JPH11266535A - 電源高調波抑制装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 装置を小型化するとともに、キャリア周波数
を低減すること。 【解決手段】 電源電圧位相区間決定部３２により６０
度毎に位相を区間分割し、各区間中の相電圧の絶対値が
最も大きくなる電源相における３相ＰＷＭ整流回路用ト
ランジスタモジュール２２のトランジスタのうち、相電
圧が正であればトランジスタ２２４ａ、２２５ａ、２２
６ａの何れかを、また、相電圧が負であればトランジス
タ２２４ｂ、２２５ｂ、２２６ｂの何れかを当該区間中
オンに固定制御し、残りの２相に対しては３相ＰＷＭ整
流回路用トランジスタモジュール２２への入力電流の指
令値と検出値の差成分による制御量と三角波キャリア周
波数波形とを比較して、各相毎のトランジスタをＰＷＭ
制御部３４によってオン／オフ制御するようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、電源高調波抑制
装置に係り、さらに詳しくは、ＰＷＭ（Pulse Width Mo
dulation：パルス幅変調）信号により制御される３相整
流回路を備えた電源高調波抑制装置に関し、特にそのＰ
ＷＭスイッチング・パターンの生成に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、空気調和装置などのインバータ応
用機器の分野においては、コンデンサインプット型の整
流回路により発生する電源周波数の整数倍の周波数を持
った電流、すなわち高調波電流が電源系統に悪影響を及
ぼすという理由により、高調波電流を抑制する気運が高
まりつつある。

【０００３】そこで、このような電源高調波の対策とし
ては、従来よりエレベータなどを中心に広く適用された
基本波入力の力率改善、あるいはエネルギーの回生を主
目的として行われている「高力率コンバータ」方式があ
る。例えば、特開平９−６５６５９号公報に開示された
装置は、その適用事例であって、図１２のように構成さ
れている。

【０００４】従来の電源高調波抑制装置６０は、図１２
に示されるように、３相交流電源６２、ノイズフィルタ
６４、交流リアクトル６６、絶縁トランス６８、Ｒ相電
流センサ７０、Ｓ相電流センサ７２、コンバータ用トラ
ンジスタモジュール７４、電解コンデンサ７６、インバ
ータ用トランジスタモジュール７８、Ｕ相電流センサ８
０、Ｖ相電流センサ８２、誘導電動機８４、コンバータ
回路８６、電源電流検出部８６ａ、電源電圧検出部８６
ｂ、インバータ回路８８、モータ電流検出部８８ａ、直
流電圧検出部９０、コンバータＰＷＭ信号９２、インバ
ータＰＷＭ信号９４、伝送路９６などを備えている。

【０００５】さらに、図１２に示されるコンバータ用ト
ランジスタモジュール７４の内部は、図１３（ａ）に示
されるように構成されており、３相交流電源６２からの
各相の交流電流は、交流リアクトル６６を経てコンバー
タ用トランジスタモジュール７４内で各相毎に上下に並
列配置された整流素子（７４１ａ，７４１ｂ、７４２
ａ，７４２ｂ、７４３ａ，７４３ｂ）により整流され、
その整流素子と逆並列に配置されたトランジスタなどか
らなる開閉素子（７４４ａ，７４４ｂ、７４５ａ，７４
５ｂ、７４６ａ，７４６ｂ）は、後述するＰＷＭ信号に
より開閉制御される。図１３（ｂ）は、３相交流電源６
２の線間電圧の波形図を示したものである。

【０００６】そして、この電源高調波抑制装置６０で
は、コンバータ回路８６において、電源電流検出部８６
ａ、電源電圧検出部８６ｂおよび直流電圧検出部９０か
らの各検出値に基づいて演算が行われ、電源電流中の高
調波成分を抑制するコンバータＰＷＭ信号９２を得るこ
とにより電源高調波を抑制していた。このコンバータＰ
ＷＭ信号９２を得るには、図１４（ａ）に示されるよう
に、搬送波としての三角波に対して、指令値から検出値
を引いた各相における値（ｅｉｕ、ｅｉｗ、ｅｉｖ）の
所望の制御波形とを比較することにより、各相（Ｕ、
Ｖ、Ｗ）毎のＰＷＭ信号を得ていた。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の電源高調波抑制装置にあっては、ＰＷＭ制御
を各相別に三角波と制御波形とを比較することにより求
めていたため、各相間の連係をとることができず、３相
をトータルで見た場合のＰＷＭパターンとして、交流リ
アクトル６６にかかる電位差が大きくなって、過電流が
流れる場合があった。

【０００８】すなわち、３相における線間電圧が図１３
（ｂ）に示される状態にある場合、各相のＰＷＭパター
ンは、図１４（ａ）に示されるように三角波と制御波形
とを比較することにより求めている。これを図１３
（ａ）および図１４（ｂ），（ｃ）で見ると、例えば、
３相交流電源６２側の線間電圧Ｖuvが＋極性で、コンバ
ータ用トランジスタモジュール７４側の線間電圧ＶUVが
−極性となり、交流リアクトル６６にかかる電圧は２つ
の線間電圧の足し算となることから、その電位差が電源
電圧の２倍以上となる場合も生じるため、過電流の原因
となっていた。

【０００９】そこで、その対応策として、ＰＷＭキャリ
ア周波数を上昇させたり、交流リアクトルの容量を増大
させることが考えられるが、上述したように高調波電流
が電源系統に悪影響を及ぼしたり、電源高調波抑制装置
が大型化するなどの問題があった。

【００１０】本発明は、かかる従来技術の有する課題に
鑑みてなされたもので、装置を小型化するとともに、キ
ャリア周波数を低減することができる電源高調波抑制装
置を得ることを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、この発明に係る電源高調波抑制装置にあっては３
相電源の各相に対して交流リアクトルが接続され、該交
流リアクトルを経た各相の交流電流をそれぞれ並列に接
続された６つの整流素子を用いて整流する整流回路と、
該整流回路で整流された直流電流を平滑化する平滑用コ
ンデンサとを順次接続すると共に、前記整流回路の各整
流素子と逆並列に接続して高速で開閉動作を行う開閉手
段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を備えた電源高調波
抑制装置であって、前記交流リアクトルの前記３相電源
側の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記電源
電圧検出手段で検出された電源電圧に応じて相電圧０Ｖ
を起点として６０度毎に位相を区間分割する位相区間分
割手段と、前記位相区間分割手段で分割された各区間中
の相電圧の絶対値が最も大きくなる電源相における前記
開閉手段のうち、相電圧が正であれば一方の開閉手段
を、相電圧が負であれば他方の開閉手段を当該区間中は
オンに固定制御すると共に、残りの２相に対しては前記
３相ＰＷＭ整流回路への入力電流の指令値と検出値の差
成分による制御量と三角波キャリア周波数波形とを比較
して、各相毎の開閉手段をオン／オフ制御する第１のＰ
ＷＭ制御手段と、を備えているものである。

【００１２】これによれば、電源高調波抑制装置は、３
相電源に交流リアクトルを経て各相毎に整流素子を用い
て並列に接続された整流回路と、平滑用コンデンサとを
順次接続し、整流回路の整流素子と逆並列に接続された
開閉手段とで構成された３相ＰＷＭ整流回路を備えてい
て、電源電圧検出手段により交流リアクトルの３相電源
側の電源電圧が検出され、その電源電圧に応じて位相区
間分割手段により相電圧０Ｖを起点として６０度毎に位
相を区間分割する。そして、第１のＰＷＭ制御手段は、
各区間中の相電圧の絶対値が最も大きくなる電源相の開
閉手段のうち、相電圧が正であれば一方の開閉手段を、
相電圧が負であれば他方の開閉手段を当該区間中オンに
固定制御して、残りの２相に対して３相ＰＷＭ整流回路
への入力電流の指令値と検出値の差成分による制御量と
三角波キャリア周波数波形とを比較して、各相毎の開閉
手段をオン／オフ制御する。

【００１３】このように、三角波比較方式を用いるた
め、アナログ制御構成に適しており、パターンの切り替
わりタイミング等の時間軸対応のより細かな制御特性が
得られる。また、区間毎に１相のスイッチングを固定す
るようにしたため、スイッチング損失が低減され、ヒー
トシンク等の放熱部材の小型小容量化を図ることができ
る。さらに、交流リアクトルに過大な電圧がかかるＰＷ
Ｍパターンの選択を禁止するようにしたため、過大な電
流を抑制することができ、交流リアクトルの小型小容量
化や、トランジスタのスイッチング周波数をより低く抑
えることができる。

【００１４】つぎの発明に係る電源高調波抑制装置にあ
っては、３相電源の各相に対して交流リアクトルが接続
され、該交流リアクトルを経た各相の交流電流をそれぞ
れ並列に接続された６つの整流素子を用いて整流する整
流回路と、該整流回路で整流された直流電流を平滑化す
る平滑用コンデンサとを順次接続すると共に、前記整流
回路の各整流素子と逆並列に接続して高速で開閉動作を
行う開閉手段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を備えた
電源高調波抑制装置であって、前記交流リアクトルの前
記３相電源側の電源電圧を検出する電源電圧検出手段
と、前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧に応じ
て相電圧０Ｖを起点として６０度毎に位相を区間分割す
る位相区間分割手段と、前記位相区間分割手段で分割さ
れた各区間中の相電圧の絶対値が最も大きくなる電源相
における前記開閉手段のうち、相電圧が正であれば一方
の開閉手段を、相電圧が負であれば他方の開閉手段を当
該区間中はオンに固定制御すると共に、残りの２相に対
しては前記３相ＰＷＭ整流回路への入力電流の指令値と
検出値との差の極性を所定周期毎に判断して、各相毎の
開閉手段をオン／オフ制御する第２のＰＷＭ制御手段
と、を備えているものである。

【００１５】これによれば、電源高調波抑制装置の第２
のＰＷＭ制御手段は、各区間中の相電圧の絶対値が最も
大きくなる電源相における開閉手段のうち、相電圧が正
であれば一方の開閉手段を、相電圧が負であれば他方の
開閉手段を当該区間中オンに固定制御して、残りの２相
に対して３相ＰＷＭ整流回路への入力電流の指令値と検
出値との差の極性を所定周期毎に判断して、各相毎の開
閉手段をオン／オフ制御する。

【００１６】このように、最終的に所定周期毎の判定を
用いるようにしたため、ディジタル制御構成に適してお
り、回路構成がより簡単になる。また、区間毎に１相の
スイッチングを固定するようにしたため、スイッチング
損失が低減され、ヒートシンク等の放熱部材の小型小容
量化を図ることができる。さらに、交流リアクトルに過
大な電圧がかかるＰＷＭパターンの選択を禁止するよう
にしたため、過大な電流を抑制することができ、交流リ
アクトルの小型小容量化や、トランジスタのスイッチン
グ周波数をより低く抑えることができる。

【００１７】つぎの発明に係る電源高調波抑制装置にあ
っては、３相電源の各相に対して交流リアクトルが接続
され、該交流リアクトルを経た各相の交流電流をそれぞ
れ並列に接続された６つの整流素子を用いて整流する整
流回路と、該整流回路で整流された直流電流を平滑化す
る平滑用コンデンサとを順次接続すると共に、前記整流
回路の各整流素子と逆並列に接続して高速で開閉動作を
行う開閉手段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を備えた
電源高調波抑制装置であって、前記交流リアクトルの前
記３相電源側の電源電圧を検出する電源電圧検出手段
と、前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧に応じ
て相電圧０Ｖを起点として６０度毎に位相を区間分割す
る位相区間分割手段と、前記３相ＰＷＭ整流回路への入
力電流の指令値と検出値との差の極性を所定周期毎に判
断して、区間中に前記３相ＰＷＭ整流回路の交流側の各
線間電圧が電源電圧の各線間電圧と同極性又は０Ｖとな
るような３通りのＰＷＭパターン、もしくは前記開閉手
段が全てオフ状態かの４通りの選択に基づいて、各相毎
の開閉手段をオン／オフ制御する第３のＰＷＭ制御手段
と、を備えているものである。

【００１８】これによれば、電源高調波抑制装置の第３
のＰＷＭ制御手段は、３相ＰＷＭ整流回路への入力電流
の指令値と検出値との差の極性を所定周期毎に判断し、
区間中に３相ＰＷＭ整流回路の交流側の各線間電圧が電
源電圧の各線間電圧と同極性又は０Ｖとなるような３通
りのＰＷＭパターン、もしくは開閉手段が全てオフ状態
かの４通りの選択に基づいて、各相毎の開閉手段をオン
／オフ制御する。

【００１９】このように、交流リアクトルに過大な電圧
がかかるＰＷＭパターンの選択を禁止するようにしたた
め、過大な電流を抑制することができ、交流リアクトル
の小型小容量化や、トランジスタのスイッチング周波数
をより低く抑えることができる。また、区間毎に１相の
スイッチングを固定するようにしたため、スイッチング
損失が低減され、ヒートシンク等の放熱部材の小型小容
量化を図ることができる。

【００２０】つぎの発明に係る電源高調波抑制装置にあ
っては、３相電源の各相に対して交流リアクトルが接続
され、該交流リアクトルを経た各相の交流電流をそれぞ
れ並列に接続された６つの整流素子を用いて整流する整
流回路と、該整流回路で整流された直流電流を平滑化す
る平滑用コンデンサとを順次接続すると共に、前記整流
回路の各整流素子と逆並列に接続して高速で開閉動作を
行う開閉手段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を備えた
電源高調波抑制装置であって、前記交流リアクトルの前
記３相電源側の電源電圧を検出する電源電圧検出手段
と、前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧に応じ
て相電圧０Ｖを起点として６０度毎に位相を区間分割す
る位相区間分割手段と、相電圧の絶対値が区間中最大と
なる相を除く他の２相に対して、前記３相ＰＷＭ整流回
路への入力電流の指令値と検出値との差の極性を所定周
期毎に判断し、当該区間中は前記２相の開閉手段の一方
の側ばかり１乃至２個のみをオン／オフ制御して、他は
常時オフに固定制御する第４のＰＷＭ制御手段と、を備
えているものである。

【００２１】これによれば、電源高調波抑制装置の第４
のＰＷＭ制御手段は、相電圧の絶対値が区間中最大とな
る相を除く他の２相に対して、３相ＰＷＭ整流回路への
入力電流の指令値と検出値との差の極性を所定周期毎に
判断して、当該区間中は２相の開閉手段の一方の側ばか
り１乃至２個のみをオン／オフ制御して、他は常時オフ
に固定制御する。

【００２２】このように、区間中においてオンする開閉
手段は、最大２箇所に限られ、他方の開閉手段を常時オ
フとして、一方の開閉手段のみをオン／オフ制御するた
め、双方の開閉手段が短絡する問題が発生せず、トラン
ジスタモジュールのスイッチング損失やオン損失が低減
されると共に、直流短絡の心配なしに安全に動作させる
ことができる。また、区間毎に１相のスイッチングを固
定するようにしたため、スイッチング損失が低減され、
ヒートシンク等の放熱部材の小型小容量化を図ることが
できる。さらに、交流リアクトルに過大な電圧がかかる
ＰＷＭパターンの選択を禁止するようにしたため、過大
な電流を抑制することができ、交流リアクトルの小型小
容量化や、トランジスタのスイッチング周波数をより低
く抑えることができる。

【００２３】つぎの発明に係る電源高調波抑制装置にあ
っては、３相電源の各相に対して交流リアクトルが接続
され、該交流リアクトルを経た各相の交流電流をそれぞ
れ並列に接続された６つの整流素子を用いて整流する整
流回路と、該整流回路で整流された直流電流を平滑化す
る平滑用コンデンサとを順次接続すると共に、前記整流
回路の各整流素子と逆並列に接続して高速で開閉動作を
行う開閉手段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を備えた
電源高調波抑制装置であって、前記交流リアクトルの前
記３相電源側の電源電圧を検出する電源電圧検出手段
と、前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧に応じ
て相電圧０Ｖを起点として６０度毎に位相を区間分割す
る位相区間分割手段と、相電圧の絶対値が区間中最大と
なる相を除く他の２相に対して、前記３相ＰＷＭ整流回
路への入力電流の指令値と検出値との差の極性を所定周
期毎に判断し、当該区間中は前記２相の開閉手段のうち
１乃至２個のみをオン／オフ制御して、他は常時オフに
固定制御する第５のＰＷＭ制御手段と、を備えているも
のである。

【００２４】これによれば、電源高調波抑制装置の第５
のＰＷＭ制御手段は、相電圧の絶対値が区間中最大とな
る相を除く他の２相に対して、３相ＰＷＭ整流回路への
入力電流の指令値と検出値との差の極性を所定周期毎に
判断して、当該区間中は２相の開閉手段のうち１乃至２
個のみをオン／オフ制御して、他は常時オフに固定制御
する。

【００２５】このように、区間中における開閉手段のオ
ンを最大２カ所に限定して電流制御を行うことができる
ため、直流電圧の過昇に対して電力回生を積極的に図る
ことができ、直流電圧制御性を向上させることができ
る。ただし、この場合、Ｕ相、Ｖ相においては、一方と
他方の開閉手段のオンの切り替わりが発生することか
ら、短絡を防止するための禁止期間を設ける必要があ
る。また、区間毎に１相のスイッチングを固定するよう
にしたため、スイッチング損失が低減され、ヒートシン
ク等の放熱部材の小型小容量化を図ることができる。さ
らに、交流リアクトルに過大な電圧がかかるＰＷＭパタ
ーンの選択を禁止するようにしたため、過大な電流を抑
制することができ、交流リアクトルの小型小容量化や、
トランジスタのスイッチング周波数をより低く抑えるこ
とができる。

【００２６】つぎの発明に係る電源高調波抑制装置にあ
っては、３相電源の各相に対して交流リアクトルが接続
され、該交流リアクトルを経た各相の交流電流をそれぞ
れ並列に接続された６つの整流素子を用いて整流する整
流回路と、該整流回路で整流された直流電流を平滑化す
る平滑用コンデンサとを順次接続すると共に、前記整流
回路の各整流素子と逆並列に接続して高速で開閉動作を
行う開閉手段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を備えた
電源高調波抑制装置であって、前記交流リアクトルの前
記３相電源側の電源電圧を検出する電源電圧検出手段
と、前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧に応じ
て相電圧０Ｖを起点として６０度毎に位相を区間分割す
る位相区間分割手段と、相電圧の絶対値が区間中最大と
なる相を除く他の２相に対して、前記３相ＰＷＭ整流回
路への入力電流の指令値と検出値との差の極性を所定周
期毎に判断し、当該区間中は前記２相の開閉手段のうち
１乃至２個のみをオン／オフ制御して、他は常時オフに
固定制御することを基本としながら、判定を行う２相と
も電流の絶対値を減少したいモードの場合には、残りの
相の開閉手段のオン／オフも含めて３相を制御する第６
のＰＷＭ制御手段と、を備えているものである。

【００２７】これによれば、電源高調波抑制装置の第６
のＰＷＭ制御手段は、相電圧の絶対値が区間中最大とな
る相を除く他の２相に対して、３相ＰＷＭ整流回路への
入力電流の指令値と検出値との差の極性を所定周期毎に
判断し、当該区間中は２相の開閉手段のうち１乃至２個
のみをオン／オフ制御して、他は常時オフに固定制御す
ることを基本としながら、判定を行う２相とも電流の絶
対値を減少したいモードの場合には、残りの相の開閉手
段のオン／オフも含めて３相を制御する。

【００２８】このように、より積極的に直流電圧を重畳
させ、交流リアクトルにかかる電圧を抑制するため、電
流値を指令値により早く追従させることができる。そし
て、直流電圧の過昇に対し、電力回生を積極的に図るこ
とが可能となり、直流電圧制御性が向上する。ただし、
この場合、Ｕ相、Ｖ相においては、一方と他方の開閉手
段のオンの切り替わりが発生するため、短絡を防止する
ための禁止期間を設ける必要がある。また、区間毎に１
相のスイッチングを固定するようにしたため、スイッチ
ング損失が低減され、ヒートシンク等の放熱部材の小型
小容量化を図ることができる。さらに、交流リアクトル
に過大な電圧がかかるＰＷＭパターンの選択を禁止する
ようにしたため、過大な電流を抑制することができ、交
流リアクトルの小型小容量化や、トランジスタのスイッ
チング周波数をより低く抑えることができる。

【００２９】

【発明の実施の形態】以下、この発明にかかる電源高調
波抑制装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明す
る。

【００３０】実施の形態１．図１には、本発明の電源高
調波抑制装置１０の全体構成を説明する回路ブロック図
が示されている。ここでは、アクティブフィルタ構成と
して説明するが、上記の従来例で示した高力率コンバー
タ構成の場合についても同様に適用することが可能であ
る。

【００３１】この電源高調波抑制装置１０は、図１にお
いて、３相交流電源１２、交流リアクトル１４、絶縁ト
ランス１６、Ｒ相電流センサ１８、Ｓ相電流センサ２
０、３相ＰＷＭ整流回路用トランジスタモジュール２
２、電解コンデンサ２４、高調波電流を発生する負荷２
６、主機器入力電流検出部２８、電源電圧検出部３０、
電源電圧位相区間決定部３２、第１〜第３のＰＷＭ制御
手段としてのＰＷＭ制御部３４〜３６、抑制機器入力電
流の指令値を演算する指令値生成部４０、直流電圧検出
部５６の検出値から電流指令への換算を行う電流換算部
４２、抑制機器入力Ｒ相電流センサ４４、抑制機器入力
Ｓ相電流センサ４６、抑制機器入力電流検出部４８、指
令値生成部４０と抑制機器入力電流検出部４８の出力値
からＰＷＭ信号の元となる誤差比較を行う比較部５０、
三角波キャリア波形生成部５２、所定周期カウント部５
４、および直流電圧検出部５６などを備えている。そし
て、ＰＷＭ制御部３４〜３６から３相ＰＷＭ整流回路用
トランジスタモジュール２２に対してＰＷＭ信号５８が
入力されて、高調波の抑制制御が行われる。

【００３２】また、３相ＰＷＭ整流回路用トランジスタ
モジュール２２は、３相交流電源１２から交流リアクト
ル１４を介して接続される各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に
対して、整流素子としてのダイオード２２１ａ（上側、
以下同様），２２１ｂ（下側、以下同様）、２２２ａ，
２２２ｂ、２２３ａ，２２３ｂが並列に接続され、電解
コンデンサ２４に接続されている。

【００３３】さらに、３相ＰＷＭ整流回路用トランジス
タモジュール２２は、上記した各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ
相）の整流素子に対して逆並列に開閉手段としてのトラ
ンジスタ２２４ａ（上側、以下同様），２２４ｂ（下
側、以下同様）、２２５ａ，２２５ｂ、２２６ａ，２２
６ｂが接続され、ＰＷＭ信号５８によりオン／オフ制御
が行われる。

【００３４】本実施の形態１に係る電源高調波抑制装置
は、交流リアクトル１４の前後の電圧に着目するもの
で、３相交流電源１２側の線間電圧と相電圧は共に明確
に規定できるが、抑制機器である３相ＰＷＭ整流回路用
トランジスタモジュール２２側は、中性点を規定するこ
とが困難なため、ＰＷＭ制御により得られる８種類の状
態による線間電圧をベースに検討することにする。

【００３５】この抑制機器側の線間電圧ついては、図２
に示されるように、直流母線電圧値をＥｄとした場合
に、＋（Ｅｄ）、−（Ｅｄ）、０の３通りの組み合わせ
となる。そして、図２中の「Ｐ」は、上側のトランジス
タをＯＮした状態を示し、「Ｎ」は、下側のトランジス
タをＯＮした状態を示すものである。

【００３６】このような線間電圧同士の組み合わせによ
り交流リアクトル１４に電流が流れると考えると、線間
電圧の極性が逆になった場合は、交流リアクトル１４に
かかる電圧が大きくなってしまい、大きな電流が流れる
と考えることができる。このため、本実施の形態１で
は、ＰＷＭ制御を行う場合に生じる電流を過大にしない
ために一定の制約を設けるようにしたものである。

【００３７】つまり、３相交流電流は、キルヒホッフの
電流法則により、２相が決まれば残りの相も決まること
から、３相を個別に制御する必要はない。逆に、３相を
個別に自由に制御しようとすると、自由度が多くなりす
ぎて無駄な動きをしてしまい、過大電流が生じ易くな
る。

【００３８】つぎに、交流リアクトル１４に過大な電圧
を与えない制約について考察する。まず、電源電圧を線
間電圧で３０度毎に区切って考えた場合、線間電圧が正
の部分では、抑制機器側の線間電圧が＋又は０となるよ
うにし、線間電圧が負の部分では、抑制機器側の線間電
圧が０又は−となるように制約することにより、抑制装
置の直流電圧の絶対値が電源電圧の絶対値のピーク値よ
りも大きな値となっていて、交流リアクトル１４にかか
る電圧は極性が＋と−の両方をとることができると共
に、過大な電圧を避けることができる。

【００３９】この組み合わせをまとめた図が図３（ａ）
である。図３（ａ）において、１ａ〜６ｂまでの各区間
で上記制約条件を完全に満たしているパターンは「○」
で示し、制約条件を一部満たしていないが（２つの制約
条件の内１つを満たしていない場合）、その違反する線
間電圧が３相中最も絶対値が小さいものに限られるパタ
ーンについては「△」で示し、制約条件を一部満たして
いない状況で（２つの制約条件の内１つを満たしていな
い場合）、「△」のよりは影響が大きいパターンについ
ては「−」で示し、２つの制約条件を２つとも違反して
いるパターンについては「×」で示されている。図３に
示されるように分類すると、各区間におけるＰＷＭパタ
ーンの選択肢を絞ることができる。

【００４０】例えば、図３（ｂ）に示されるように、
「△」まで許容する場合は、最初の１ａの区間で見る
と、ＰＷＭパターン２，４，５，６，８を選択すること
ができるが、これらはＰＷＭパターン５を除いてＷ相が
Ｐに固定されているため、パターン４と５は同じ意味づ
けとなり、結局ＰＷＭパターンとしては、２，４，６，
８の４つを選択することができる。このようにすると、
Ｗ相を除いたＵ，Ｖ相において、ＵＰ／ＶＰ、ＵＰ／Ｖ
Ｎ、ＵＮ／ＶＰ、ＵＮ／ＶＮのすべてのパターンを選択
することができる。上記した１ａ区間以外の区間につい
ても同様に行うことができる。

【００４１】上記したように、「△」パターンも含めて
考えた場合は、結局３０度ずれて、１ｂと２ａ、２ｂと
３ａ、のように６０度区間ずつ同じパターンを選択する
ことができる。これは、線間電圧の３０度遅れなので、
相電圧においてゼロ電圧を起点とする６０度区間の区切
りと見ることができる。

【００４２】そこで、この考え方に基づいて６０度区間
毎に１つの相を固定して残りの２相を三角波比較で制御
する方式や、所定周期毎に残り２相の誤差極性を判定す
る方式を採用することができる。

【００４３】そして、抑制装置側への相電流の流入を増
やしたい場合は、下側のトランジスタをＯＮした状態の
「Ｎ」を選択するようにし、相電流の流入を減らしたい
場合は、上側のトランジスタをＯＮした状態の「Ｐ」を
選択するようにする。

【００４４】このように、相電圧の位相を６０度区間毎
に分割して固定スイッチをオンする制御内容について
は、図４のようにまとめることができる。

【００４５】また、「△」パターンも許容しない場合を
考えると、選択肢はさらに狭まることになる。すなわ
ち、「○」パターンのみで考えると、線間電圧のゼロ電
圧を起点とする６０度区間毎に選択パターンが切り替わ
ることになる。ここでも、先の場合と同様パターン４，
５はいずれか一方を固定することにより６０度区間をカ
バーすることができる。

【００４６】ここで、この制御パターンにおいて不足す
る選択肢（△パターン相当）については、電流の絶対値
が小さくなる方向に制御を進めることを主眼として、従
来のＰＷＭパターンにはない全トランジスタをオフする
ダイオード整流回路状態を選択するようにする。

【００４７】このようにすることにより、本実施の形態
１では、交流リアクトル１４に過大な電圧がかかるＰＷ
Ｍパターンの選択を禁止することにより、過大な電流を
抑制することができる。従って、交流リアクトルの小型
小容量化や、トランジスタのスイッチング周波数をより
低く抑えることが可能となる。また、区間毎に１相のス
イッチングを固定するようにしたため、スイッチング損
失が低減され、ヒートシンク等の放熱部材の小型小容量
化を図ることができる。

【００４８】さらに、本実施の形態１において三角波比
較方式を用いる場合は、アナログ制御構成に適し、パタ
ーンの切り替わりタイミング等の時間軸の対応がより細
かく制御できる特性を得ることができる。

【００４９】また、本実施の形態１において所定周期毎
の判定を用いる場合は、ディジタル制御構成に適し、回
路構成を簡単にすることができる。

【００５０】また、本実施の形態１においては、交流リ
アクトルにかかる電圧を低く抑えることにより、小型小
容量化を図ることができる。

【００５１】実施の形態２．つぎに、本発明に係る実施
の形態２について、実施の形態１と同じ図１を用いて説
明する。構成説明については、実施の形態１で説明した
ため、ここでは省略するが、第４〜第６のＰＷＭ制御手
段としてＰＷＭ制御部３７〜３９と読み替えるようにす
る。

【００５２】上記した実施の形態１では、交流リアクト
ル１４に対する電圧の与え方によって流れる電流を制御
するものであったが、本実施の形態２では、抑制装置で
あるトランジスタモジュール２２の電源短絡モードに着
目して、電源を交流リアクトル１４を介して短絡するこ
とにより電流を増加させるという効果を用いて電流制御
を行うものである。

【００５３】トランジスタモジュール２２の電源を短絡
したときに流れる電流の向きは、元となる線間電圧の極
性によるため、図５に示されるように、電源電圧の位相
を区間分割して考える。

【００５４】まず、図５に示される各３０度区間におい
ては、相電圧の絶対値が最大ではない２相に対し、制御
装置であるトランジスタモジュール２２への流入電流を
増加する方向を「＋」とし、減少する方向を「−」とし
て、「＋」と「−」の組み合わせによりＰＷＭ制御を考
える。ここで、残りの相は、実施の形態１の場合と同様
にキルヒホッフの電流法則により、２相を完全に制御す
れば残りの相についても適切な制御を行うことができ
る。ここでは、区間１ａを例にあげて説明する。

【００５５】この区間１ａにおいては、電流ｉｕ、ｉｖ
を制御することとする。実施の形態２では、図６〜図１
１中の１列〜４列のパターンを適用するようにする。こ
れにより、各トランジスタをオンにして短絡回路を形成
することで、所望の方向に電流を流すことができる。

【００５６】例えば、ｉｕ＋（流入電流増加）でｉｖ−
（流入電流減少）としたい場合は、Ｖｕｖ＞０より、Ｖ
相のトランジスタの「Ｐ」をオンすることにより、Ｕ相
→Ｕ相交流リアクトル１４→Ｕ相上側ダイオード２２１
ａ→Ｖ相上側トランジスタ２２５ａ→Ｖ相交流リアクト
ル１４→Ｖ相電源１２という電流経路が生成され、Ｕ相
は流入電流が増加し、Ｖ相は流入電流を減少させること
ができる（逆向き電流が増加する）。

【００５７】このように、電源短絡モードを適用するよ
うにしたため、交流リアクトル１４には過大な電圧が印
加されず、かつ区間中においてオンさせるトランジスタ
は最大２箇所に限られるうえ、下側のトランジスタはオ
フのままでの上側のトランジスタをオン／オフ制御する
ことから上下が短絡するという問題も発生せず、トラン
ジスタモジュール２２のスイッチング損失やオン損失を
低減することができると共に、直流短絡を心配すること
なく安全に動作させることができる。

【００５８】また、実施の形態２では、誤差演算時に所
定値以上の誤差がある場合、図６〜図１１中における
２、３列目を制御する代わりに６、８列目のパターンを
適用するようにする。このようにすることにより、電源
短絡機能ではなく、積極的に直流電圧を重畳することに
よって、交流リアクトル１４に係る電圧を増加し、電流
値を指令値によって早く追従させることができるように
するものである。

【００５９】例えば、ｉｕ＋（流入電流増加）でｉｖ−
（流入電流減少）としたい場合は、Ｕ相のトランジスタ
の「Ｎ」をオンし、Ｖ相のトランジスタの「Ｐ」をオン
することにより、Ｖｕｖ＞０ではあるが、Ｕ相→Ｕ相交
流リアクトル１４→Ｕ相下側トランジスタ２２４ｂ→直
流平滑電解コンデンサ（放電）２４→Ｖ相上側トランジ
スタ２２５ａ→Ｖ相交流リアクトル１４→Ｖ相電源１２
という電流経路が生成され、Ｕ相は流入電流が増加し、
Ｖ相は流入電流を減少させることができる（逆向き電流
が増加）。

【００６０】このように、交流リアクトル１４に過大な
電圧を印可することなく、区間中にオンさせるトランジ
スタを最大２カ所に限定することによる電流制御が可能
となる。また、直流電圧の過昇に対しては、電力回生を
積極的に図ることができるため、直流電圧制御性が向上
する。この場合、Ｕ，Ｖ相において、上下のトランジス
タのオンが切り替わるため、上下で短絡するのを防止す
るための禁止期間を設ける必要がある。

【００６１】さらに、本実施の形態２では、上記例にお
いて消極的な対応しかしていない１列目のパターンへの
対応として、誤差演算時に所定値以上の誤差が生じてい
る場合、図６〜図１１中における５、７列目のパターン
（同一）にて対応するようにする。

【００６２】例えば、ｉｕ＋（流入電流増加）でｉｖ＋
（流入電流増加）としたい場合は、Ｕ相のトランジスタ
の「Ｎ」をオンし、Ｖ相のトランジスタの「Ｎ」をオン
し、Ｗ相のトランジスタの「Ｐ」をオンすることによ
り、Ｕ相→Ｕ相交流リアクトル１４→Ｕ相下側トランジ
スタ２２４ｂ→直流平滑電解コンデンサ（放電）２４→
Ｗ相上側トランジスタ２２６ａ→Ｗ相交流リアクトル１
４→Ｗ相電源１２、およびＶ相→Ｖ相交流リアクトル１
４→Ｖ相下側トランジスタ２２５ｂ→直流平滑電解コン
デンサ（放電）２４→Ｗ相上側トランジスタ２２６ａ→
Ｗ相交流リアクトル１４→Ｗ相電源１２という電流経路
が生成される。これにより、Ｕ相およびＶ相の流入電流
が増加し、Ｗ相は流入電流を減少させることができる
（逆向き電流が増加）。

【００６３】このように、より積極的に直流電圧を重畳
させて、交流リアクトル１４に係る電圧を抑制しつつ、
電流値を指令値により早く追従させることができる。ま
た、直流電圧の過昇に対し、電力回生を積極的に図るこ
とができるため、直流電圧制御性を向上させることがで
きる。この場合、Ｕ，Ｖ相において、上下のトランジス
タのオンが切り替わるため、上下で短絡するのを防止す
るための禁止期間を設ける必要がある。

【００６４】なお、上記実施の形態２では、区間１ａに
ついてのみ考察したが、これ以外の区間についても同様
の結果を得ることが可能であり、結果的に相電圧のゼロ
電圧起点の６０度区間毎に同じパターンとなる。

【００６５】

【発明の効果】以上説明したとおり、この発明にによれ
ば、交流リアクトルの小型小容量化や、トランジスタの
スイッチング周波数をより低く抑えることが可能とな
る。また、スイッチング損失を低減することができるた
め、ヒートシンク等の放熱部材の小型小容量化を図るこ
とができ、加えて、アナログ制御構成に適していて、パ
ターンの切り替わりタイミング等の時間軸対応をより細
かく制御できる特性が得られる。

【００６６】つぎの発明によれば、交流リアクトルの小
型小容量化や、トランジスタのスイッチング周波数をよ
り低く抑えることが可能となる。また、スイッチング損
失を低減することができるため、ヒートシンク等の放熱
部材の小型小容量化を図ることができ、加えて、ディジ
タル制御構成に適していて、回路構成を簡単にすること
ができる。

【００６７】つぎの発明によれば、交流リアクトルの小
型小容量化や、トランジスタのスイッチング周波数をよ
り低く抑えることが可能となる。また、スイッチング損
失を低減することができるため、ヒートシンク等の放熱
部材の小型小容量化を図ることができ、加えて、小型小
容量化を図ることができる。

【００６８】つぎの発明によれば、交流リアクトルの小
型小容量化や、トランジスタのスイッチング周波数をよ
り低く抑えることが可能となる。加えて、トランジスタ
モジュールのスイッチング損失やオン損失が低減される
と共に、直流短絡を心配することなく安全に動作させる
ことができる。

【００６９】つぎの発明によれば、交流リアクトルの小
型小容量化や、トランジスタのスイッチング周波数をよ
り低く抑えることが可能となる。加えて、区間中におい
てオンするトランジスタを最大２カ所に限定して電流制
御を行うことが可能となり、直流電圧の過昇に対し、電
力回生を積極的に図ることができるとともに、直流電圧
制御性を向上させることができる。

【００７０】つぎの発明によれば、交流リアクトルの小
型小容量化や、トランジスタのスイッチング周波数をよ
り低く抑えることが可能となる。加えて、交流リアクト
ルに係る電圧を抑制しつつ、電流値を指令値により早く
追従させることが可能となり、直流電圧の過昇に対し、
電力回生を積極的に図ることができるとともに、直流電
圧制御性を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明に係る電源高調波抑制装置の全体構
成を説明するブロック図である。

【図２】 この発明における実施の形態１の制御説明図
である。

【図３】 この発明における実施の形態１の各区間の線
間電圧と制御説明図である。

【図４】 この発明における実施の形態１の相電圧６０
度区間毎の固定スイッチの制御説明図である。

【図５】 この発明における実施の形態２の各区間の線
間電圧と相電圧との関係を示す線図である。

【図６】 この発明における実施の形態２の制御説明図
である。

【図７】 この発明における実施の形態２の制御説明図
である。

【図８】 この発明における実施の形態２の制御説明図
である。

【図９】 この発明における実施の形態２の制御説明図
である。

【図１０】 この発明における実施の形態２の制御説明
図である。

【図１１】 この発明における実施の形態２の制御説明
図である。

【図１２】 従来例の構成説明図である。

【図１３】 従来例の構成説明図と線間電圧を示す図で
ある。

【図１４】 従来例のＰＷＭの制御説明図である。

【符号の説明】

１０ 電源高調波抑制装置、１２ ３相交流電源、１４
交流リアクトル、１６ 絶縁トランス、１８ Ｒ相電
流センサ、２０ Ｓ相電流センサ、２２ ３相ＰＷＭ整
流回路用トランジスタモジュール、２４ 電解コンデン
サ、２６ 負荷、２８ 主機器入力電流検出部、３０
電源電圧検出部、３２ 電源電圧位相区間決定部、３４
〜３９ ＰＷＭ制御部（第１〜第６）、４０ 指令値生
成部、４２ 電流換算部、４４ 抑制機器入力Ｒ相電流
センサ、４６ 抑制機器入力Ｓ相電流センサ、４８ 抑
制機器入力電流検出部、５０ 比較部、５２ 三角波キ
ャリア波形生成部、５４ 所定周期カウント部、５６
直流電圧検出部、５８ ＰＷＭ信号、２２１ａ、２２１
ｂ、２２２ａ、２２２ｂ、２２３ａ、２２３ｂ ダイオ
ード、２２４ａ、２２４ｂ、２２５ａ、２２５ｂ、２２
６ａ、２２６ｂ トランジスタ。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相電源の各相に対して交流リアクトル
   が接続され、該交流リアクトルを経た各相の交流電流を
   それぞれ並列に接続された６つの整流素子を用いて整流
   する整流回路と、該整流回路で整流された直流電流を平
   滑化する平滑用コンデンサとを順次接続すると共に、前
   記整流回路の各整流素子と逆並列に接続して高速で開閉
   動作を行う開閉手段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を
   備えた電源高調波抑制装置であって、 前記交流リアクトルの前記３相電源側の電源電圧を検出
   する電源電圧検出手段と、 前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧に応じて相
   電圧０Ｖを起点として６０度毎に位相を区間分割する位
   相区間分割手段と、 前記位相区間分割手段で分割された各区間中の相電圧の
   絶対値が最も大きくなる電源相における前記開閉手段の
   うち、相電圧が正であれば一方の開閉手段を、相電圧が
   負であれば他方の開閉手段を当該区間中はオンに固定制
   御すると共に、残りの２相に対しては前記３相ＰＷＭ整
   流回路への入力電流の指令値と検出値の差成分による制
   御量と三角波キャリア周波数波形とを比較して、各相毎
   の開閉手段をオン／オフ制御する第１のＰＷＭ制御手段
   と、 を備えたことを特徴とする電源高調波抑制装置。
2. 【請求項２】 ３相電源の各相に対して交流リアクトル
   が接続され、該交流リアクトルを経た各相の交流電流を
   それぞれ並列に接続された６つの整流素子を用いて整流
   する整流回路と、該整流回路で整流された直流電流を平
   滑化する平滑用コンデンサとを順次接続すると共に、前
   記整流回路の各整流素子と逆並列に接続して高速で開閉
   動作を行う開閉手段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を
   備えた電源高調波抑制装置であって、 前記交流リアクトルの前記３相電源側の電源電圧を検出
   する電源電圧検出手段と、 前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧に応じて相
   電圧０Ｖを起点として６０度毎に位相を区間分割する位
   相区間分割手段と、 前記位相区間分割手段で分割された各区間中の相電圧の
   絶対値が最も大きくなる電源相における前記開閉手段の
   うち、相電圧が正であれば一方の開閉手段を、相電圧が
   負であれば他方の開閉手段を当該区間中はオンに固定制
   御すると共に、残りの２相に対しては前記３相ＰＷＭ整
   流回路への入力電流の指令値と検出値との差の極性を所
   定周期毎に判断して、各相毎の開閉手段をオン／オフ制
   御する第２のＰＷＭ制御手段と、 を備えたことを特徴とする電源高調波抑制装置
3. 【請求項３】 ３相電源の各相に対して交流リアクトル
   が接続され、該交流リアクトルを経た各相の交流電流を
   それぞれ並列に接続された６つの整流素子を用いて整流
   する整流回路と、該整流回路で整流された直流電流を平
   滑化する平滑用コンデンサとを順次接続すると共に、前
   記整流回路の各整流素子と逆並列に接続して高速で開閉
   動作を行う開閉手段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を
   備えた電源高調波抑制装置であって、 前記交流リアクトルの前記３相電源側の電源電圧を検出
   する電源電圧検出手段と、 前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧に応じて相
   電圧０Ｖを起点として６０度毎に位相を区間分割する位
   相区間分割手段と、 前記３相ＰＷＭ整流回路への入力電流の指令値と検出値
   との差の極性を所定周期毎に判断して、区間中に前記３
   相ＰＷＭ整流回路の交流側の各線間電圧が電源電圧の各
   線間電圧と同極性又は０Ｖとなるような３通りのＰＷＭ
   パターン、もしくは前記開閉手段が全てオフ状態かの４
   通りの選択に基づいて、各相毎の開閉手段をオン／オフ
   制御する第３のＰＷＭ制御手段と、 を備えたことを特徴とする電源高調波抑制装置。
4. 【請求項４】 ３相電源の各相に対して交流リアクトル
   が接続され、該交流リアクトルを経た各相の交流電流を
   それぞれ並列に接続された６つの整流素子を用いて整流
   する整流回路と、該整流回路で整流された直流電流を平
   滑化する平滑用コンデンサとを順次接続すると共に、前
   記整流回路の各整流素子と逆並列に接続して高速で開閉
   動作を行う開閉手段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を
   備えた電源高調波抑制装置であって、 前記交流リアクトルの前記３相電源側の電源電圧を検出
   する電源電圧検出手段と、 前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧に応じて相
   電圧０Ｖを起点として６０度毎に位相を区間分割する位
   相区間分割手段と、 相電圧の絶対値が区間中最大となる相を除く他の２相に
   対して、前記３相ＰＷＭ整流回路への入力電流の指令値
   と検出値との差の極性を所定周期毎に判断し、当該区間
   中は前記２相の開閉手段の一方の側ばかり１乃至２個の
   みをオン／オフ制御して、他は常時オフに固定制御する
   第４のＰＷＭ制御手段と、 を備えたことを特徴とする電源高調波抑制装置。
5. 【請求項５】 ３相電源の各相に対して交流リアクトル
   が接続され、該交流リアクトルを経た各相の交流電流を
   それぞれ並列に接続された６つの整流素子を用いて整流
   する整流回路と、該整流回路で整流された直流電流を平
   滑化する平滑用コンデンサとを順次接続すると共に、前
   記整流回路の各整流素子と逆並列に接続して高速で開閉
   動作を行う開閉手段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を
   備えた電源高調波抑制装置であって、 前記交流リアクトルの前記３相電源側の電源電圧を検出
   する電源電圧検出手段と、 前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧に応じて相
   電圧０Ｖを起点として６０度毎に位相を区間分割する位
   相区間分割手段と、 相電圧の絶対値が区間中最大となる相を除く他の２相に
   対して、前記３相ＰＷＭ整流回路への入力電流の指令値
   と検出値との差の極性を所定周期毎に判断し、当該区間
   中は前記２相の開閉手段のうち１乃至２個のみをオン／
   オフ制御して、他は常時オフに固定制御する第５のＰＷ
   Ｍ制御手段と、 を備えたことを特徴とする電源高調波抑制装置。
6. 【請求項６】 ３相電源の各相に対して交流リアクトル
   が接続され、該交流リアクトルを経た各相の交流電流を
   それぞれ並列に接続された６つの整流素子を用いて整流
   する整流回路と、該整流回路で整流された直流電流を平
   滑化する平滑用コンデンサとを順次接続すると共に、前
   記整流回路の各整流素子と逆並列に接続して高速で開閉
   動作を行う開閉手段と、を有する３相ＰＷＭ整流回路を
   備えた電源高調波抑制装置であって、 前記交流リアクトルの前記３相電源側の電源電圧を検出
   する電源電圧検出手段と、 前記電源電圧検出手段で検出された電源電圧に応じて相
   電圧０Ｖを起点として６０度毎に位相を区間分割する位
   相区間分割手段と、 相電圧の絶対値が区間中最大となる相を除く他の２相に
   対して、前記３相ＰＷＭ整流回路への入力電流の指令値
   と検出値との差の極性を所定周期毎に判断し、当該区間
   中は前記２相の開閉手段のうち１乃至２個のみをオン／
   オフ制御して、他は常時オフに固定制御することを基本
   としながら、判定を行う２相とも電流の絶対値を減少し
   たいモードの場合には、残りの相の開閉手段のオン／オ
   フも含めて３相を制御する第６のＰＷＭ制御手段と、 を備えたことを特徴とする電源高調波抑制装置。