JPH11261306A - 平面回路型伝送線路 - Google Patents
平面回路型伝送線路Info
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- JPH11261306A JPH11261306A JP10060236A JP6023698A JPH11261306A JP H11261306 A JPH11261306 A JP H11261306A JP 10060236 A JP10060236 A JP 10060236A JP 6023698 A JP6023698 A JP 6023698A JP H11261306 A JPH11261306 A JP H11261306A
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- Japan
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- transmission line
- dielectric layer
- conductor
- dielectric
- ground conductor
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Abstract
(57)【要約】
【課題】高周波抵抗が下がり（高周波抵抗低減効果）、
導体損を抑制可能な平面回路型伝送線路を提供すること
を目的とする。 【解決手段】上記課題を解決するために、本発明は、中
心導体Ｃ、地導体Ｇ、及び中心導体Ｃと地導体Ｇに挟ま
れた誘電体層Ｅとを具備する平面回路型伝送線路におい
て、誘電体層は第１の誘電体層Ｅ、及びこの第１の誘電
体層Ｅと地導体Ｇとの間に形成された第１の誘電体層Ｅ
よりも高い誘電率をもつ第２の誘電体層２とからなるこ
とを特徴とする平面型伝送線路を提供する。
導体損を抑制可能な平面回路型伝送線路を提供すること
を目的とする。 【解決手段】上記課題を解決するために、本発明は、中
心導体Ｃ、地導体Ｇ、及び中心導体Ｃと地導体Ｇに挟ま
れた誘電体層Ｅとを具備する平面回路型伝送線路におい
て、誘電体層は第１の誘電体層Ｅ、及びこの第１の誘電
体層Ｅと地導体Ｇとの間に形成された第１の誘電体層Ｅ
よりも高い誘電率をもつ第２の誘電体層２とからなるこ
とを特徴とする平面型伝送線路を提供する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は平面回路型伝送線路
に関し、特にマイクロ波及びミリ波帯、もしくはそれよ
りも高周波帯において使用される平面回路型伝送線路に
関する。
に関し、特にマイクロ波及びミリ波帯、もしくはそれよ
りも高周波帯において使用される平面回路型伝送線路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、マイクロ波及びミリ波等に使用さ
れるＩＣには、ＭＭＩＣ（MonolithicMicrowave I Ｃ）
や混成型であるハイブリッドマイクロ波ＩＣ等がある。
これらのＩＣに用いられる伝送線路では情報量の増加に
比例した高周波化は必須である。そして、これらの伝送
線路では広い周波数使用範囲でありながら低損失である
こと、また小型で作り易いことが要求されている。この
ような要求から平面回路型伝送線路が用いられている。
この平面回路型伝送線路には、図４（ａ）に示すような
コプレーナ導波路ＣＰＷ（Co-Planar Waveguide ）や図
４（ｂ）に示すようなマイクロストリップ線路ＭＳ（Mi
crostrip Strip line ）がある。図４（ａ）及び図４
（ｂ）において、Ｃは中心導体を、Ｅは誘電体を、Ｇは
地導体を示す。これらの伝送線路において伝送信号の乱
れを少なくするには、広い周波数にわたる一定の特性イ
ンピーダンスを持つことによって一定の遅延特性を有す
ることが必須である。しかしながら、上述の伝送線路に
はその基本伝送モード以外の不要モードが発生する上限
周波数が存在し、この上限周波数を高めるためには伝送
線路の寸法を最高使用周波数の波長に比べて十分に小さ
くする必要がある。しかしながら、このように小型化し
た伝送線路では、中心導体Ｃや外導体等の導体部分の断
面積が小さくなって、中心導体Ｃや外導体の直流抵抗が
増加する。さらに、この抵抗の増加に表皮効果による抵
抗増加も加わって、伝送線路の小型化は、それに反比例
する高周波抵抗の増加、伝送損の増大という弊害をもた
らしていた。
れるＩＣには、ＭＭＩＣ（MonolithicMicrowave I Ｃ）
や混成型であるハイブリッドマイクロ波ＩＣ等がある。
これらのＩＣに用いられる伝送線路では情報量の増加に
比例した高周波化は必須である。そして、これらの伝送
線路では広い周波数使用範囲でありながら低損失である
こと、また小型で作り易いことが要求されている。この
ような要求から平面回路型伝送線路が用いられている。
この平面回路型伝送線路には、図４（ａ）に示すような
コプレーナ導波路ＣＰＷ（Co-Planar Waveguide ）や図
４（ｂ）に示すようなマイクロストリップ線路ＭＳ（Mi
crostrip Strip line ）がある。図４（ａ）及び図４
（ｂ）において、Ｃは中心導体を、Ｅは誘電体を、Ｇは
地導体を示す。これらの伝送線路において伝送信号の乱
れを少なくするには、広い周波数にわたる一定の特性イ
ンピーダンスを持つことによって一定の遅延特性を有す
ることが必須である。しかしながら、上述の伝送線路に
はその基本伝送モード以外の不要モードが発生する上限
周波数が存在し、この上限周波数を高めるためには伝送
線路の寸法を最高使用周波数の波長に比べて十分に小さ
くする必要がある。しかしながら、このように小型化し
た伝送線路では、中心導体Ｃや外導体等の導体部分の断
面積が小さくなって、中心導体Ｃや外導体の直流抵抗が
増加する。さらに、この抵抗の増加に表皮効果による抵
抗増加も加わって、伝送線路の小型化は、それに反比例
する高周波抵抗の増加、伝送損の増大という弊害をもた
らしていた。
【０００３】そこで、このような伝送損の増大という弊
害を、伝送線路に導電率の高い導体材料、例えば金や銅
あるいは高温超電導材料等を用いて解決する方法が試さ
れている。しかしながら、これらの材料を用いたのでは
コストが大幅に増加してしまうという弊害があった。
害を、伝送線路に導電率の高い導体材料、例えば金や銅
あるいは高温超電導材料等を用いて解決する方法が試さ
れている。しかしながら、これらの材料を用いたのでは
コストが大幅に増加してしまうという弊害があった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
伝送線路では高周波化によって小型化が進む結果、伝送
損が増加するという不具合があった。この不具合を解決
するために、高い誘電率の導体材料を用いることも試さ
れているが、これらの材料を用いれば製造コストが増加
するという弊害があった。
伝送線路では高周波化によって小型化が進む結果、伝送
損が増加するという不具合があった。この不具合を解決
するために、高い誘電率の導体材料を用いることも試さ
れているが、これらの材料を用いれば製造コストが増加
するという弊害があった。
【０００５】本発明は上記課題を解決し、マイクロ波及
びミリ波帯、もしくはそれよりも高周波帯において使用
される伝送線路であって、低コストで低損失の伝送線路
を提供することを目的とする。
びミリ波帯、もしくはそれよりも高周波帯において使用
される伝送線路であって、低コストで低損失の伝送線路
を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、中心導体、地導体、及び中心導体と地導
体に挟まれた誘電体層とを具備する平面回路型伝送線路
において、誘電体層は第１の誘電体層、及びこの第１の
誘電体層と地導体との間に形成された第１の誘電体層よ
りも高い誘電率をもつ第２の誘電体層とからなることを
特徴とする平面回路型伝送線路を提供する。
に、本発明は、中心導体、地導体、及び中心導体と地導
体に挟まれた誘電体層とを具備する平面回路型伝送線路
において、誘電体層は第１の誘電体層、及びこの第１の
誘電体層と地導体との間に形成された第１の誘電体層よ
りも高い誘電率をもつ第２の誘電体層とからなることを
特徴とする平面回路型伝送線路を提供する。
【０００７】本発明によれば、誘電体と地導体との間に
高誘電体層を設けたことにより、中心導体Ｃの直下の
地導体Ｇの上に集中していた地導体Ｇの電流分布が地導
体Ｇ全体に拡散して、後に説明する式（３）の∫ｃＩｓ
２ｄｃの値が小さくなり、結果として高周波抵抗が下が
り（高周波抵抗低減効果）、導体損を抑制することが可
能となる。
高誘電体層を設けたことにより、中心導体Ｃの直下の
地導体Ｇの上に集中していた地導体Ｇの電流分布が地導
体Ｇ全体に拡散して、後に説明する式（３）の∫ｃＩｓ
２ｄｃの値が小さくなり、結果として高周波抵抗が下が
り（高周波抵抗低減効果）、導体損を抑制することが可
能となる。
【０００８】尚、上記本発明の平面回路型伝送線路にお
いて、第２の誘電体層の誘電率は、前記第１の誘電体層
の誘電率の２倍以上であることが好ましい。また、上記
本発明の平面回路型伝送線路において、第２の誘電体層
と地導体との界面に、タングステンもしくは白金を主成
分とする層を具備することが好ましい。さらにまた、上
記本発明の平面回路型伝送線路は、準ミリ波帯もしくは
ミリ波帯の回路装置における伝送線路として用いられる
ことが好ましい。
いて、第２の誘電体層の誘電率は、前記第１の誘電体層
の誘電率の２倍以上であることが好ましい。また、上記
本発明の平面回路型伝送線路において、第２の誘電体層
と地導体との界面に、タングステンもしくは白金を主成
分とする層を具備することが好ましい。さらにまた、上
記本発明の平面回路型伝送線路は、準ミリ波帯もしくは
ミリ波帯の回路装置における伝送線路として用いられる
ことが好ましい。
【０００９】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態を図面
を参照しつつ説明する。まず、本発明による伝送損の抑
制機構について説明する。上述した伝送損には、導体
損、誘電体損、その他の特殊な損失として放射損があ
る。これらのうち、導体損は伝送線路の損失の大部分を
占めるが、上述の通り導体損は伝送線路の小型化に反比
例して増加するために単純には新たな特殊構造の伝送線
路を考案する以外に特別な解決策はない。さて、導体損
Ｐｄは導体を流れる電流Ｉと、導体の抵抗Ｒからオーム
の法則に従って、次のように求められる。
を参照しつつ説明する。まず、本発明による伝送損の抑
制機構について説明する。上述した伝送損には、導体
損、誘電体損、その他の特殊な損失として放射損があ
る。これらのうち、導体損は伝送線路の損失の大部分を
占めるが、上述の通り導体損は伝送線路の小型化に反比
例して増加するために単純には新たな特殊構造の伝送線
路を考案する以外に特別な解決策はない。さて、導体損
Ｐｄは導体を流れる電流Ｉと、導体の抵抗Ｒからオーム
の法則に従って、次のように求められる。
【００１０】
【数１】Ｐｄ＝（１／２）ＲＩｏ2 （１） 式（１）の電流Ｉｏは伝送線路の特性インピーダンスＺ
ｏと伝送線路に印加された電圧Ｖから以下のように決ま
る。
ｏと伝送線路に印加された電圧Ｖから以下のように決ま
る。
【００１１】
【数２】Ｉｏ＝Ｖ／Ｚｏ （２） マイクロストリップ線路は概略図Ｘに示す構造を有し、
中心導体Ｃと地導体Ｇとは線路内の長さ方向に対して直
角方向Ｈの切断面のいずれにおいても略同一形状を有す
る。従って、この伝送線路を流れる電流の分布は線路に
損失がなければいずれの断面も同一の分布形状を有し、
損失があれば相似の分布形状となる。Ｆｉｌｅｄ ｔｈ
ｅｏｒｙ ｏｆ ｇｕｉｄｅｄ ｗａｖｅｓ． Ｒ．
Ｅ．Ｃｏｌｌｉｎ編ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，Ｎｅｗ
Ｙｏｒｋによると、伝送線路の高周波抵抗Ｒｒｆは、
中心導体Ｃと地導体Ｇとは線路内の長さ方向に対して直
角方向Ｈの切断面のいずれにおいても略同一形状を有す
る。従って、この伝送線路を流れる電流の分布は線路に
損失がなければいずれの断面も同一の分布形状を有し、
損失があれば相似の分布形状となる。Ｆｉｌｅｄ ｔｈ
ｅｏｒｙ ｏｆ ｇｕｉｄｅｄ ｗａｖｅｓ． Ｒ．
Ｅ．Ｃｏｌｌｉｎ編ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，Ｎｅｗ
Ｙｏｒｋによると、伝送線路の高周波抵抗Ｒｒｆは、
【００１２】
【数３】 Ｒｒｆ＝Ｒｅ（Ｚｓ）＊∫ｃＩｓ2ｄｃ／Ｉｏ2 （３） で与えられる。ここで、Ｉｓ：中心導体Ｃの表面電流密
度 Ｉｏ：伝送線路の全電流 ∫ｃ：中心導体Ｃの表面の線積分 Ｚｓ：中心導体Ｃの表面インピーダンス である。尚、導体の表面インピーダンスＺｓは
度 Ｉｏ：伝送線路の全電流 ∫ｃ：中心導体Ｃの表面の線積分 Ｚｓ：中心導体Ｃの表面インピーダンス である。尚、導体の表面インピーダンスＺｓは
【００１３】
【数４】Ｚｓ＝Ｚｓｏ×ｃｏｔｈ（τｔ） （４） で与えられる。ここで、Ｚｓｏ：（ｊωμ／σ）1/2 τ：（ｊωμσ）1/2 ω：信号の角周波数 μ：中心導体Ｃの透磁率 σ：中心導体Ｃの導電率 である。
【００１４】上記式（３）からわかるように、伝送線路
の高周波抵抗Ｒｒｆは中心導体Ｃの表面の表面電流密度
Ｉｓを２乗した値に支配されていることがわかる。例え
ば、図５に示す伝送線路では図６に格子状ハッチングで
示す電流密度分布となる。尚、中心導体Ｃ及び地導体Ｇ
の導電率σは３．６×１０7ｓ／ｍであり、図５中の膜
厚や幅の数値はμｍ単位である。図６から、中心導体Ｃ
と地導体Ｇとが向き合う面に電流の大部分が存在し、し
かも中心導体Ｃの端部に電流が集中していることがわか
る。このような特定箇所への電流集中が発生すれば、高
周波抵抗Ｒｒｆは式（3 ）に示す通り表面電流密度Ｉｓ
の２乗に比例して増大することから、導体損増加の要因
となる。言い換えると、伝送線路の電流密度分布を平坦
化できれば結果として伝送線路の高周波抵抗が低減し、
低損失の伝送線路が実現可能となる。
の高周波抵抗Ｒｒｆは中心導体Ｃの表面の表面電流密度
Ｉｓを２乗した値に支配されていることがわかる。例え
ば、図５に示す伝送線路では図６に格子状ハッチングで
示す電流密度分布となる。尚、中心導体Ｃ及び地導体Ｇ
の導電率σは３．６×１０7ｓ／ｍであり、図５中の膜
厚や幅の数値はμｍ単位である。図６から、中心導体Ｃ
と地導体Ｇとが向き合う面に電流の大部分が存在し、し
かも中心導体Ｃの端部に電流が集中していることがわか
る。このような特定箇所への電流集中が発生すれば、高
周波抵抗Ｒｒｆは式（3 ）に示す通り表面電流密度Ｉｓ
の２乗に比例して増大することから、導体損増加の要因
となる。言い換えると、伝送線路の電流密度分布を平坦
化できれば結果として伝送線路の高周波抵抗が低減し、
低損失の伝送線路が実現可能となる。
【００１５】次に、図１を用いて本発明の実施の形態で
ある平面回路型伝送線路を説明する。この実施の形態で
は、ＧａＡｓ基板１の主表面に地導体Ｇ、ＳＴＯ（スト
ロンチュームオキサイド）層２、誘電体Ｅ及び中心導体
Ｃが順次形成されてなる。従来の伝送線路と異なるの
は、本発明における第２の誘電体層であるＳＴＯ層２が
地導体Ｇと誘電体Ｅとの間に挿入されている点である。
伝送線路を構成する中心導体Ｃや地導体Ｇは、例えばＴ
ｉ／Ｐｔ／Ａｕ（導電率σ＝３．６×１０7ｓ／ｍ）の
多層膜で形成し、地導体ＧとＳＴＯ層２の間には２層間
の化学反応を遮蔽する導体層（図示せず）を設けた。誘
電体には誘電率が低く厚膜化が容易な有機誘電体ＢＣＢ
（ベンゾシクロ ブテン、誘電率εｒ＝３）を塗布形成
したものである。本実施の形態における各層の厚さは、
ＳＴＯ層２の厚さｔ１が約０．3 μｍ、誘電体Ｅの厚さ
ｔ２が約４．５μｍ、地導体Ｇの厚さｔ３が約２μｍ、
そして中心導体Ｃの厚さｔ４が約２μｍである。また中
心導体の幅ｗは約１０μｍである。
ある平面回路型伝送線路を説明する。この実施の形態で
は、ＧａＡｓ基板１の主表面に地導体Ｇ、ＳＴＯ（スト
ロンチュームオキサイド）層２、誘電体Ｅ及び中心導体
Ｃが順次形成されてなる。従来の伝送線路と異なるの
は、本発明における第２の誘電体層であるＳＴＯ層２が
地導体Ｇと誘電体Ｅとの間に挿入されている点である。
伝送線路を構成する中心導体Ｃや地導体Ｇは、例えばＴ
ｉ／Ｐｔ／Ａｕ（導電率σ＝３．６×１０7ｓ／ｍ）の
多層膜で形成し、地導体ＧとＳＴＯ層２の間には２層間
の化学反応を遮蔽する導体層（図示せず）を設けた。誘
電体には誘電率が低く厚膜化が容易な有機誘電体ＢＣＢ
（ベンゾシクロ ブテン、誘電率εｒ＝３）を塗布形成
したものである。本実施の形態における各層の厚さは、
ＳＴＯ層２の厚さｔ１が約０．3 μｍ、誘電体Ｅの厚さ
ｔ２が約４．５μｍ、地導体Ｇの厚さｔ３が約２μｍ、
そして中心導体Ｃの厚さｔ４が約２μｍである。また中
心導体の幅ｗは約１０μｍである。
【００１６】この伝送線路の伝送損の特性を示すため
に、比較例として、図４（ａ）に示す従来の伝送線路の
ようにＳＴＯ層２を具備しない伝送線路を作成し実験し
た。この比較例における地導体Ｇ、中心導体Ｃの幅や厚
さ等は本実施の形態と同様である。この実験結果を図２
に示す。図２の横軸は伝送信号の周波数［ＧＨｚ］を、
縦軸は伝送損［ｄＢ／ｍ］を示し、ＳＴＯ層を備える本
実施の形態の伝送線路は実線で、ＳＴＯ層を備えない比
較例の伝送線路は点線で示す。図２中のεｅｆｆは伝送
線路としての実効誘電率を示す。図２からわかるよう
に、周波数ｆが０．０１ＧＨｚと十分低い場合には両者
の伝送損に差はほとんど見られない。そして、周波数ｆ
が０．１ＧＨｚ以下では、表皮効果がまだ現れないので
両者の導体損に差がなく、誘電体損の差が伝送線路の損
失の差となって現れて本実施の形態の伝送線路の方がわ
ずかに損失が大きくなる（但し、図２のグラフには、そ
れが顕著に現れていない。）周波数ｆが０．６ＧＨｚよ
りも高い周波数では表皮効果が顕著に見え始めて伝送損
に差が現れる。両者の伝送損の差は、周波数ｆが１ＧＨ
ｚ付近では伝送損の約５％まで現れ、さらに１０ＧＨｚ
以上で約３０％とまでなる。すなわち、地導体Ｇと誘電
体Ｅとの間にＳＴＯ層を挿入した伝送線路では、従来の
伝送線路よりも約３０％伝送損が改善されることがわか
る。
に、比較例として、図４（ａ）に示す従来の伝送線路の
ようにＳＴＯ層２を具備しない伝送線路を作成し実験し
た。この比較例における地導体Ｇ、中心導体Ｃの幅や厚
さ等は本実施の形態と同様である。この実験結果を図２
に示す。図２の横軸は伝送信号の周波数［ＧＨｚ］を、
縦軸は伝送損［ｄＢ／ｍ］を示し、ＳＴＯ層を備える本
実施の形態の伝送線路は実線で、ＳＴＯ層を備えない比
較例の伝送線路は点線で示す。図２中のεｅｆｆは伝送
線路としての実効誘電率を示す。図２からわかるよう
に、周波数ｆが０．０１ＧＨｚと十分低い場合には両者
の伝送損に差はほとんど見られない。そして、周波数ｆ
が０．１ＧＨｚ以下では、表皮効果がまだ現れないので
両者の導体損に差がなく、誘電体損の差が伝送線路の損
失の差となって現れて本実施の形態の伝送線路の方がわ
ずかに損失が大きくなる（但し、図２のグラフには、そ
れが顕著に現れていない。）周波数ｆが０．６ＧＨｚよ
りも高い周波数では表皮効果が顕著に見え始めて伝送損
に差が現れる。両者の伝送損の差は、周波数ｆが１ＧＨ
ｚ付近では伝送損の約５％まで現れ、さらに１０ＧＨｚ
以上で約３０％とまでなる。すなわち、地導体Ｇと誘電
体Ｅとの間にＳＴＯ層を挿入した伝送線路では、従来の
伝送線路よりも約３０％伝送損が改善されることがわか
る。
【００１７】このような伝送損の低減は以下の理由によ
り可能となったと考えられる。つまり、ＳＴＯ層２のよ
うに高誘電体層を設けたことにより、中心導体Ｃの直下
の地導体Ｇの上に集中していた地導体Ｇの電流分布が地
導体Ｇ全体に拡散して、上式（３）の∫ｃＩｓ2ｄｃの
値が小さくなり、結果として高周波抵抗が下がるため
（高周波抵抗低減効果）と推定できる。
り可能となったと考えられる。つまり、ＳＴＯ層２のよ
うに高誘電体層を設けたことにより、中心導体Ｃの直下
の地導体Ｇの上に集中していた地導体Ｇの電流分布が地
導体Ｇ全体に拡散して、上式（３）の∫ｃＩｓ2ｄｃの
値が小さくなり、結果として高周波抵抗が下がるため
（高周波抵抗低減効果）と推定できる。
【００１８】この実施の形態ではマイクロストリップ線
路について説明したが、本発明は図３に示すコプレーナ
導波路においても適用可能である。尚、本発明の第２の
誘電体層は上述の実施の形態で説明したＳＴＯ層の他
に、その誘電率が第１の誘電体層よりも高いとともにCV
D やスパッタ法等の成膜が可能なチタン酸バリウム、５
酸化タンタル等の誘電体を用いることも可能である。
路について説明したが、本発明は図３に示すコプレーナ
導波路においても適用可能である。尚、本発明の第２の
誘電体層は上述の実施の形態で説明したＳＴＯ層の他
に、その誘電率が第１の誘電体層よりも高いとともにCV
D やスパッタ法等の成膜が可能なチタン酸バリウム、５
酸化タンタル等の誘電体を用いることも可能である。
【００１９】また、本発明の第１の誘電体層も、第２の
誘電体層との関係を満足するものであれば、種々の材料
を選択可能であり、また一層のみとする他に複数層とす
ることも可能である。
誘電体層との関係を満足するものであれば、種々の材料
を選択可能であり、また一層のみとする他に複数層とす
ることも可能である。
【００２０】
【発明の効果】本発明によれば、高周波化により伝送線
路が小型化しても製造コストの増加を伴うことなく、低
伝送損の伝送線路を提供すること可能となる。
路が小型化しても製造コストの増加を伴うことなく、低
伝送損の伝送線路を提供すること可能となる。
【図１】本発明の実施の形態によるマイクロストリップ
線路の断面斜視図である。
線路の断面斜視図である。
【図２】本発明の実施の形態と比較例との伝送損の差を
示す特性図である。
示す特性図である。
【図３】本発明の他の実施の形態によるコプレーナ導波
路の断面斜視図である。
路の断面斜視図である。
【図４】本発明の従来の技術を説明するための断面斜視
図である。
図である。
【図５】本発明の従来の技術に係わる断面図である。
【図６】本発明の従来の技術の電流特性を示す断面図で
ある。
ある。
Ｃ…中心導体 Ｇ…地導体 Ｅ…誘電体 １…ＧａＡｓ基板 ２…ＳＴＯ層
Claims (4)
- 【請求項１】中心導体、地導体、及び前記中心導体と前
記地導体に挟まれた誘電体とを具備する平面回路型伝送
線路において、前記誘電体は第１の誘電体層、及びこの
第１の誘電体層と前記地導体との間に形成された前記第
１の誘電体層よりも高い誘電率をもつ第２の誘電体層と
からなることを特徴とする平面回路型伝送線路。 - 【請求項２】前記第２の誘電体層の誘電率は、前記第１
の誘電体層の誘電率の２倍以上であることを特徴とする
請求項１記載の平面回路型伝送線路。 - 【請求項３】前記第２の誘電体層と前記地導体との界面
に、タングステンもしくは白金を主成分とする層を具備
することを特徴とする請求項１記載の平面回路型伝送線
路。 - 【請求項４】前記平面回路型伝送線路は準ミリ波帯もし
くはミリ波帯の回路装置における伝送線路として用いら
れることを特徴とする請求項１記載の平面回路型伝送線
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10060236A JPH11261306A (ja) | 1998-03-12 | 1998-03-12 | 平面回路型伝送線路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10060236A JPH11261306A (ja) | 1998-03-12 | 1998-03-12 | 平面回路型伝送線路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11261306A true JPH11261306A (ja) | 1999-09-24 |
Family
ID=13136344
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10060236A Pending JPH11261306A (ja) | 1998-03-12 | 1998-03-12 | 平面回路型伝送線路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11261306A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012028064A1 (zh) * | 2010-09-02 | 2012-03-08 | 华为技术有限公司 | 裸芯片与印制电路板的连接结构及印制电路板、通信设备 |
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1998
- 1998-03-12 JP JP10060236A patent/JPH11261306A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012028064A1 (zh) * | 2010-09-02 | 2012-03-08 | 华为技术有限公司 | 裸芯片与印制电路板的连接结构及印制电路板、通信设备 |
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