KR100961370B1 - 고주파용 전송선로 및 이를 이용한 임피던스 변환기 - Google Patents

고주파용 전송선로 및 이를 이용한 임피던스 변환기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 주기적으로 배열된 용량성 소자를 이용하여 종래의 전송선로에 비해 단파장 특성과 가변 임피던스 특성을 갖는 고주파용 전송선로 및 이를 이용한 임피던스 변환기에 관한 것으로, 이를 위하여 전송선로 및 임피던스 변환기는, 고주파신호를 전송하는 선로부와 소정의 접지부 사이에 주기적으로 배열 형성되되, 상기 선로부를 통해 인가되는 고주파 전압에 따라 커패시턴스가 조절되는 용량성 소자를 포함한다.
전송선로, 단파장, 임피던스, 커패시턴스, 다이오드

Description

고주파용 전송선로 및 이를 이용한 임피던스 변환기{TRANSMISSION LINE AND IMPEDANCE CONVERTER USING TRANSMISSION LINE}
본 발명은 고주파 신호(Microwave 및 RF)를 전송하는 전송선로에 관한 것으로, 특히 주기적으로 배열된 용량성 소자를 이용하여 종래의 전송선로에 비해 단파장 특성과 가변 임피던스 특성을 갖는 고주파용 전송선로 및 이를 이용한 임피던스 변환기에 관한 것이다.
RF회로상의 각 소자간의 신호전달 경로가 되는 전송선로는 현대 무선통신 시스템의 기본 소자로서, RF회로상의 임피던스 정합을 위한 정합소자로서 이용되며, 스파이럴 인덕터와 미앤더 라인 같은 수동소자뿐 아니라 커플러 및 전력분배기 등의 기능성 수동소자의 제작에도 이용된다.
이러한 전송선로는 전자회로망과 다르게, 신호가 외부로 복사(radiation)되어 손실이 늘어나지 않도록 외부를 차폐(shield)하여야 하며, 전송선로를 이용하여 유닛 간을 연결하여도 임피던스가 흐트러지지 않도록 설계되어야 한다.
RF회로상의 대표적인 전송선로로서는 도 1a 및 도 2a와 같은 코프레너 타입과 마이크로스트립 타입 등이 존재한다. 도 1a는 코프레너 타입의 전송선로 구조를 나타낸 것이고, 도 2a는 마이크로스트립 타입의 전송선로 구조를 나타낸 것이다.
이와 같은 전송선로(10, 30)는 선로부(11, 31; 이하 설명의 편의상 '선로'라고도 함)와 접지부(15, 35)를 포함하여 이루어져 있는 데, 전송선로(10, 30)는 모노리식 초고주파용 집적회로(Monolithic Microwave Integrated Circuit; MMIC)용 반도체 기판 혹은 테프론 등의 인쇄기판상에 제작되며, 반도체 기판상에서는 플레이팅(plating)법에 의해 금(Au) 등으로 선로가 형성된다.
이들 중 도 1a와 같은 코프레너 타입의 전송선로(10)는 비아홀 공정이 필요 없으므로 제작이 간단하며, 공정가격이 저렴하므로 실리콘 반도체에서 주로 사용되고 있으며, 도 2a와 같은 마이크로스트립 타입의 전송선로(30)는 비아홀 공정이 필요하나 레이아웃 등이 간단하므로 갈륨비소 등의 화합물 반도체에서 주로 사용된다.
선로 상의 신호는 전자파 에너지의 형태로 전달되며, 선로 상의 전자파는 유사 TEM파(quasi-Transverse Electromagnetic Wave)의 형태로 존재하므로, 선로 상의 전계와 자계의 진행방향이 서로 수직을 이룬다.
도 1b 및 도 2b는 코프레너 타입 및 마이크로스트립 타입 상에 존재하는 전자파의 형태를 각각 보여준다. 도시된 바와 같이 전계는 선로부(11, 31)에서 접지부(15, 35)로 향하는 방향으로 분포하며, 자계는 선로부(11, 31)를 둘러싸는 폐곡선 형태를 취하며 전계와 수직인 방향으로 분포한다. 그리고, 전자파는 선로부(11, 31)의 길이 방향으로 진행하며, 이러한 진행방향은 전자계가 분포하는 면과 수직을 이룬다.
따라서, 코프레너 타입 및 마이크로스트립 타입과 같은 전송선로(10, 30)는 자계로부터 생기는 등가의 선로 인덕턴스를 가지며, 전계로부터 생기는 등가의 선로 커패시턴스를 가지므로, 상기 각 선로의 등가회로는 도 1c 및 도 2c와 같이 각기 표현되며, 상기 코프레너 타입과 마이크로스트립 타입의 등가회로는 동일하게 표현된다.
등가회로에서 L은 자계로부터 생기는 등가의 단위길이당 선로의 인덕턴스이며, C는 전계로부터 생기는 단위길이당 선로의 커패시턴스이다. 코프레너 타입과 마이크로스트립 타입은 이와 같은 주기적인 LC등가회로로 표현되며, 선로의 특성 임피던스(Z0)와 선로 파장(λg)은 수학식 1 및 2와 같이 표현된다.
Figure 112008050825103-pat00001
Figure 112008050825103-pat00002
상기 수학식 1 및 2에서 f는 동작주파수이다. 상기 수학식에서 알 수 있는 바와 같이 선로부(11, 31)와 접지부(15, 35) 사이의 커패시턴스(C)이 증가할수록 선로 파장(λg)은 감소한다.
최근, 갈륨비소 화합물 및 실리콘 반도체 공정기술의 발달에 의해 고주파용 MMIC와 베이스밴드부의 칩셋(chip set)이 하나의 반도체 기판상에 집적된 SoC(System on Chip)용 단말기의 개발이 가능하게 되었다. 그러나, 이러한 반도체 기술의 발전에도 불구하고, 아직까지도 결합기, 분배기 및 필터 등의 대부분의 RF 수동소자들은 큰 점유면적으로 인해 반도체 IC 내부에 집적되지 못하고 있으며, 반도체 IC 외부의 프린트 기판 상에 설계 및 제작되고 있는 실정이다.
상기 문제점으로 인해 아직까지도 진정한 의미의 SoC용 반도체 단말기가 실현되지 못하고 있으며, 이는 반도체 IC 분야에서 조속히 해결되어야 할 필수적인 과제이다. 이와 같은 문제점의 원인은 상기에서 언급한 선로의 큰 파장에 기인한다. 예를 들어, 두께 600㎛를 가지는 반도체 기판상에 도 1a와 같은 종래의 코프레너 타입을 제작하는 경우, 10㎓에서 선로 파장(λg)은 11.8㎜가 되며, λg/4 선로로 이루어진 브랜치 라인 결합기를 제작하는 경우, 점유면적은 8.7mm2가 되어, 소형의 반도체 기판상의 집적이 불가능하다.
상기 문제를 해결하기 위해서는, MMIC 내부에 집적 가능한 초소형 수동소자 개발에 응용할 수 있는 단파장 선로부의 개발이 필요하다. 따라서, 고주파용 RF 수동 및 능동소자와 베이스밴드부의 칩셋이 하나의 반도체 기판상에 집적된 SoC용 단말기의 개발을 위해서는 단파장 특성을 가지는 선로의 개발이 절실히 요구된다.
최근에 T. Fujii 등이 발표한 논문("Miniaturized Broad-Band CPW 3-dB Branch-Line Couplers in Slow-wave Structure", IEICE Trans. Electron., Vol. E90-C, No. 12, pp. 2245-2253, Dec., 2007.)에서 단파장 특성을 가지는 주기적 구조의 선로가 제안되었으며, 도 3a 및 도 3b는 그 선로 구조와 등가회로를 각각 나타내었다.
도 3a에서 보는 바와 같이 코프레너 타입의 선로부(51)의 양단에 개방선로(52)를 접속하여 선로부(51)의 커패시턴스를 증가시킴으로써, 수학식 1에 의해 선로부(51)의 파장축소를 꾀하였다. 즉, 도 3a 및 도 3b와 같이 개방선로(52)는 등가적으로 병렬 커패시턴스와 같으며, 등가의 커패시턴스 값은 아래 수학식 3과 수학식 4와 같다.
Figure 112008050825103-pat00003
Figure 112008050825103-pat00004
여기서, f는 동작주파수이고, Z0은 선로의 특성임피던스이고, β와 l은 각각 선로의 전송상수와 선로 길이이며, μ와 ε는 각각 선로의 투자율과 유전율이다.
도 3b에서 알 수 있는 바와 같이 주기적 선로 구조의 경우, 종래의 코프레너 타입에서 존재하는 선로부(51)와 접지부(55) 사이의 커패시턴스(Ca) 뿐만 아니라 개방선로 커패시턴스(Co)가 추가적으로 존재한다. 즉, 주기적 구조가 존재하지 않는 코프레너 및 마이크로스트립 타입의 경우 전체 커패시턴스는 C = Ca가 되나, 도 3a의 주기적 구조가 존재하는 선로의 경우 도 3b와 같이 전체 커패시턴스는 C = Ca + 2Co가 된다.
선로의 파장과 임피던스는 수학식 1 및 2와 같이 선로의 커패시턴스에 반비례하므로, 선로부와 접지부 사이의 커패시턴스가 증가할수록 선로 파장(λg)은 감소한다. 따라서, 도 3a의 주기적 선로 구조는 도 1a의 코프레너 타입 구조에 비해 단파장 특성을 가진다. 즉, 도 1a의 코프레너 타입에 대한 파장은 아래 수학식 5와 같으며, 도 3a의 주기적 선로에 대한 파장은 수학식 6과 같다.
Figure 112008050825103-pat00005
Figure 112008050825103-pat00006
따라서, 도 3a의 주기적 선로의 파장이 도 1a의 코프레너 타입의 선로보다 더 짧아진다.
하지만, 도 3a 및 도 3b에서 보이는 종래의 주기적 선로 구조는 아래와 같은 문제점을 가진다. 첫째로 선로(51)의 폭(W)과 개방선로(52)의 길이(l) 등이 결정되면, 선로의 특성 임피던스가 고정되어 특성 임피던스를 가변할 수 없다는 점이다. 이로 인해 다양한 임피던스를 가지는 RF소자가 혼재하는 회로상에서 임피던스에 따라 각기 다른 선로 폭(W)과 길이(l)를 가지는 다양한 선로를 사용해야 하는 문제점이 존재한다. 즉, RF 회로상에는 다양한 임피던스를 가지는 능동 및 수동소자가 존 재하므로, 이들의 임피던스 정합을 위해서는 다양한 특성 임피던스를 가지는 선로가 필요하게 된다.
예를들면, 선로를 이용한 λ/4 임피던스 변환기에 의해 임피던스 정합을 수행하는 경우, 20Ω의 입력 임피던스와 30Ω의 출력 임피던스를 가지는 트랜지스터를 정합하는 경우, 24.5Ω의 특성 임피던스를 가지는 선로가 필요하며, 20Ω의 입력 임피던스를 가지는 트랜지스터와 50Ω의 포트 임피던스를 가지는 수동소자를 정합하는 경우, 31.6Ω의 특성 임피던스를 가지는 선로가 필요하다.
따라서, 도 3a의 선로 구조를 사용하면 24.5Ω와 31.6Ω에 상응하는 폭(W)과 길이(l) 등을 가지는 다양한 형태의 선로 구조가 사용되어야 한다. 그러나, 1개의 선로에 대해 특성 임피던스를 임의로 조절할 수 있다면, 1개의 선로만을 이용하여 다양한 임피던스를 가지는 수동 및 능동소자 사이의 임피던스 정합이 가능하다.
그리고, 다른 문제점으로는 도 3a와 같은 주기적 구조를 취함으로써 파장의 축소에 의해 선로의 길이는 짧아지나, 개방선로의 길이(l)만큼 전체 선로 폭은 늘어나므로 RF 소자의 사이즈 축소 효과는 미미하게 된다. 즉 도 3a에서 전체선로 폭(W)은 순수한 선로 폭(WL)에다 길이(l)의 2배를 더한 이 된다.
따라서, 도 3a의 선로 구조를 이용한 RF 수동소자를 테프론 인쇄기판에 제작하여 고주파 특성결과를 보고한 사례는 있으나, 상기 문제점으로 인해 고집적 반도체 소자에는 응용되지 못하고 있으며 상용화의 걸림돌이 되고 있다.
그 밖에도 수학식 3 및 4에서 알 수 있는 바와 같이, 커패시턴스 값(Co)은 주파수 f의 함수이므로 주파수가 변하면 선로의 등가 커패시턴스 값(Co)도 변화한다. 그리고, 수학식 1 및 2에서 알 수 있는 바와 같이 도 3a의 선로 구조에 대한 특성 임피던스는 등가 커패시턴스(C)의 함수이므로, 특성 임피던스 값은 주파수에 크게 의존하게 되며, 이로 인해 선로 자체의 특성은 주파수가 변화함에 따라 크게 변화하게 된다. 즉, 도 3a의 선로 구조에 대한 특성 임피던스를 ZB라고 두면, 이는 아래의 수학식 7과 같이 되어, 특성 임피던스 ZB의 주파수 의존성은 매우 커진다.
Figure 112008050825103-pat00007
따라서, 상기 주기적 선로를 이용하여 RF 소자를 제작하는 경우, RF 소자의 주파수 의존성이 매우 크며, 이로 인해 대역폭이 매우 협소해진다는 문제점을 가지게 된다.
본 발명의 목적은 단파장 특성을 가짐과 동시에 특성 임피던스의 주파수 의존성이 적으며, 개방선로의 구조를 취하지 않아 작은 선로 폭을 갖는 고주파용 선로 및 이를 이용한 임피던스 변환기를 제공하는 데 있다.
본 발명의 다른 목적은 선로부와 접지부 사이에 주기적으로 배치된 용량성 소자를 이용하여 단파장 특성과 가변 임피던스 특성을 확보할 수 있는 고주파용 선로 및 이를 이용한 임피던스 변환기를 제공하는 데 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 고주파용 전송선로는, 반도체 또는 인쇄회로기판의 일면에 형성되어 고주파의 전기적 신호를 전송하는 선로부; 상기 반도체 또는 인쇄회로기판의 타면에 형성되는 접지부; 및 상기 선로부와 접지부 사이에 주기적으로 배열 형성되되, 상기 선로부를 통해 인가되는 고주파 전압에 따라 커패시턴스가 조절되는 용량성 소자;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
구체적으로, 상기 용량성 소자는 다이오드와 능동소자 중 어느 하나인 것을 특징으로 하며, 상기 능동소자는 전계효과 트랜지스터 또는 쌍극성 트랜지스터인 것을 특징으로 한다.
상기 전송선로에는, 상기 선로부와 접지부에 의한 커패시턴스 성분과, 상기 용량성 소자로 인한 가변 커패시턴스 성분이 형성되어 있는 것을 특징으로 하며, 상기 용량성 소자의 커패시턴스를 조절하여 선로부의 파장과 특성 임피던스를 가변시키는 것을 특징으로 한다.
상기 용량성 소자는, 상기 선로부와 동일한 면에 형성되어 선로부와 전기적으로 연결되는 제1 전극; 및 상기 선로부와 동일한 면에 제1 전극과 이격 형성되되, 비아홀을 통해 접지부와 전기적으로 연결되는 제2 전극;으로 이루어진 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 고주파용 전송선로는, 반도체 또는 인쇄회로기판의 일면에 형성되어 고주파의 전기적 신호를 전송하는 선로부; 상기 선로부와 동일한 면에 일정 간격 이격 형성되는 접지부; 및 상기 선로부와 접지부 사이에 주기적으로 배열 형성되되, 상기 선로부를 통해 인가되는 전압에 따라 커패시턴스가 조절되는 용량성 소자;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 용량성 소자는, 상기 선로부와 동일한 면에 형성되어 선로부와 전기적으로 연결되는 제1 전극; 및 상기 선로부와 동일한 면에 제1 전극과 이격 형성되되 접지부와 전기적으로 연결되는 제2 전극;으로 이루어진 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 고주파용 전송선로를 이용한 임피던스 변환기는, 기판의 일면에 형성되어 고주파의 전기적 신호를 전송하는 선로부; 상기 기판의 타면 또는 선로부와 동일한 면에 형성되는 접지부; 및 상기 선로부와 접지부 사이에 주기적으로 배열 형성되되, 상기 선로부를 통해 인가되는 고주파 전압에 따라 커패시턴스가 조절되는 용량성 소자;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 임피던스 변환기는 λ/4용 변환기이며, 상기 용량성 소자는 상기 선로부와 동일한 면에 형성되어 선로부와 전기적으로 연결되는 제1 전극; 및 상기 선로부와 동일한 면에 제1 전극과 이격 형성되되, 비아홀을 통해 접지부와 전기적으로 연결되는 제2 전극;으로 이루어진 것을 특징으로 한다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명은 전송선로의 선로부와 접지부 사이에 용량성 소자를 주기적으로 배치함으로써, 단파장 특성과 가변 임피던스 특성을 확보할 수 있음과 아울러 특성 임피던스의 주파수 의존성이 적으며, 개방선로의 구조를 취하지 않아 선로부의 선로 폭을 작게 구현할 수 있는 이점이 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대하여 보다 상세하게 설명하고자 한다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 의한 전송선로의 구조를 나타낸 개념도로서, 전송선로(100)는 선로부(110)와 접지부(130) 및 다이오드(150)들을 포함하여 이루어져 있다.
상기 선로부(110)는 기판의 일면에 형성되어 마이크로파와 RF 신호와 같은 고주파의 전기적 신호를 전송하도록 구성되어 있고, 상기 접지부(130)는 기판의 일면 또는 타면에 형성되어 있고, 상기 다이오드(150)는 선로부(110)와 접지부(130) 사이에 주기적으로 배열 형성되어 있다. 상기 다이오드(150)의 애노드 전극은 선로부(110)에 연결되어 있고, 캐소드 전극은 접지부(130)에 연결되어 있다.
여기서, 전송선로(100)는 코프레너 타입 또는 마이크로스트립 타입의 구조를 가질 수 있다.
즉, 본 발명에서는 도 4와 같이 주기적으로 배열된 다이오드(150)를 이용한 전압제어형 선로의 구조를 제안한다. 상기 다이오드(150)들은 외부전압에 대한 가변 커패시터로 표현되므로, 도 4의 선로는 도 5a와 같이 가변 커패시턴스(Cd[V])가 주기적으로 접속된 선로로 간단히 표현될 수 있다.
상기 도 5a의 주기적 다이오드 타입의 선로에 대한 LC 등가회로는 도 5b와 같다. 즉, 전송선로(100)는 선로부(110)의 길이에 따른 인덕턴스 성분(L)과, 선로부(110)와 접지부(130) 사이에 존재하는 커패시턴스 성분(Ca), 및 주기적으로 배열된 다이오드(150)에 의한 가변 커패시턴스 성분(Cd[V])으로 이루어져 있다.
도 5b에 도시된 LC 등가회로를 도 1c, 도 2c 및 도 3b와 같은 종래의 선로에 대한 주기적인 LC 등가회로와 비교하면, 주기적으로 배열된 다이오드(150)에 의해 가변 커패시턴스(Cd[V])가 추가되었다는 점이 상이하다.
따라서, 도 4와 같은 선로에 대한 선로 파장(λg)과 특성 임피던스(Zp)는 아래 수학식 8 및 9로 표현할 수 있다.
Figure 112008050825103-pat00008
Figure 112008050825103-pat00009
상기 수학식 8 및 9에서 알 수 있는 바와 같이, 주기적 다이오드 타입의 선로의 경우, 종래의 선로에서 존재하는 커패시턴스(Ca)뿐 아니라 다이오드(150)에 의한 가변 커패시턴스(Cd[V])가 추가적으로 존재한다. 따라서, 인가전압을 통해 가변 커패시턴스(Cd[V])를 조절함으로써 특성 임피던스(Zp)를 제어할 수 있으며, 가 변 커패시턴스(Cd[V])가 추가된 만큼 종래의 선로보다 파장(λg)이 감소함을 알 수 있다.
도 6은 본 발명에 의한 선로에서 다이오드에 대한 인가전압과 커패시턴스와의 관계를 측정한 그래프이다. 상기 반도체는 갈륨비소 화합물 반도체이다.
도 6에서 볼 수 있는 바와 같이 0.1∼1.05V 사이의 전압조정에 의해 48∼138[pF] 범위의 커패시턴스 조절이 가능하다. 따라서, 본 발명에서 제안한 주기적 다이오드 타입의 선로를 사용하면, 특성 임피던스(Zp)를 제어할 수 있을 뿐 아니라, 가변 커패시턴스(Cd[V])의 증가에 의해 선로 파장(λg)이 감소함을 알 수 있다.
도 7은 본 발명의 실시예에 의한 마이크로스트립 타입의 전송선로를 나타낸 사시도이다.
도 7과 같은 마이크로스트립 타입의 전송선로(100)는, 반도체 기판의 일면에 형성되어 고주파의 전기적 신호를 전송하는 선로부(110)와, 상기 반도체 기판의 타면에 형성되는 접지부(130), 및 상기 선로부(110)와 접지부(130) 사이에 주기적으로 배열 형성되되, 상기 선로부(110)를 통해 인가되는 고주파 전압에 따라 커패시턴스가 조절되는 다이오드(150)로 이루어져 있다.
아울러, 상기 다이오드(150)의 애노드 전극(151)은 선로부(110)와 동일한 면에 형성되어 선로부(110)와 전기적으로 연결되어 있고, 상기 다이오드(150)의 캐소드 전극(155)은 선로부(110)와 동일한 면에 애노드 전극(151)과 이격 형성되되 비아홀(170; Via Hole)을 통해 접지부(130)와 전기적으로 연결되어 있다. 물론, 상기 비아홀(170)의 내벽은 금속으로 플레이팅되어 있다.
따라서, 도 7과 같이 다이오드(150) 전극 중 한쪽 전극(151)은 마이크로스트립 타입에 연결되었으며, 다른 한쪽의 전극(155)은 비아홀(170)을 통해 접지부(130)에 연결되어 있다. 이에 대한 간단한 회로를 상기 도 4에 나타내었다.
도 8은 도 4의 주기적 다이오드 타입의 선로에 대한 인가전압과 특성임피던스와의 관계를 측정한 결과이다. 도 8에서 볼 수 있는 바와 같이 0∼1.05V 사이의 전압조정에 의해 80Ω∼20Ω 범위의 특성 임피던스 조절이 가능하다.
도 9는 도 4의 주기적 다이오드 타입의 선로와 도 2a의 마이크로스트립 타입의 선로에 대한 파장의 측정결과를 보여준다. 선로는 두께 100㎛의 갈륨비소 화합물 반도체에 형성하였고, 그 선로 폭은 20㎛이다.
도 2a와 같은 종래의 선로(11)의 경우에는 20GHz에 대한 선로 파장이 5.3mm인 반면, 도 4와 같은 본 발명의 주기적 다이오드 타입의 선로(110)의 경우에는 인가전압 0.25V∼0.75V 범위에서 20GHz에 대한 선로 파장이 대략 1.4mm∼1.5mm 정도밖에 되지 않는다. 인가전압 0.25V∼0.75V 범위에서는 전압에 대한 선로 파장 의존성이 비교적 미미한데, 이는 인가전압 변화에 따라 커패시턴스가 변하더라도 선로 인덕턴스도 함께 변하기 때문이다.
상기 결과들로부터 본 발명의 선로를 이용하면, 종래의 선로에 비해 파장이 대폭 축소되므로, 반도체 집적회로상에 집적 가능한 소형 수동소자의 제작이 용이함을 알 수 있으며, 전압조정에 의해 임피던스 조절이 가능하므로 동일한 1개의 선로를 이용하여 다양한 수동 및 능동소자 사이의 임피던스 정합이 가능함을 알 수 있다.
그리고, 본 발명에서 제안하는 도 4의 선로는 도 7에서 보이는 다이오드(150)로부터 발생하는 PN접합 커패시턴스를 사용하므로 도 3a와 같은 개방선로(52)가 필요없다. 따라서, 커패시턴스가 증가해도 선로 폭이 증가하지 않으며, 도 7과 같이 선로부(110)와 다이오드(150)의 면적만큼만 더한 폭(W)이 전체 선로 폭이 된다. 예를 들어, 47GHz에서 특성 임피던스 35Ω, 선로 파장 1.68mm에 해당하는 도 4 또는 도 7의 다이오드 타입의 선로에 대한 선로 폭은 50㎛이나, 동일한 조건의 도 3a의 선로에 대한 선로 폭은 80㎛이다. 도 7의 다이오드 타입의 선로와 도 3a의 주기적 개방선로 타입의 선로에 대한 폭은 표 1에 나타내었다.
항목 다이오드 타입의 선로(도 7) 종래의 주기적 선로(도 3a)
35Ω 선로 폭 W = 50㎛
(인가전압 0.85V)		 W = 100㎛
20Ω 선로 폭 W = 50㎛
(인가전압 1.05V)		 W = 250㎛
그리고, 본 발명에서 제안하는 추가적인 커패시턴스(Cd[V])는 p형 반도체와 n형 반도체 사이에서 생성되는 PN 접합 커패시턴스이며, 이는 아래의 수학식 10으로 표현되며, 그 측정결과는 상기 도 6에 나타내었다.
Figure 112008050825103-pat00010
여기서, q와 Nd는 각각 전자의 전하량과 반도체 도핑농도이며, εi와 A는 각각 반도체 기판의 유전율과 커패시턴스 부분 단면적이며, V는 외부 인가전압이다.
따라서, 도 4의 다이오드(150)에 의한 추가적인 커패시턴스(Cd[V])는 상기 수학식 10과 같이 주파수에 의존하지 않으며, 선로(110)에 대한 특성 임피던스(ZP)도 아래의 수학식 11과 같이 주파수 의존성을 가지지 않는다.
Figure 112008050825103-pat00011
즉, 수학식 7로 표현되는 도 3a의 종래의 선로에 대한 특성 임피던스는 주파수에 대한 함수이지만, 수학식 11로 표현되는 도 4의 본 발명의 선로에 대한 특성 임피던스는 주파수에 대한 함수가 아니다. 따라서, 본 발명에서 제안하는 도 4의 선로는 도 3a의 선로에 비해 주파수 영향을 거의 받지 않는다.
도 10은 본 발명에 의한 도 4의 선로와 종래기술에 의한 도 3a의 선로에 대한 임피던스의 주파수 특성을 보여준다. 도시된 바와 같이 도 4의 선로는 도 5의 선로와는 달리 주파수 의존성이 매우 적다. 따라서, 도 4의 선로를 이용하여 RF 소자를 제작하면 도 3a의 종래의 선로에서 발생하였던 협대역 특성의 문제점을 극복할 수 있다.
그리고, 상기 구조는 주기적 다이오드 타입의 선로를 도 7과 같이 마이크로스트립 타입에 적용하였으나, 본 발명의 주기적 다이오드 타입의 선로는 다른 형태에도 적용 가능하다. 예를 들면, 도 11은 주기적 다이오드 타입의 선로를 코프레너 타입에 적용한 경우이다.
도 11의 코프레너 타입의 전송선로(100)는, 기판의 일면에 형성되어 고주파의 전기적 신호를 전송하는 선로부(110)와, 상기 선로부(110)와 동일한 면에 형성되는 접지부(130), 및 상기 선로부(110)와 접지부(130) 사이에 주기적으로 배열 형성되되, 상기 선로부(110)를 통해 인가되는 고주파 전압에 따라 커패시턴스가 조절되는 다이오드(150)로 이루어져 있다.
아울러, 상기 다이오드(150)의 애노드 전극(151)은 선로부(110)와 동일한 면에 형성되어 선로부(110)와 전기적으로 연결되어 있고, 상기 다이오드(150)의 캐소드 전극(155)은 선로부(110)와 동일한 면에 애노드 전극(151)과 이격 형성되어 접지부(130)와 전기적으로 연결되어 있다.
상기와 같이 구성된 코프레너 타입의 선로에 대한 간단한 회로는 상기 도 4에 나타내었으며, 그 해석은 상기의 마이크로스트립 타입의 경우와 동일하므로 생략하도록 한다.
도 12a 및 도 12b는 본 발명의 다른 실시예에 의한 선로의 구조를 도시한 것으로, 도 4의 다이오드 대신 능동소자인 전계효과 트랜지스터(150-1) 또는 쌍극성 트랜지스터(150-2)를 배치한 것을 나타내었다.
본 발명의 도 4에서는 다이오드(150)를 주기적으로 배치한 선로에 대해서 언급하였으나, 본 발명의 효과는 도 12a 및 도 12b와 같이 커패시턴스 성분을 갖는 모든 종류의 능동소자를 주기적으로 배치한 경우에도 똑같은 효과를 얻을 수 있다. 즉, 도 12a 및 도 12b와 같이 전계효과 트랜지스터(150-1) 또는 쌍극성 트랜지스 터(150-2)를 주기적으로 배치한 경우에도 트랜지스터 내부에 존재하는 커패시턴스는 외부 인가전압에 의해 조절할 수 있으므로 상기의 도 4와 동일한 작용 효과를 얻을 수 있다. 이에 대한 구체적인 내용은 도 4와 관련된 설명과 동일하므로 생략하도록 한다.
도 13은 본 발명의 또다른 실시예에 의한 주기적 다이오드 구조를 갖는 임피던스 변환기를 도시한 회로도로서, 도 4에 의한 주기적 다이오드 타입의 전송선로(100)를 임피던스 변환기(200)에 적용한 것이다.
상기 임피던스 변환기(200)는 선로부(110)와 접지부(130) 및 다이오드(150)를 포함하는 전송선로(100)로 이루어져 있고, 상기 선로부(110)는 고주파의 전기적 신호를 전송하되 코프레너 또는 마이크로스트립 타입으로 이루어져 있고, 상기 선로부(110)와 접지부(130) 사이에는 주기적으로 배열된 다이오드(150)들이 형성되어 있다. 물론, 상기 다이오드(150)의 애노드 전극은 선로부(110)에 연결되어 있고, 캐소드 전극은 접지부(130)에 연결되어 있다.
즉, 본 발명에서 제안한 선로를 모노리식 초고주파용 집적회로(Monolithic Microwave Integrated Circuit; MMIC) 상에 구현하기 위해서, 본 발명의 선로를 이용하여 갈륨비소 MMIC상에 λ/4 임피던스 변환기(200)를 구현하였다.
상기 λ/4 임피던스 변환기(200)에 대한 기본이론은 다음과 같다. 도 13과 같이 실수 값을 가지는 부하 임피던스(ZC2)가 선로부(110) 끝에 종단되어 있는 경우 를 생각하자. 이러한 경우에는, 특성 임피던스(Zp)와 λ/4의 선로 길이를 가지는 선로(100)를 도 13과 같이 삽입하면, 부하 임피던스(ZC1)와 임피던스(ZC2)를 가지는 입력측 회로 사이의 임피던스 정합이 가능하며, 이러한 전송선로를 λ/4 임피던스 변환기(200)라고 한다.
도 13의 회로의 경우 입력 임피던스(Zin)는 아래의 수학식 12로 표현된다.
Figure 112008050825103-pat00012
상기 부하 임피던스(ZC1)과 임피던스(ZC2)를 가지는 입력측 회로 사이의 임피던스 정합을 위해서는 아래 수학식 13이 성립되어야 한다.
Figure 112008050825103-pat00013
상기 수학식 12 및 13으로부터 입력 임피던스는 아래 수학식 14로 표현된다.
Figure 112008050825103-pat00014
결국, 부하 임피던스(ZC1)와 임피던스(ZC2)를 가지는 입력측 회로 사이의 임피던스 정합을 위해서는 주기적 다이오드 타입의 선로의 특성 임피던스(Zp)는 아래 의 수학식 15를 만족하여야 한다.
Figure 112008050825103-pat00015
상기 수학식 15로부터 변환하여야 할 임피던스(ZC1, ZC2)와 가변 다이오드에 대한 가변 커패시턴스(Cd[V])의 관계식은 수학식 16과 같이 표현된다.
Figure 112008050825103-pat00016
주기적 다이오드 타입의 선로를 이용하는 경우, 상기 수학식 16으로부터 인가전압(V)을 조절함으로써, 다양한 임피던스 ZC1과 ZC2에 대해 임피던스 변환이 가능함을 알 수 있다. 아래의 표 2는 다양한 임피던스 ZC1과 ZC2의 정합을 위해 요구되어지는 임피던스 변환기(200)의 특성 임피던스(Zp)와 인가전압(V)과의 관계를 보여준다.
Z c 1 Z c 2
Figure 112008050825103-pat00017
 인가전압
50Ω 100Ω 70.7Ω 0.25V
30Ω 100Ω 54.8Ω 0.5V
30Ω 80Ω 49Ω 0.75V
도 14는 갈륨비소 MMIC상에 제작된 λ/4 임피던스 변환기(200)에 대한 사진으로서, 예컨대 동작주파수가 21GHz가 되도록 설계하였다.
측정을 위해 GSG 패드가 접속되었으며, 점선으로 표시된 임피던스 변환기(200)에 대한 면적은 60㎛×375㎛이며, 이는 도 3a의 종래의 선로를 이용한 임피던스 변환기(200)의 사이즈의 27%에 해당한다.
아래의 표 3은 도 4의 선로를 이용한 경우에 대한 임피던스 변환기(200)의 크기와 도 3a의 종래의 선로를 이용한 경우에 대한 임피던스 변환기(200)의 크기를 비교한 표이다. 상기 표 2 및 표 3에서 보는바와 같이 본 발명의 선로를 이용하면 임피던스를 가변할 수 있을 뿐 아니라 회로면적도 대폭 축소된다.
아래의 표 3은 기판 두께가 100㎛인 갈륨비소 반도체 상에 제작되고, ZC1이 30Ω, ZC2가 80Ω인 경우에 대하여 나타낸 것이다.
항목 도 13의 구조
(도 14를 참조) 		도 2a의 구조 도 3a의 구조
(G = 150㎛)
선로 폭[㎛] W = 60㎛ W = 70㎛ W = 80㎛
선로 길이[mm] λ/4 = 0.375mm λ/4 = 1.19mm λ/4 = 0.8mm
면적[㎛] 60㎛×375㎛ 70㎛×1,190㎛ 80㎛×800㎛
결합기 면적비[%] 27% 100% 76.8%
즉, 종래의 마이크로스트립 타입(도 2a)을 이용하여 두께 100㎛의 갈륨비소 반도체상에 동작주파수가 21GHz가 되는 특성임피던스 49Ω(80 → 30Ω 변환용) 임피던스 변환기(200)를 제작하는 경우, 선로 폭 및 선로 길이는 각각 70㎛, 1190㎛가 된다. 따라서, 본 발명에서 제안한 선로(도 14를 참조)를 이용하면 축소된 파장의 효과 때문에 수동소자의 사이즈가 대폭 축소되며, 이는 MMIC상에 집적 가능한 온칩형 수동소자의 실현을 가능하게 한다.
도 13의 λ/4 임피던스 변환기(200)의 인가전압이 0.25V인 경우, ZC1 = 50Ω, ZC2 = 100Ω인 경우에 대한 임피던스 변환기(200)의 반사손실(S11) 및 삽입손실(S21)을 측정한 결과를 도 15a에 나타내었다.
도 15a에서 알 수 있는 바와 같이, 21GHz에서 -30dB의 양호한 반사손실과 -0.3dB의 양호한 삽입손실 특성이 관찰되며, 이는 상기 λ/4 임피던스 변환기가 100Ω → 50Ω 변환용 임피던스 변환기(200)로써 유용하게 사용될 수 있음을 의미한다.
인가전압이 0.5V인 경우, ZC1이 30Ω이고, ZC2가 100Ω인 경우에 대한 도 6의 임피던스 변환기의 특성 측정 결과를 도 15b에 나타내었는데, 21GHz에서 -34dB의 양호한 반사손실과 -0.2dB의 양호한 삽입손실 특성이 관찰되며, 이는 상기 λ/4 임피던스 변환기가 100Ω → 30Ω 변환용 임피던스 변환기로써 유용하게 사용될 수 있음을 의미한다.
그리고, 인가전압이 0.75V인 경우, ZC1이 30Ω이고, ZC2가 80Ω인 경우에 대한 임피던스 변환기(200)의 특성 측정 결과를 도 15c에 나타내었는데, 21GHz에서 -11dB의 반사손실과 -0.4dB의 삽입손실 특성이 관찰된다. 상기 결과에서 볼 수 있는 바와 같이, 인가전압이 0.25V와 0.5V의 경우에는 중심주파수가 21GHz이나, 인가전압이 0.75V인 경우에는 중심주파수가 19.75GHz로 이동하였다. 이에 대한 원인은 도 6에서 보는 것처럼, 인가전압이 0.25V와 0.5V인 경우에는 다이오드(150)에 인가되는 커패시턴스가 비슷하나 인가전압이 0.75V인 경우에는 다이오드(150)에 인가되는 커패시턴스의 증가에 의해 파장이 약간 감소되므로 중심주파수가 아래로 조금 이동한 것에 기인한다.
그러나, 중심주파수가 약간 변하더라도, 인가전압 0.25V∼0.75V 사이의 범위에 대해 동작주파수 21GHz에서의 특성은 반사손실 -11dB 이하, 삽입손실 -0.4dB 이하의 특성이 보장됨을 알 수 있다.
아래의 표 4는 다양한 인가전압에 대한 임피던스 변환기의 변환 임피던스 범위 및 RF 특성을 보여준다. 상기 결과들로부터 본 발명의 주기적 다이오드 타입의 선로(100)를 이용한 λ/4 임피던스 변환기(200)를 사용하는 경우, 인가전압을 조절하는 것만으로 동작주파수에서 다양한 임피던스 변환을 수행할 수 있음을 알 수 있다.
아래의 표 4는 다양한 인가전압에 대한 임피던스 변환기(200)의 변환 임피던스 범위 및 RF 특성을 나타낸 것으로, 측정주파수는 21GHz이다.
인가전압 변환 임피던스 RF 특성 측정결과
0.25V 100 → 50Ω 반사손실 S 11 = -30dB
삽입손실 S 21 = -0.3dB
0.5V 100 → 30Ω 반사손실 S 11 = -34dB
삽입손실 S 21 = -0.2dB
0.75V 80 → 30Ω 반사손실 S 11 = -11dB
삽입손실 S 21 = -0.4dB
종래의 선로를 이용하여 제작한 임피던스 변환기와 본 발명에서 제안한 다이오드 구조를 이용하여 제작한 임피던스 변환기의 특성은 아래의 표 5에 요약되어 있다.
구체적으로, 상기 표 3과 표 5에서 볼 수 있는 바와 같이 도 4에서 주기적 다이오드 타입의 선로를 사용한 도 13의 임피던스 변환기(200)는 도 1a, 도 2a 또는 도 3a의 선로를 이용한 변환기와 유사한 특성을 보이는 반면, 회로사이즈는 60㎛×375㎛로서 도 1a의 종래의 코프레너 타입을 이용하여 제작한 변환기의 27%이다. 이에 반해 도 3a의 주기적 개방선로를 이용하여 제작한 변환기는 도 1a의 종래의 선로를 이용하여 제작한 결합기의 76.8%이다. 따라서, 도 4의 본 발명에서 제안한 선로를 사용하면 도 3a의 종래의 주기적 개방선로를 사용하는 경우보다 회로 사이즈의 축소 효과가 더 크다. 뿐만 아니라 도 4의 선로를 사용하면 임피던스를 가변할 수 있고, 특성 임피던스의 주파수 의존성도 적어 대역폭도 개선된다.
아래의 표 5는 본 발명에 의한 도 13의 주기적 다이오드 타입의 선로를 사용한 임피던스 변환기(200)와 종래의 선로(도 1a 및 도 3a)를 이용한 변환기의 특성 비교를 나타낸 것이다.
항목 도 13(본 발명) 도 1a를 이용한
임피던스 변환기		 도 3a를 이용한
임피던스 변환기
반사손실
특성		 S11 = 10 ~ -30dB(0.25V) S11 = 10 ~ -37dB S11 = 10 ~ -27dB
S11 = 10 ~ -35dB(0.5V)
S11 = 10 ~ -25dB(0.75V)
삽입손실
특성		 S21 = -0.3 ± 0.1dB(0.25V) S21 = -0.25 ± 0.1dB S21 = -1.2 ± 0.5dB
S21 = -0.7 ± 0.2dB(0.5V)
S21 = -1 ± 0.5dB(0.75V)
임피던스
가변성		 30 ~ 100Ω
(0.25 ~ 0.75V)		 가변불가 가변불가
대역폭 18.5 ~ 23.3㎓(0.25V) 18.2 ~ 23.7㎓ 19.7 ~ 21㎓
19 ~ 23.1㎓(0.5V)
17.4 ~ 21㎓(0.75V)
면적 60㎛×375㎛ 70㎛×1,190㎛ 80㎛×800㎛
결합기 면적비 27% 100% 76.8%
상술한 바와 같이 본 발명에서는 반도체 집적회로 상에 임피던스를 가변할 수 있는 온칩 정합소자를 구현하기 위하여 주기적 다이오드 구조를 이용한 가변 선로를 제안하였다. 다이오드의 가변 커패시턴스로 인해 선로의 임피던스를 가변할 수 있으며, 이와 동시에 증가된 가변 커패시턴스로 인해 선로 파장의 축소를 실현하였다. 구체적으로 도 8에서 볼 수 있는 바와 같이 0∼1.05V 사이의 전압조정에 의해 80∼20Ω 범위의 특성 임피던스의 조절이 가능하다. 상기 선로를 이용하여 임피던스 변환기(200)를 제작 및 측정한 결과 인가전압 0.25∼0.75V에 대해 임피던스 20∼100Ω 범위의 소자에 대해 임피던스 정합이 가능하였다.
그리고, 본 발명의 주기적 다이오드 타입을 이용한 전송선로에 대한 선로 파장은 종래의 선로에 비해 25.5∼28.3%로 축소되었다. 구체적으로, 도 9에서 보는 바와 같이 종래의 선로의 경우에는 20GHz에 대한 선로 파장이 5.3mm인 반면, 주기적 다이오드 타입의 선로의 경우에는 인가전압 0.25∼0.75V 범위에서 선로 파장이 대략 1.4∼1.5mm 정도밖에 되지 않는다.
도 3a의 종래의 선로에 대한 특성 임피던스는 수학식 7과 같이 주파수의 함수이므로 특성 임피던스값이 주파수에 크게 의존하였다. 그러나, 도 10의 결과에서 보는 바와 같이 본 발명에서 제안하는 선로를 사용함으로써 특성 임피던스의 주파수 의존성이 대폭 개선되었다. 결과적으로, 표 5에서 보는 바와 같이 본 발명에서 제안하는 선로를 사용함으로써 RF 회로의 대역폭 특성이 크게 개선되었다.
또한, 상기 선로를 이용하여 갈륨비소 반도체 기판상에 온칩 임피던스 변환기(200)를 구현하였다. 표 3과 표 5에서 볼 수 있는 바와 주기적 다이오드 타입의 선로를 사용한 임피던스 변환기(200)를 사용하는 경우, 0.25∼0.75V에 대해 임피던스 20∼100Ω 범위의 소자에 대해 임피던스 정합이 가능하였으며, 종래의 선로를 사용하는 경우에 비해 회로면적은 대폭 축소되었다. 구체적으로, 표 3과 표 5에서 보는 바와 같이 도 13에 의한 임피던스 변환기는 도 2a의 종래의 선로를 이용한 변환기에 비해 면적이 27%로 축소되었다.
본 발명에서는 다이오드를 주기적으로 배치한 선로에 대해서 언급하였으나, 본 발명의 작용 효과는 커패시턴스 성분을 가진 모든 종류의 능동 및 수동소자를 주기적으로 배치한 경우에도 똑같은 효과를 얻을 수 있다. 즉, 도 12a 및 도 12b는 전계효과 트랜지스터 혹은 쌍극성 트랜지스터를 주기적으로 배치한 구조이며, 이러한 경우에도 트랜지스터 내부에 존재하는 커패시턴스는 외부 인가전압에 의해 조절할 수 있으므로 본 발명에서 언급한 효과를 얻을 수 있다.
상기의 본 발명의 바람직한 실시예는 예시의 목적을 위해 개시된 것이고, 본 발명에 대한 통상의 지식을 가진 당업자라면 본 발명의 기술적 사상 내에서 다양한 수정, 변경 및 부가가 가능할 것이다. 그러므로, 이러한 수정, 변경 및 부가는 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1a 내지 도 1c는 종래의 코프레너 타입의 전송선로 구조와 등가회로를 각기 나타낸 도면이다.
도 2a 내지 도 2c는 종래의 마이크로스트립 타입의 전송선로 구조와 등가회로를 각기 나타낸 도면이다.
도 3a 및 도 3b는 종래의 주기적 개방선로를 갖는 전송선로 구조와 등가회로를 각기 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 의한 주기적 다이오드 구조를 갖는 전송선로를 나타낸 도면이다.
도 5a 및 도 5b는 상기 도 4의 등가회로 및 LC 등가회로를 각각 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 선로에서 다이오드에 대한 인가전압과 커패시턴스와의 관계를 측정한 그래프이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 의한 마이크로스트립 타입의 선로를 나타낸 사시도이다.
도 8은 본 발명의 선로에서 다이오드에 대한 인가전압과 특성 임피던스와의 관계를 측정한 그래프이다.
도 9는 본 발명의 주기적 다이오드 선로 구조와 종래의 선로 구조의 선로 파장에 대한 측정 결과를 나타낸 그래프이다.
도 10은 본 발명의 주기적 다이오드 선로 구조와 종래의 주기적 개방선로 구 조에 대한 임피던스의 주파수 특성을 측정한 그래프이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 의한 코프레너 타입의 선로를 나타낸 사시도이다.
도 12a 및 도 12b는 본 발명의 다른 실시예에 의한 주기적 능동소자 구조를 갖는 전송선로를 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명의 또다른 실시예에 의한 주기적 다이오드 구조를 이용한 임피던스 변환기를 나타낸 도면이다.
도 14는 도 13의 임피던스 변환기의 테스트용 사진을 나타낸 도면이다.
도 15a 내지 도 15c는 도 13의 임피던스 변환기를 다양한 조건에서 측정한 결과를 나타낸 RF 특성도이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
100: 전송선로 110: 선로부
130: 접지부 150: 용량성 소자(다이오드)
151: 제1 전극(애노드) 155: 제2 전극(캐소드)
170: 비아홀

Claims (18)

  1. 반도체 또는 인쇄회로기판의 일면에 형성되어 고주파의 전기적 신호를 전송하는 선로부;
    상기 반도체 또는 인쇄회로기판의 타면에 형성되는 접지부; 및
    상기 선로부와 접지부 사이에서 상기 선로부와 동일한 면에 주기적으로 배열 형성되되, 상기 선로부를 통해 인가되는 고주파 전압에 따라 커패시턴스가 조절되는 용량성 소자;를 포함하는 고주파용 전송선로.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 용량성 소자는 다이오드와 능동소자 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 능동소자는 전계효과 트랜지스터 또는 쌍극성 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로.
  4. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 전송선로에는, 상기 선로부와 접지부에 의한 커패시턴스 성분과, 상기 용량성 소자로 인한 가변 커패시턴스 성분이 형성되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로.
  5. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 용량성 소자의 커패시턴스를 조절하여 선로부의 파장과 특성 임피던스를 가변시키는 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 용량성 소자는, 상기 선로부와 동일한 면에 형성되어 선로부와 전기적으로 연결되는 제1 전극; 및 상기 선로부와 동일한 면에 제1 전극과 이격 형성되되, 비아홀을 통해 접지부와 전기적으로 연결되는 제2 전극;으로 이루어진 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로.
  7. 반도체 또는 인쇄회로기판의 일면에 형성되어 고주파의 전기적 신호를 전송하는 선로부;
    상기 선로부와 동일한 면에 일정 간격 이격 형성되는 접지부; 및
    상기 선로부와 접지부 사이에 주기적으로 배열 형성되되, 상기 선로부를 통해 인가되는 전압에 따라 커패시턴스가 조절되는 용량성 소자;를 포함하는 고주파용 전송선로.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 용량성 소자는 다이오드와 능동소자 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로.
  9. 청구항 7 또는 청구항 8에 있어서,
    상기 전송선로에는, 상기 선로부와 접지부에 의한 커패시턴스 성분과, 상기 용량성 소자로 인한 가변 커패시턴스 성분이 형성되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로.
  10. 청구항 7 또는 청구항 8에 있어서,
    상기 용량성 소자의 커패시턴스를 조절하여 선로부의 파장과 특성 임피던스를 가변시키되, 상기 커패시턴스와 선로부의 파장 및 특성 임피던스는 상호 반비례 하여 조절되는 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로.
  11. 청구항 7에 있어서,
    상기 용량성 소자는, 상기 선로부와 동일한 면에 형성되어 선로부와 전기적으로 연결되는 제1 전극; 및 상기 선로부와 동일한 면에 제1 전극과 이격 형성되되 접지부와 전기적으로 연결되는 제2 전극;으로 이루어진 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로.
  12. 기판의 일면에 형성되어 고주파의 전기적 신호를 전송하는 선로부;
    상기 선로부와 동일한 면에 일정 간격 이격 형성되는 접지부; 및
    상기 선로부와 접지부 사이에 주기적으로 배열 형성되되, 상기 선로부를 통해 인가되는 고주파 전압에 따라 커패시턴스가 조절되는 용량성 소자;를 포함하는 고주파용 전송선로를 이용한 임피던스 변환기.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 용량성 소자는 다이오드와 능동소자 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로를 이용한 임피던스 변환기.
  14. 청구항 13에 있어서,
    상기 능동소자는 전계효과 트랜지스터 또는 쌍극성 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로를 이용한 임피던스 변환기.
  15. 청구항 12 또는 청구항 13에 있어서,
    상기 전송선로에는, 상기 선로부와 접지부에 의한 커패시턴스 성분과, 상기 용량성 소자로 인한 가변 커패시턴스 성분이 형성되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로를 이용한 임피던스 변환기.
  16. 청구항 12 또는 청구항 13에 있어서,
    상기 용량성 소자의 커패시턴스를 조절하여 선로부의 파장과 특성 임피던스를 가변시키는 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로를 이용한 임피던스 변환기.
  17. 청구항 12에 있어서,
    상기 임피던스 변환기는 λ/4용 임피던스 변환기인 것을 특징으로 하는 고주 파용 전송선로를 이용한 임피던스 변환기.
  18. 청구항 12에 있어서,
    상기 용량성 소자는, 상기 선로부와 동일한 면에 형성되어 선로부와 전기적으로 연결되는 제1 전극; 및 상기 선로부와 동일한 면에 제1 전극과 이격 형성되되, 상기 접지부와 전기적으로 연결되는 제2 전극;으로 이루어진 것을 특징으로 하는 고주파용 전송선로를 이용한 임피던스 변환기.
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논문 한국마린엔지니어링학회지 제32권, 제2호, pp.330-335, 2008.3

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