JPH11317664A - 高周波発振器 - Google Patents
高周波発振器Info
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- JPH11317664A JPH11317664A JP10125040A JP12504098A JPH11317664A JP H11317664 A JPH11317664 A JP H11317664A JP 10125040 A JP10125040 A JP 10125040A JP 12504098 A JP12504098 A JP 12504098A JP H11317664 A JPH11317664 A JP H11317664A
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Abstract
振周波数の差によって生じる制御ループの自然周波数の
変化を小さく抑えることができ、必要とされる全周波数
範囲にわたって位相雑音を低減すること。 【解決手段】 電圧制御発振器21と、可変分周器22と、
基準発振器24と、基準分周器25Aと、位相比較器23と、
チャージポンプ26Aと、低域通過フィルタ27とを具備し
た高周波発振器において、選局操作に基づいて可変分周
器22の分周比N を設定するときには、電圧制御発振器21
から出力可能な発振周波数範囲において所定の上側周波
数範囲を設定する場合とそれよりも下側周波数範囲を設
定する場合とで、基準分周器25Aの分周比Rを異なった値
に設定したり、或いはチャージポンプ26A の電流値を異
なった値に設定する制御手段30を設けたものである。こ
れにより、PLL制御ループの自然周波数の変化を小さ
く抑えることが可能になる。
Description
送、地上波放送などにおけるデジタル変調された信号を
受信するチューナに使用する高周波発振器に関する。
従来のアナログ変調されたNTSC等のテレビ信号に加
え、QPSK、64QAMあるいはOFDM、8VSB
等のデジタル変凋されたされた信号による放送が行われ
ようとしている。
た通常50〜850MHz程度の高周波信号(RF信
号)をケーブルによって各家庭に配信し、このRF信号
をチューナに人力し、チューナによって1回ないし2回
の周波数変換(周波数変換が1回の場合はシングルスー
パーヘテロダイン方式、2回の場合はダブルスーパーヘ
テロダイン方式と言われる)によって中間周波数(以
下、IFという。IFは日本では57±3MHz、米国
では44士3MHzである。)と呼ばれる周波数帯へ周
波数変換した後、QPSK、64QAMあるいはOFD
M、8VSB等のデジタル復調が行われる。
を有しているため、位相情報の純度を劣化させると受信
信号の復調品位を低下させることになる。
間周波信号に周波数変換する際に局部発振器としての高
周波発振器が必要であるが、この高周波発振器の位相雑
音が大きい場合には、高周波発振器から発振信号によっ
て周波数変換されたIF信号の位相純度が低下し、結果
としてデジタル復調される信号品位が低下することにな
る。
(VCO:Voltage Controlled Oscillator)をPLL
(Phase Locked Loop)で制御されたPLO(Phase Loc
ked Oscillator)として構成される。この高周波発振器
の発振周波数は、前述の一回の周波数変換でIFに変換
する場合では、入力信号よりIF分だけ高い周波数とさ
れ、概ね90〜910MHzの発振周波数範囲を必要と
する。通常電圧制御発振器に使用される可変容量ダイオ
ードでは、制御電圧に対する容量変化比には制約がある
ため、連続した制御電圧範囲(0〜30V)では、発振
周波数範囲の上限と下限の比は1.5倍〜2.5倍程度
である。このため、局部発振器である高周波発振器の発
振周波数を、複数の周波数帯域に分割することで、全周
波数帯域(90〜910MHz)をカバーしている。
概略90〜225MHz、225〜500MHz、50
0〜910MHzの3つの周波数帯域(バンド)につい
て、それぞれバンドで0〜30Vの連続した制御電圧範
囲でカバーしている。
シングルスーパーヘテロダイン方式で3バンド切り替え
を行う場合、混合器及び局部発振器からなる周波数変換
手段は各バンドにつき1組、即ち3つの周波数変換手段
を備えて構成されている。以降の説明においては、1つ
のバンドに対応した発振周波数範囲90〜225MHz
を0〜30Vの制御電圧範囲で制御するチューナにおけ
る高周波発振器の例についてのみ取り扱うが、他の発振
周波数範囲においても同様である。
示す。図5には、チューナ10、高周波発振器20、選
局用マイコン30、操作手段40が示されている。
電圧制御発振器(VCO)21とで構成されている。混
合器11において、入力RF信号と電圧制御発振器(V
CO)21からの発振信号とを混合し、IF信号に周波
数変換して出力する。
CO)21と、分周比1/N(Nは選局チャンネルに応
じて可変)の可変分周器22と、デジタル型の位相比較
器23と、基準発振器(XO)24と、分周比1/R
(Rは選局チャンネルによらず固定)の基準分周器25
と、チャージポンプ26と、アクティブ型の低域通過フ
ィルタ(LPF)27と、選局操作に応じた分周比Nの
データを出力するデータインターフェース29とで構成
されている。
器22で1/Nに分周された後、デジタル型の位相比較
器23の第1の入力端子に入力される。水晶発振器など
による基準発振器24の発振信号は基準分周器25で1
/Rに分周された後(これを比較周波数と言う)、位相
比較器23の第2の入力端子に入力される。位相比較器
23は入力された2つの入力信号の位相を比較し、その
誤差情報(2つの入力信号間の位相の進み,遅れ,或い
は同位相かの情報)に応じて次段のチャージポンプ26
の動作状態を変化させ、これによってアクティブ型の低
域通過フィルタ(LPF)27のコンデンサに対して充
電,放電,或いは電圧ホールドを行う。低域通過フィル
タ(LPF)27は、そのコンデンサへの充電,放電,
電圧ホールドによって電圧制御発振器21への出力電圧
が降下,上昇,安定保持される。つまり、低域通過フィ
ルタ27からは、前記位相誤差に応じた制御電圧が出力
され、電圧制御発振器21の制御端子28に供給され
る。データインターフェース29は、操作手段40によ
って選択される選局チャンネルに応じて選局用マイコン
30から出力した分周比Nのデータを、可変分周器22
に供給するためのインターフェースである。
えられる。自然周波数とは、制御ループをループフィル
タとループゲインによって振動を持続させたと仮定した
ときの振動周波数をいう。
(Gvco)と分周比(N)は、発振周波数によって異な
る。
o)の特性例を示す。電圧制御発振器の発振周波数fvco
が90〜225MHzの範囲では、fvco=90MHz
のとき電圧制御発振器の制御感度が最大でGvco=24
MHz/V、fvco=225MHzのとき電圧制御発振
器の制御感度が最小でGvco=4MHz/Vであった。
zの場合の分周比の逆数(1/N)を示す。電圧制御発
振器の発振周波数fvcoが90〜225MHzの範囲で
は、fvco=90MHzのとき1/N=6.9E−4で
最大、fvco=225MHzのとき1/N=2.8E−
4で最小であった。
cp=0.25mA、低域通過フィルタのコンデンサの容
量値C=27nFとした場合の自然周波数fn は(1)
式より、fvco=90MHzでは2kHz,fvco=22
5MHzでは0.5kHzである。この結果は、発振周
波数範囲の下限と上限とで、自然周波数fn の比が4倍
になることを示している。この比は、2つの定数、チャ
ージポンプ電流Icpの電流値、低域通過フィルタのコン
デンサの容量値Cの各設定値に関わらず一定であること
は(1)式から明らかである。
制御発振器の発振周波数fvcoによって制御ループの自
然周波数fn が大きく(4倍程度)変化するため、必要
とされる全周波数範囲にわたって低位相雑音を達成する
ことが困難であった。
によると、電圧制御発振器の発振周波数によって制御ル
ープの自然周波数が大きく(4倍程度)変化するため、
必要とされる全周波数範囲にわたって低位相雑音化を図
ることが困難であった。
されたものであり、電圧制御発振器の発振周波数を変え
ても、電圧制御発振器の発振周波数の差によって生じる
制御ループの自然周波数の変化を小さく抑えることがで
き、必要とされる全周波数範囲にわたって位相雑音を低
減化することができる高周波発振器を提供することを目
的とするものである。
所定の制御電圧範囲において発振周波数が連続的に可変
の電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の信号を分周
する可変分周器と、基準発振器と、前記基準発振器の信
号を分周する基準分周器と、前記可変分周器からの信号
と前記基準分周器からの信号との位相誤差を検出する位
相比較器と、前記位相比較器で検出した位相誤差データ
に基づいて電流量を制御するためのチャージポンプと、
前記チャージポンプによる電流量の制御により前記位相
誤差に対応した制御電圧を生成し、前記電圧制御発振器
の制御端子に供給する低域通過フィルタと、を具備した
高周波発振器において、選局操作に基づいて前記可変分
周器の分周比を設定するときには、前記電圧制御発振器
から出力可能な発振周波数範囲において所定の上側周波
数範囲を設定する場合と下側周波数範囲を設定する場合
とで、前記基準分周器の分周比を異なった値に設定する
制御手段を設けたものである。
を投定可能な基準分周器を備え、選局する発振周波数に
応じてつまり前記可変分周器の分周比設定に応じて、前
記基準分周器の分周比を予定していた値に設定する。こ
れにより、電圧制御発振器の発振周波数の差によって生
じる制御ループの自然周波数の変化を小さく抑えること
が可能になる。
囲において発振周波数が連続的に可変の電圧制御発振器
と、前記電圧制御発振器の信号を分周する可変分周器
と、基準発振器と、前記基準発振器の信号を分周する基
準分周器と、前記可変分周器からの信号と前記基準分周
器からの信号との位相誤差を検出する位相比較器と、前
記位相比較器で検出した位相誤差データに基づいて電流
量を制御するためのチャージポンプと、前記チャージポ
ンプによる電流量の制御により前記位相誤差に対応した
制御電圧を生成し、前記電圧制御発振器の制御端子に供
給する低域通過フィルタと、を具備した高周波発振器に
おいて、選局操作に基づいて前記可変分周器の分周比を
設定するときには、前記電圧制御発振器から出力可能な
発振周波数範囲において所定の上側周波数範囲を設定す
る場合と下側周波数範囲を設定する場合とで、前記チャ
ージポンプの電流値を異なった値に設定する制御手段を
設けたものである。
ジポンプ電流値を設定可能なチャージポンプを備え、選
局する発振周波数に応じてつまり前記可変分周器の分周
比設定に応じて、前記チャージポンプの電流値を予定し
ていた値に設定する。これにより、電圧制御発振器の発
振周波数の差によって生じる制御ループの自然周波数の
変化をより小さく抑えることが可能になる。
囲において発振周波数が連続的に可変の電圧制御発振器
と、前記電圧制御発振器の信号を分周する可変分周器
と、基準発振器と、前記基準発振器の信号を分周する基
準分周器と、前記可変分周器からの信号と前記基準分周
器からの信号との位相誤差を検出する位相比較器と、前
記位相比較器で検出した位相誤差データに基づいて電流
量を制御するためのチャージポンプと、前記チャージポ
ンプによる電流量の制御により前記位相誤差に対応した
制御電圧を生成し、前記電圧制御発振器の制御端子に供
給する低域通過フィルタと、を具備した高周波発振器に
おいて、選局操作に基づいて前記可変分周器の分周比を
設定するときには、前記電圧制御発振器から出力可能な
発振周波数範囲において所定の上側周波数範囲を設定す
る場合と下側周波数範囲を設定する場合と上側,下側の
中間の周波数範囲を設定する場合とで、前記基準分周器
の分周比を異なった値に設定する一方前記チャージポン
プの電流値を異なった値に設定する制御手段を設けたも
のである。
を投定可能な基準分周器を備える一方複数のチャージポ
ンプ電流値を設定可能なチャージポンプを備え、選局す
る発振周波数に応じてつまり前記可変分周器の分周比設
定に応じて、前記基準分周器の分周比を予定していた値
に設定する一方前記チャージポンプの電流値を予定して
いた値に設定する。これにより、電圧制御発振器の発振
周波数の差によって生じる制御ループの自然周波数の変
化をより一層小さく抑えることが可能になる。
囲において発振周波数が連続的に可変の電圧制御発振器
と、前記電圧制御発振器の信号を分周する可変分周器
と、基準発振器と、前記基準発振器の信号を分周する基
準分周器と、前記可変分周器からの信号と前記基準分周
器からの信号との位相誤差を検出する位相比較器と、前
記位相比較器で検出した位相誤差データに基づいて電流
量を制御するためのチャージポンプと、前記チャージポ
ンプによる電流量の制御により前記位相誤差に対応した
制御電圧を生成し、前記電圧制御発振器の制御端子に供
給する低域通過フィルタと、を具備した高周波発振器に
おいて、選局操作に基づいて前記可変分周器の分周比を
設定するときに、前記電圧制御発振器から出力される発
振周波数が第1の周波数範囲では前記チャージポンプの
電流値を第1の電流とし、前記基準分周器からの出力周
波数を第1の周波数又は第1の周波数よりも高い第2の
周波数に切り替えるとともに、前記電圧制御発振器から
出力される発振周波数が前記第1の周波数範囲よりも高
い第2の周波数範囲では、前記チャージポンプの電流を
前記第1の電流よりも大きい第2の電流とし、前記基準
分周器からの出力周波数を前記第1の周波数又は前記第
2の周波数に切り替える制御手段を設けたものである。
参照して説明する。図1は本発明に係わる高周波発振器
を示すブロック図である。図5と同一機能を有する部分
には同一符号を付して説明する。
0、制御手段としての選局用マイコン30、操作手段4
0が示されている。
電圧制御発振器(VCO)21とで構成されている。混
合器11において、入力RF信号と電圧制御発振器21
からの発振信号とを混合し、IF信号に周波数変換して
出力する。
と、分周比1/N(Nはデータインターフェース29か
らの選局チャンネルに応じたデータにて可変制御され
る)の可変分周器22と、デジタル型の位相比較器23
と、基準発振器(XO)24と、分周比1/R(Rはデ
ータインターフェース29からのデータにて可変制御可
能である)の基準分周器25Aと、データインターフェ
ース29からのデータにてチャージポンプ電流が可変制
御可能なチャージポンプ26Aと、アクティブ型の低域
通過フィルタ(LPF)27と、選局操作に応じた分周
比Nのデータと分周比Rまたはチャージポンプ電流値の
データを出力するデータインターフェース29とで構成
されている。
40による選局操作に基づいて可変分周器22で1/N
に分周された後、デジタル型の位相比較器23の第1の
入力端子に入力される。水晶発振器などによる基準発振
器24の発振信号は基準分周器25Aで1/Rに分周さ
れた後(これを比較周波数と言う)、位相比較器23の
第2の入力端子に入力される。位相比較器23は入力さ
れた2つの入力信号の位相を比較し、その誤差情報(2
つの入力信号間の位相の進み,遅れ,或いは同位相かの
情報)に応じて次段のチャージポンプ26Aの動作状態
を変化させ、これによってアクティブ型の低域通過フィ
ルタ(LPF)27のコンデンサに対して充電,放電,
或いは電圧ホールドを行う。低域通過フィルタ(LP
F)27は、そのコンデンサへの充電,放電,電圧ホー
ルドによって電圧制御発振器21への出力電圧が降下,
上昇,安定保持される。つまり、低域通過フィルタ27
からは、前記位相誤差に応じた制御電圧が出力され、電
圧制御発振器21の制御端子28にフィードバックされ
る。これにより、電圧制御発振器21の発振周波数fvc
oは、比較周波数fcomp.のN倍にロックすることが可能
である。データインターフェース29は、操作手段40
によって選択される選局チャンネルに応じて選局用マイ
コン30から出力した分周比Nのデータと、分周比Rの
データおよび/またはチャージポンプ電流のデータをそ
れぞれ、可変分周器22と基準分周器25Aおよび/ま
たはチャージポンプ26Aに供給するためのインターフ
ェースである。
なる点は、基準分周器25Aが複数の分周比を設定可能
な構成になっていることと、また、チャージポンプ26
Aは複数のチャージポンプ電流値を設定可能な構成にな
っていることである。
波数fn は、図5の場合と同様、前述の(1)式で与え
られる。
図を示す。図2は(1)式で自然周波数fn を計算した
結果を示している。図2においては従来例と同一の、電
圧制御発振器21を使用しているため、図6に示した電
圧制御発振器の制御感度(Gvco)の特性をそのまま使
用した。また、低域通過フィルタ27のコンデンサの容
量値Cは、C=27nFとした。
0.25mAに設定したときに、比較周波数fcomp.を
62.5kHzに設定した場合と125kHzに設定し
た場合の自然周波数fn をプロットしたものである。横
軸に発振周波数fvco(MHz)を、縦軸に自然周波数
fn(Hz)をとっている。比較周波数fcomp.=62.
5kHzのとき、自然周波数fn の最大値は2000H
z,最小値は500Hzでその比は4倍であった。また
比較周波数fcomp.=125kHzのとき、自然周波数
fn の最大値は2800Hz,最小値は700Hzでそ
の比は4倍であった。従来例で述べたようにfcomp.=
62.5kHzの場合と125kHzの場合のいずれ
も、発振周波数範囲の上限と下限とで、自然周波数fn
の比が4倍になることを示している。
動作を示す図である。横軸に発振周波数fvco(MH
z)を、縦軸に自然周波数fn(Hz)をとっている。
図2(b)では、発振周波数範囲90〜205MHzでは
比較周波数fcomp.を62.5kHzに設定し、発振周
波数範囲205〜225MHzでは比較周波数fcomp.
を125kHzに設定した場合の自然周波数fn を実線
で示した。なお、図2(b)中の点線は比較用に図2(a)
の計算結果を示したものである。図2(b) の実線の結果
によれば、自然周波数fn の最大値は2000Hz,最
小値は700Hzでその比は3倍弱になり、従来比で4
分の3以下に改善された。尚、この実施の形態では比較
周波数fcomp.を切り替えるポイントを205MHzと
した場合を示しているが、本実施の形態のようにチャー
ジポンプ電流Icpを一定とし比較周波数fcomp.を切り
替える場合に比較周波数fcomp.を切り替えるポイント
は発振周波数範囲165〜218MHzであれば同等の
効果が得られる。
図を示す。図3は(1)式で自然周波数fn を計算した
結果を示している。図3においては従来例と同一の電圧
制御発振器21を使用しているため、図6に示した電圧
制御発振器の制御感度(Gvco)の特性をそのまま使用
した。また、低域通過フィルタ27のコンデンサの容量
値Cは、C=27nFとした。
5kHzに設定したときに、チャージポンプ電流Icpを
0.25mAに設定したの場合と1mAに設定した場合
の自然周波数fn をプロットしたものである。横軸に発
振周波数fvco(MHz)を、縦軸に自然周波数fn(H
z)をとっている。Icp=0.25mAのとき、自然周
波数fn の最大値は2000Hz,最小値は500Hz
でその比は4倍であった。またIcp=1mAのとき、自
然周波数fn の最大値は4000Hz,最小値は100
0Hzでその比は4倍であった。従来例で述べたように
Icp=0.25mAの場合と1mAの場合のいずれも、
発振周波数範囲の上限と下限とで、自然周波数fn の比
が4倍になることを示している。
動作を示す図である。横軸に発振周波数fvco(MH
z)を、縦軸に自然周波数fn(Hz)をとっている。
発振周波数範囲90〜205MHzではチャージボンプ
電流をIcp=0.25mAに設定し、発振周波数範囲2
05〜225MHzではチャージポンプ電流をIcp=1
mAに設定した場合の自然周波数fn を実線で示した。
なお、図3(b) 中の点線は比較用に図3(a) の計算結果
を示したものである。図3(b) の実線の結果によれば、
自然周波数fn の最大値は2000Hz,最小値は10
00Hzでその比は2倍になり、従来比で2分の1に改
善された。
図を示す。図4は(1)式で自然周波数fn を計算した
結果を示している。図4においても従来例と同一の電圧
制御発振器21を使用しているため、図6に示した電圧
制御発振器の制御感度(Gvco)の特性をそのまま使用
した。また、低域通過フィルタ27のコンデンサの容量
値Cは、C=27nFとした。
5kHzおよび125kHzに設定したそれぞれの場合
に、チャージポンプ電流Icpを0.25mAに設定した
場合と1mAに設定した場合の自然周波数fn をプロッ
トしたものである。横軸に発振周波数fvco(MHz)
を、縦軸に自然周波数fn(Hz)をとっている。いず
れの設定の場合も、発振周波数範囲の上限と下限とで、
自然周波数fn の比が4倍になることを示している。
動作を示す図である。横軸に発振周波数fvco(MH
z)を、縦軸に自然周波数fn(Hz)をとっている。
図4(b)では、発振周波数fvcoにより、上記図4(a) に
示した4通りの設定値のいずれかに設定した場合の自然
周波数fn を実線で示した。具体的には、発振周波数範
囲90〜150MHzではチャージポンプ電流をIcp=
0.25mA、比較周波数fcomp.=62.5kHzに
設定し、発振周波数範囲150〜200MHzではチャ
ージポンプ電流をIcp=0.25mA、比較周波数fco
mp.=125kHzに設定し、発振周波数範囲200〜
218MHzではチャージポンプ電流をIcp=1mA、
比較周波数fcomp.=62.5kHzに設定し、発振周
波数範囲218〜225MHzではチャージポンプ電流
をIcp=1mA、比較周波数fcomp.=125kHzに
設定した場合の自然周波数fn を実線で示した。なお、
図4(b) 中の点線は比較用に図4(a) の計算結果を示し
たものである。図4(b) の実線の結果によれば、自然周
波数fn の最大値は2100Hz,最小値は1500H
zでその比は約1.4倍になり、従来比で約3分の1に
改善された。
表現することもできる。すなわち、制御手段である選局
用マイコン30は、選局操作に基づいて可変分周器22
の分周比を設定するときに、電圧制御発振器21から出
力される発振周波数が第1の周波数範囲(90〜200
MHz)ではチャージポンプ26Aの電流値を第1の電
流(0.25mA)とし、基準分周器25Aからの出力
周波数を第1の周波数(62.5kHz )又は第1の周
波数よりも高い第2の周波数(125kHz )に切り替
えるとともに、電圧制御発振器21から出力される発振
周波数が前記第1の周波数範囲よりも高い第2の周波数
範囲(200〜225MHz)では、チャージポンプ2
6Aの電流を前記第1の電流(0.25mA)よりも大
きい第2の電流(1.00mA)とし、基準分周器25
Aからの出力周波数を前記第1の周波数(62.5kH
z )又は前記第2の周波数(125kHz )に切り替え
る制御を行うものである。
も多い図4(b) の実施の形態において設定値は4通りの
場合を示したが、比較周波数(基準分周器25Aからの
出力周波数)やチャージポンプ電流値の切り替えによ
り、設定値が3通りの場合も可能である。すなわち、制
御手段である選局用マイコン30は、選局操作に基づい
て可変分周器22の分周比を設定するときに、電圧制御
発振器21から出力可能な発振周波数範囲において所定
の上側周波数範囲を設定する場合と下側周波数範囲を設
定する場合と上側,下側の中間の周波数範囲を設定する
場合とで、基準分周器25Aの分周比を異なった値に設
定すると共にチャージポンプ26Aの電流値を異なった
値に設定することも可能である。
電流値を、図4(b) の場合よりもさらに多段階(4段階
以上)に切り替えることによりさらに自然周波数fn の
変化を低減することも可能である。
振器の発振周波数の差によって生じる制御ループの自然
周波数の変化を小さく抑えることができるため、必要と
される全周波数範囲にわたって位相雑音を低減した高周
波発振器を実現することができる。
例を示す図。
を示す図。
Claims (4)
- 【請求項1】所定の制御電圧範囲において発振周波数が
連続的に可変の電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器
の信号を分周する可変分周器と、基準発振器と、前記基
準発振器の信号を分周する基準分周器と、前記可変分周
器からの信号と前記基準分周器からの信号との位相誤差
を検出する位相比較器と、前記位相比較器で検出した位
相誤差データに基づいて電流量を制御するためのチャー
ジポンプと、前記チャージポンプによる電流量の制御に
より前記位相誤差に対応した制御電圧を生成し、前記電
圧制御発振器の制御端子に供給する低域通過フィルタ
と、を具備した高周波発振器において、 選局操作に基づいて前記可変分周器の分周比を設定する
ときには、前記電圧制御発振器から出力可能な発振周波
数範囲において所定の上側周波数範囲を設定する場合と
下側周波数範囲を設定する場合とで、前記基準分周器の
分周比を異なった値に設定する制御手段を具備したこと
を特徴とする高周波発振器。 - 【請求項2】所定の制御電圧範囲において発振周波数が
連続的に可変の電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器
の信号を分周する可変分周器と、基準発振器と、前記基
準発振器の信号を分周する基準分周器と、前記可変分周
器からの信号と前記基準分周器からの信号との位相誤差
を検出する位相比較器と、前記位相比較器で検出した位
相誤差データに基づいて電流量を制御するためのチャー
ジポンプと、前記チャージポンプによる電流量の制御に
より前記位相誤差に対応した制御電圧を生成し、前記電
圧制御発振器の制御端子に供給する低域通過フィルタ
と、を具備した高周波発振器において、 選局操作に基づいて前記可変分周器の分周比を設定する
ときには、前記電圧制御発振器から出力可能な発振周波
数範囲において所定の上側周波数範囲を設定する場合と
下側周波数範囲を設定する場合とで、前記チャージポン
プの電流値を異なった値に設定する制御手段を具備した
ことを特徴とする高周波発振器。 - 【請求項3】所定の制御電圧範囲において発振周波数が
連続的に可変の電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器
の信号を分周する可変分周器と、基準発振器と、前記基
準発振器の信号を分周する基準分周器と、前記可変分周
器からの信号と前記基準分周器からの信号との位相誤差
を検出する位相比較器と、前記位相比較器で検出した位
相誤差データに基づいて電流量を制御するためのチャー
ジポンプと、前記チャージポンプによる電流量の制御に
より前記位相誤差に対応した制御電圧を生成し、前記電
圧制御発振器の制御端子に供給する低域通過フィルタ
と、を具備した高周波発振器において、 選局操作に基づいて前記可変分周器の分周比を設定する
ときには、前記電圧制御発振器から出力可能な発振周波
数範囲において所定の上側周波数範囲を設定する場合と
下側周波数範囲を設定する場合と上側,下側の中間の周
波数範囲を設定する場合とで、前記基準分周器の分周比
を異なった値に設定する一方前記チャージポンプの電流
値を異なった値に設定する制御手段を具備したことを特
徴とする高周波発振器。 - 【請求項4】所定の制御電圧範囲において発振周波数が
連続的に可変の電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器
の信号を分周する可変分周器と、基準発振器と、前記基
準発振器の信号を分周する基準分周器と、前記可変分周
器からの信号と前記基準分周器からの信号との位相誤差
を検出する位相比較器と、前記位相比較器で検出した位
相誤差データに基づいて電流量を制御するためのチャー
ジポンプと、前記チャージポンプによる電流量の制御に
より前記位相誤差に対応した制御電圧を生成し、前記電
圧制御発振器の制御端子に供給する低域通過フィルタ
と、を具備した高周波発振器において、 選局操作に基づいて前記可変分周器の分周比を設定する
ときに、前記電圧制御発振器から出力される発振周波数
が第1の周波数範囲では前記チャージポンプの電流値を
第1の電流とし、前記基準分周器からの出力周波数を第
1の周波数又は第1の周波数よりも高い第2の周波数に
切り替えるとともに、前記電圧制御発振器から出力され
る発振周波数が前記第1の周波数範囲よりも高い第2の
周波数範囲では、前記チャージポンプの電流を前記第1
の電流よりも大きい第2の電流とし、前記基準分周器か
らの出力周波数を前記第1の周波数又は前記第2の周波
数に切り替える制御手段を具備したことを特徴とする高
周波発振器。
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---|---|---|---|
JP12504098A JP3833824B2 (ja) | 1998-05-07 | 1998-05-07 | 高周波発振器 |
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JPH11317664A true JPH11317664A (ja) | 1999-11-16 |
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JP12504098A Expired - Fee Related JP3833824B2 (ja) | 1998-05-07 | 1998-05-07 | 高周波発振器 |
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JP (1) | JP3833824B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009165065A (ja) * | 2008-01-10 | 2009-07-23 | Victor Co Of Japan Ltd | デジタル放送受信装置 |
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KR101752599B1 (ko) * | 2016-06-29 | 2017-06-30 | 이화여자대학교 산학협력단 | 주파수 합성기 |
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1998
- 1998-05-07 JP JP12504098A patent/JP3833824B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JP2009165065A (ja) * | 2008-01-10 | 2009-07-23 | Victor Co Of Japan Ltd | デジタル放送受信装置 |
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