意時間だけ
“１”レベルのパルス（オフ信号）を発生する。このパ
ルスは、リレー回路２３に入り、リレーをパルス幅の期
間オフにする。この結果、誤差増幅器２４の正入力には
“０”電圧が入力される。一方、このパルスはゲートド
ライバ２６にも入り、その期間だけゲートを閉じる。
【００２６】このため、逆変換回路１１は所期の動作を
しなくなる。そして、前記パルスが“０”に立ち下がっ
た後には、リレー回路２３は再度オンになり、ゲートド
ライバ２６の出力も開き、装置は再起動される。前記変
移がコイルタッチ等の軽微な故障である場合には、誤差
増幅器２４が動作し、高周波出力設定値と高周波信号平
滑回路２７の出力と等しくなるような負帰還制御動作に
戻り、回路動作は元に復帰する。
しなくなる。そして、前記パルスが“０”に立ち下がっ
た後には、リレー回路２３は再度オンになり、ゲートド
ライバ２６の出力も開き、装置は再起動される。前記変
移がコイルタッチ等の軽微な故障である場合には、誤差
増幅器２４が動作し、高周波出力設定値と高周波信号平
滑回路２７の出力と等しくなるような負帰還制御動作に
戻り、回路動作は元に復帰する。
【００２７】積分回路１９は、ワンショット・マルチバ
イブレータ１８の出力（オフ信号）を積分している。そ
の積分値が積分レベル設定器２９の設定値よりも小さい
間は、コンパレータ２０の出力は“１”のままでオアゲ
ート２１を閉じる。この結果、フリップフロップ２２の
出力は反転せず、交流電源スイッチ３はオンのまま、リ
レー回路２３はオンのままである。
イブレータ１８の出力（オフ信号）を積分している。そ
の積分値が積分レベル設定器２９の設定値よりも小さい
間は、コンパレータ２０の出力は“１”のままでオアゲ
ート２１を閉じる。この結果、フリップフロップ２２の
出力は反転せず、交流電源スイッチ３はオンのまま、リ
レー回路２３はオンのままである。
【００２８】ここで、ワンショット・マルチバイブレー
タ１８の出力が連続して生じた場合には、積分回路１９
の出力が増大し、コンパレータ２０の出力を“０”に反
転させる。この結果、積分回路１９の出力でオアゲート
２１は開く。この結果、オアゲート２１の出力は“１”
になり、フリップフロップ２２を反転させる。この結
果、交流電源スイッチ３をオフにし、リレー回路２３を
オフにし、高周波出力設定値を０にする。これにより、
逆変換回路１１は動作しなくなり、遮断される。
タ１８の出力が連続して生じた場合には、積分回路１９
の出力が増大し、コンパレータ２０の出力を“０”に反
転させる。この結果、積分回路１９の出力でオアゲート
２１は開く。この結果、オアゲート２１の出力は“１”
になり、フリップフロップ２２を反転させる。この結
果、交流電源スイッチ３をオフにし、リレー回路２３を
オフにし、高周波出力設定値を０にする。これにより、
逆変換回路１１は動作しなくなり、遮断される。
【００２９】一方、θ２を設定するコンパレータ１７の
出力は“１”のままであるので、この結果、オアゲート
２１には“１”レベルが入力される。また、θ２設定器
２８で設定されたθ２に対応した電圧はコンパレータ１
７の正入力に与えられる。若し、位相差がθ２以下にな
ると、コンパレータ１７は“０”となり、この信号はオ
アゲート２１を介してフリップフロップ２２に与えら
れ、フリップフロップ２２の出力でリレー回路２３をオ
フにし、交流電源スイッチ３もオフにする。スイッチン
グ素子の破壊を防止するためである。
出力は“１”のままであるので、この結果、オアゲート
２１には“１”レベルが入力される。また、θ２設定器
２８で設定されたθ２に対応した電圧はコンパレータ１
７の正入力に与えられる。若し、位相差がθ２以下にな
ると、コンパレータ１７は“０”となり、この信号はオ
アゲート２１を介してフリップフロップ２２に与えら
れ、フリップフロップ２２の出力でリレー回路２３をオ
フにし、交流電源スイッチ３もオフにする。スイッチン
グ素子の破壊を防止するためである。
【００３０】以上の動作では、運転移相率θがθ＜θ２
ならば、電源を遮断し、θ２＜θ＜θ１ならば、任意時
間だけ出力をオフにし、出力を下げ、任意時間後出力を
復帰させる。軽微な故障の場合には、一定時間だけ出力
を下げて再起動すると、装置は正常な動作を行なう場合
が多いからである。ここで、θ２＜θ＜θ１が長く続く
ような場合には、前述したように電源を遮断する。この
場合には、動作周波数範囲が安定な範囲から継続的に外
れる状態となるので、スイッチング素子が破壊されるこ
とを防ぐために、電源を遮断するものである。
ならば、電源を遮断し、θ２＜θ＜θ１ならば、任意時
間だけ出力をオフにし、出力を下げ、任意時間後出力を
復帰させる。軽微な故障の場合には、一定時間だけ出力
を下げて再起動すると、装置は正常な動作を行なう場合
が多いからである。ここで、θ２＜θ＜θ１が長く続く
ような場合には、前述したように電源を遮断する。この
場合には、動作周波数範囲が安定な範囲から継続的に外
れる状態となるので、スイッチング素子が破壊されるこ
とを防ぐために、電源を遮断するものである。
【００３１】θ２＜θ＜θ１の場合、ワンショット・マ
ルチバイブレータ１８の出力は、所定の幅のパルスをゲ
ートドライバ２６とリレー回路２３に与え、その間、ゲ
ートドライバ２６の出力を閉じ、リレー回路２３をオフ
にする。この結果、誤差増幅器２４の出力は０になり、
ゲートドライバ２６から駆動周波数信号は出力されず、
逆変換回路１１は、前記パルス幅の間、動作を停止す
る。そして、所定期間が終了すると、逆変換回路１１は
動作を開始し、負荷に高周波電力を供給する。コイルタ
ッチのような瞬間的な位相変化に対しては、所定の時間
後、再起動することにより、位相変化は元に戻り、再度
動作することが可能となる。
ルチバイブレータ１８の出力は、所定の幅のパルスをゲ
ートドライバ２６とリレー回路２３に与え、その間、ゲ
ートドライバ２６の出力を閉じ、リレー回路２３をオフ
にする。この結果、誤差増幅器２４の出力は０になり、
ゲートドライバ２６から駆動周波数信号は出力されず、
逆変換回路１１は、前記パルス幅の間、動作を停止す
る。そして、所定期間が終了すると、逆変換回路１１は
動作を開始し、負荷に高周波電力を供給する。コイルタ
ッチのような瞬間的な位相変化に対しては、所定の時間
後、再起動することにより、位相変化は元に戻り、再度
動作することが可能となる。
【００３２】この実施の形態例によれば、高周波電圧と
電流の位相差が予め設定されている位相差の範囲内にあ
る場合には、逆変換回路から負荷への電力を一時停止す
ることにより、元の状態に復帰させるようにしているの
で、インバータをなるべく停止せずに運転することがで
きる。
電流の位相差が予め設定されている位相差の範囲内にあ
る場合には、逆変換回路から負荷への電力を一時停止す
ることにより、元の状態に復帰させるようにしているの
で、インバータをなるべく停止せずに運転することがで
きる。
【００３３】この場合において、前記オフ信号が任意の
時間内に連続して生じた場合には、順変換回路の入力及
び逆変換回路の高周波出力を遮断する。これにより、位
相差が予め設定されている範囲に継続的に入っている場
合には、順変換回路の入力と逆変換回路の高周波出力を
遮断してスイッチング素子の破壊を防止することができ
る。
時間内に連続して生じた場合には、順変換回路の入力及
び逆変換回路の高周波出力を遮断する。これにより、位
相差が予め設定されている範囲に継続的に入っている場
合には、順変換回路の入力と逆変換回路の高周波出力を
遮断してスイッチング素子の破壊を防止することができ
る。
【００３４】また、前記逆変換回路の高周波出力の制御
を周波数を可変することにより行なうので、高周波出力
の制御をサイリスタの点弧角制御ではなく、高周波出力
制御を容易に行なうことができる。
を周波数を可変することにより行なうので、高周波出力
の制御をサイリスタの点弧角制御ではなく、高周波出力
制御を容易に行なうことができる。
【００３５】このように、本発明によれば、瞬間的なコ
イルタッチのように、負荷変動直後に負荷状態が正常な
状態に復帰する可能性がある場合、また保護回路にノイ
ズが混入して保護回路が誤動作する可能性がある場合、
インバータを停止させずに出力を一度下げた後、インバ
ータ動作が再開されるため、ユーザにおける生産性に支
障をきたすことが少なくなる。また、インバータ運転移
相率ｃｏｓ５゜をスイッチング素子破損の可能性の境目
と仮定し、通常の運転移相率ｃｏｓθ＝１０゜近辺とす
ると、瞬時のコイルタッチにより負荷変動が生じた時
に、θ＝５゜〜１０゜以上になった場合にインバータを
停止させずに運転再開、θ＝５゜以下になった場合、イ
ンバータ停止というように生産性とインバータの保護性
のバランスを確保している。
イルタッチのように、負荷変動直後に負荷状態が正常な
状態に復帰する可能性がある場合、また保護回路にノイ
ズが混入して保護回路が誤動作する可能性がある場合、
インバータを停止させずに出力を一度下げた後、インバ
ータ動作が再開されるため、ユーザにおける生産性に支
障をきたすことが少なくなる。また、インバータ運転移
相率ｃｏｓ５゜をスイッチング素子破損の可能性の境目
と仮定し、通常の運転移相率ｃｏｓθ＝１０゜近辺とす
ると、瞬時のコイルタッチにより負荷変動が生じた時
に、θ＝５゜〜１０゜以上になった場合にインバータを
停止させずに運転再開、θ＝５゜以下になった場合、イ
ンバータ停止というように生産性とインバータの保護性
のバランスを確保している。
【００３６】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、 （１）交流電源を整流して直流に変換する順変換回路
と、変換された直流を交流に変換する逆変換回路と、該
逆変換回路の出力を安定化する制御回路を有する電圧型
インバータ回路において、前記逆変換回路の電圧と電流
の位相差を検出する位相差検出手段と、該位相差検出手
段の出力により電圧と電流の位相差が予め設定されてい
る位相差よりも小さい場合に、任意の時間だけ逆変換回
路をオフにすると共に、高周波出力の電圧又は電流を安
定化するための誤差増幅器の高周波出力設定信号をオフ
にして高周波出力を任意の時間だけオフにし、任意の時
間経過後に前記オフを解除する制御手段とを具備するこ
とにより、高周波電圧と電流の位相差が予め設定されて
いる位相差よりも小さい場合には、逆変換回路から負荷
への電力を一時停止し、元の状態に復帰させるようにし
ているので、インバータをなるべく停止せずに運転する
ことができる。
よれば、 （１）交流電源を整流して直流に変換する順変換回路
と、変換された直流を交流に変換する逆変換回路と、該
逆変換回路の出力を安定化する制御回路を有する電圧型
インバータ回路において、前記逆変換回路の電圧と電流
の位相差を検出する位相差検出手段と、該位相差検出手
段の出力により電圧と電流の位相差が予め設定されてい
る位相差よりも小さい場合に、任意の時間だけ逆変換回
路をオフにすると共に、高周波出力の電圧又は電流を安
定化するための誤差増幅器の高周波出力設定信号をオフ
にして高周波出力を任意の時間だけオフにし、任意の時
間経過後に前記オフを解除する制御手段とを具備するこ
とにより、高周波電圧と電流の位相差が予め設定されて
いる位相差よりも小さい場合には、逆変換回路から負荷
への電力を一時停止し、元の状態に復帰させるようにし
ているので、インバータをなるべく停止せずに運転する
ことができる。
【００３７】（２）この場合において、前記オフ信号が
任意の時間内に連続して生じた場合には、順変換回路の
入力及び逆変換回路の高周波出力を遮断することによ
り、高周波電力オフ信号が連続して生じた場合には、順
変換回路の入力と逆変換回路の高周波出力を遮断してス
イッチング素子の破壊を防止することができる。
任意の時間内に連続して生じた場合には、順変換回路の
入力及び逆変換回路の高周波出力を遮断することによ
り、高周波電力オフ信号が連続して生じた場合には、順
変換回路の入力と逆変換回路の高周波出力を遮断してス
イッチング素子の破壊を防止することができる。
【００３８】（３）また、高周波出力の制御をサイリス
タの点弧角制御ではなく、前記逆変換回路の高周波出力
の制御を周波数を可変することにより行なうことで、高
周波出力制御を容易に行なうことができる。
タの点弧角制御ではなく、前記逆変換回路の高周波出力
の制御を周波数を可変することにより行なうことで、高
周波出力制御を容易に行なうことができる。
【図１】本発明のインバータ回路の構成例を示す図であ
る。
る。
【図２】本発明の負荷インピーダンスの周波数特性例を
示す図である。
示す図である。
【図３】本発明のインバータ回路の一実施の形態例を示
す図である。
す図である。
【図４】従来のインバータ回路の構成例を示す図であ
る。
る。
【図５】負荷のインピーダンスの周波数特性例を示す図
である。
である。
１ 負荷 ２ 整流回路 Ｄ２ ダイオード Ｌ１ インダクタンス Ｃ１ コンデンサ ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチング素子
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源を整流して直流に変換する順変
換回路と、変換された直流を交流に変換する逆変換回路
と、該逆変換回路の出力を安定化する制御回路を有する
電圧型インバータ回路において、 前記逆変換回路の電圧と電流の位相差を検出する位相差
検出手段と、 該位相差検出手段の出力により電圧と電流の位相差が予
め設定されている位相差よりも小さい場合に、任意の時
間だけ逆変換回路をオフにすると共に、高周波出力の電
圧又は電流を安定化するための誤差増幅器の高周波出力
設定信号をオフにして高周波出力を任意の時間だけオフ
にし、任意の時間経過後に前記オフを解除する制御手段
とを具備することを特徴とする電圧型インバータの保護
回路。 - 【請求項２】 前記オフ信号が任意の時間内に連続して
生じた場合には、順変換回路の入力及び逆変換回路の高
周波出力を遮断することを特徴とする請求項１記載の電
圧型インバータの保護回路。 - 【請求項３】 前記逆変換回路の高周波出力の制御を周
波数を可変することにより行なうことを特徴とする請求
項１又は２の何れかに記載の電圧型インバータの保護回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10132967A JPH11332247A (ja) | 1998-05-15 | 1998-05-15 | 電圧型インバータの保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10132967A JPH11332247A (ja) | 1998-05-15 | 1998-05-15 | 電圧型インバータの保護回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11332247A true JPH11332247A (ja) | 1999-11-30 |
Family
ID=15093696
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10132967A Withdrawn JPH11332247A (ja) | 1998-05-15 | 1998-05-15 | 電圧型インバータの保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11332247A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007159174A (ja) * | 2005-11-30 | 2007-06-21 | Denki Kogyo Co Ltd | インバータ回路保護手段を有するインバータ装置およびその制御方法 |
| JP2011029127A (ja) * | 2009-07-29 | 2011-02-10 | Fuji Electric Systems Co Ltd | コンタクト式電縫管溶接電源装置における負荷開放検出方法 |
| JP2012050296A (ja) * | 2010-08-30 | 2012-03-08 | Daihen Corp | 高周波電源装置 |
-
1998
- 1998-05-15 JP JP10132967A patent/JPH11332247A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007159174A (ja) * | 2005-11-30 | 2007-06-21 | Denki Kogyo Co Ltd | インバータ回路保護手段を有するインバータ装置およびその制御方法 |
| JP2011029127A (ja) * | 2009-07-29 | 2011-02-10 | Fuji Electric Systems Co Ltd | コンタクト式電縫管溶接電源装置における負荷開放検出方法 |
| JP2012050296A (ja) * | 2010-08-30 | 2012-03-08 | Daihen Corp | 高周波電源装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050802 |