JPH11239108A - 光受信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】動作電源電圧や周囲温度などの外的変動に強
く、しかも低消費電力と低コストを実現できる固定弁別
型の光受信回路を提供する。 【解決手段】受信された光信号１１に対応して光検出器
１２から出力される電流信号と、電流制御回路１３で制
御される電流源１４からの弁別レベルを規定する制御電
流をそれぞれトランスインピーダンス増幅器２１，２２
で電圧信号に変換して弁別器２３に入力し、弁別器２３
で論理レベルを弁別してパルス波形を再生する光受信回
路において、二つのトランスインピーダンス増幅器２
１，２２は論理的に同一構成であって、トランスインピ
ーダンス増幅器２１内の各トランジスタはトランスイン
ピーダンス増幅器２２内の対応するトランジスタのｎ倍
のサイズを持ち、トランスインピーダンス増幅器２１内
の受動素子はトランスインピーダンス増幅器２２内の受
動素子の１／ｎのインピーダンスを持つ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、光伝送システムに
使用される光受信回路に係り、特に受信光信号の振幅の
中点付近の一定の弁別レベルで信号の論理レベルを弁別
してパルス波形に再生する固定弁別型光受信回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、情報・通信機器や計測機器の高性
能化に伴って、機器内外の配線を通過する信号の周波数
と容量は増大の一途を辿っている。従来使われてきたワ
イヤ配線に代わって、配線の接続距離を大幅に延ばし、
かつ、近年規制が厳しくなってきたＥＭＩ問題を解決す
る手段として、光データリンクや光配線技術が使われる
ようになって来た。これらの光伝送部品に要求される仕
様は具体的システムの使用目的によって異なるが、一つ
の大きな要求として、配線接続によって生じる信号の時
間ジッタが小さいことが優先される場合が多い。

【０００３】この要求に応える解として、送信される光
信号のパルスピーク値のレベルを一定に保ち、結合損失
による減衰は一定として、受信側において受信された光
信号のピーク値に対し一定値だけ下がった固定の弁別レ
ベルで受信光信号の論理レベル（“１”と“０”）を弁
別して、パルス波形として再生を行う方式が有効であ
る。この目的に使用される固定弁別型光受信回路では、
電源変動や周囲温度変化に対して影響を受けずに常に一
定の弁別レベルで、好ましくは受信光信号の振幅の中点
でパルス波形の再生ができることが望まれている。

【０００４】これを実現する方法として、大掛かりな制
御回路と組合わせ、物理的絶対値に固定するように個々
の変動を抑える方式がある。これは特殊な大規模システ
ムでは採用されているが、最近の小型化志向の種々の応
用機器には適用不可能である。コンパクトに実現できる
方法として、個々の対象の変動を絶対的に抑制する代り
に、相対的な変動は認めるが、それらの変動が同一に生
じるようにして後から相殺する方法が現実的なものとし
て、従来も一部では適用されてきた。

【０００５】図４に、このような考えに基づく光受信回
路の例を示す。受信される光信号１が光検出器２で電流
信号に変換され、この電流信号がトランスインピーダン
ス増幅器４により電圧信号に変換される（特開平８−３
３１０６４号公報）。また、このトランスインピーダン
ス増幅器４と別に、これと論理的・物理的に同一のトラ
ンスインピーダンス増幅器５が設置される。後者のトラ
ンスインピーダンス増幅器５には、外部から弁別レベル
を決定する制御電流３が入力され、電圧信号に変換され
る。そして、トランスインピーダンス増幅器５から出力
される電圧信号を参照弁別レベルとして、トランスイン
ピーダンス増幅器４から出力される電圧信号の論理レベ
ルを弁別することによって、再生パルス波形が得られ
る。

【０００６】この構成によると、弁別対象となる光受信
信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス増幅
器４と、弁別レベルを規定する制御電流３を電圧信号に
変換するトランスインピーダンス増幅器５を物理的・論
理的に同一の回路とすることにより、電源変動や動作温
度などの外部変動の影響に対して、両トランスインピー
ダンス増幅器４，５の出力電圧のオフセットや動作点変
動は、相対的に完全に一致した振る舞いを示す。従っ
て、弁別器６として同相信号除去比の大きい差動型弁別
器を用いて、二つのトランスインピーダンス増幅器４、
５の出力電圧の大小を判別して弁別を行えば、純粋に互
いの出力電圧の違いだけを弁別し、両者に共通なレベル
変動や雑音に対しては影響を受けないようにすることが
できる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、図４に示した
従来の光受信回路は原理的には優れているが、依然、実
用上の問題がある。すなわち、トランスインピーダンス
増幅器４が実際に高周波の光電流信号を処理するために
必要な電力を消費したり、比較的大きなチップ面積を占
めることは避けられないが、単に弁別レベルを得る目的
のために同一のトランスインピーダンス増幅器５を設け
て同じ消費電力を消費し、チップ面積を占有させること
は、チップコストを上げるばかりでなく、光受信回路の
放熱に工夫が必要になったり、更には受信モジュールが
大きくなったりして、光受信デバイス全体のコストを二
重に高くする原因となる。

【０００８】また、図４の構成を多くのチャネルを搭載
した並列光配線モジュールに適用する場合には、チップ
面積や消費電力をシステム要求仕様に合わせて設計する
ことが難しいという問題がある。

【０００９】さらに、通常トランスインピーダンス増幅
器では、多くは入力段にエミッタ接地型、または、それ
と等価の誤差増幅回路が使われている。このような回路
構成では、光検出器２として使用されるフォトダイオー
ド（ＰＤ）の高速動作に必要な値の逆バイアス電圧がふ
らついたり、逆バイアス電圧の自動的発生が難しかった
り、出力の動作電圧範囲が制限されるため、入力の帯域
幅を安定に広く確保することができない。

【００１０】このように、光受信信号を電圧信号に変換
するトランスインピーダンス増幅器と弁別器での弁別レ
ベルを規定する制御電流を電圧信号に変換するトランス
インピーダンス増幅器を物理的・論理的に同一の回路と
することにより、電源変動や動作温度などの外部変動の
影響を除去した光受信回路では、同一構成の二つのトラ
ンスインピーダンス増幅器を使用するため、消費電力の
増大とチップ面積の増加を伴い、チップコストの上昇や
放熱に工夫が必要になる、光受信回路モジュールが大型
化するなどの問題があった。

【００１１】また、光検出器として使用されるフォトダ
イオードの高速動作に必要な値の逆バイアス電圧がふら
ついたり、逆バイアス電圧の自動的発生が難しかった
り、出力の動作電圧範囲が制限されることで入力の帯域
幅を安定に広く確保することができないなどの問題があ
った。

【００１２】従って、本発明の主たる目的は、動作電源
電圧や周囲温度などの外的変動に強く、しかも低消費電
力と低コストを実現できる固定弁別型の光受信回路を提
供することにある。

【００１３】本発明の他の目的は、光検出器として用い
られるフォトダイオードの高速動作に不可欠な一定電圧
値以上の安定な逆バイアス電圧を自動的に発生できる固
定弁別型の光受信回路を提供することにある。

【００１４】本発明のさらに別の目的は、アレイ状に構
成した場合でも簡単に波形整形のための弁別器の弁別レ
ベルを調節することができる固定弁別型の光受信回路を
提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明は受信した光信号を電流信号に変換して出力
する光検出器と、この光検出器から出力される電流信号
を電圧信号に変換する第１のトランスインピーダンス増
幅器と、弁別レベルを規定する直流電流を電圧信号に変
換する第２のトランスインピーダンス増幅器と、第２の
トランスインピーダンス増幅器から出力される電圧信号
を弁別レベルとして第１のトランスインピーダンス増幅
器から出力される電圧信号を弁別する弁別器とからなる
光受信回路において、第１および第２のトランスインピ
ーダンス増幅器を論理的には同一構成とした上で、第１
のトランスインピーダンス増幅器内の各トランジスタの
サイズを第２のトランスインピーダンス増幅器内の対応
するトランジスタのサイズのｎ倍とし、かつ第１のトラ
ンスインピーダンス増幅器内の受動素子の値を第２のト
ランスインピーダンス増幅器内の受動素子のインピーダ
ンスの１／ｎにしたことを特徴とする。

【００１６】このように構成された光受信回路では、二
つのトランスインピーダンス増幅器は物理的にはトラン
ジスタのサイズや受動素子のインピーダンスが異なる
が、論理的には同一の回路構成となっているため、チッ
プ上のレイアウトや相対的ペア性に配慮したＩＣで実現
することによって、周囲温度や電源変動に対して両トラ
ンスインピーダンス増幅器は相対的に同一の影響が及ぶ
ようにできる。

【００１７】従って、両トランスインピーダンス増幅器
の出力電圧に対する外的影響による変動は、同相で同一
の大きさとして現れるので、これらの二つのトランスイ
ンピーダンス増幅器の出力電圧を入力とする弁別器を同
相信号除去比の高い差動型弁別器で構成することによ
り、それぞれの出力電圧の高低に応じて論理レベルを弁
別するようにすると、同相のレベル変動は相殺されるの
で、結果的には論理レベルの弁別は動作電源電圧や周囲
温度などの外的変動には影響されずに、受信光信号の振
幅に対して一定の分配レベルで行われることになり、正
しくパルス波形に整形された再生出力が得られる。

【００１８】そして、本発明では特に第１、第２のトラ
ンスインピーダンス増幅器で使用されるトランジスタの
サイズと受動素子の値を上述のような関係に選ぶことに
よって、高周波パルスである光電流信号を電圧信号に変
換する第１のトランスインピーダンス増幅器に比べて、
弁別レベルを規定する制御電流を電圧信号に変換する第
２のトランスインピーダンス増幅器の内部消費電力が１
／ｎと小さくて済み、かつ第２のトランスインピーダン
ス増幅器に入力される弁別レベルを規定する制御電流の
値は光電流信号のピーク値の１／２ｎでよいため、光受
信回路全体の消費電力を大きく低減させることが可能と
なると共に、回路自体もコンパクトにでき、チップ面積
の縮小と低コスト化に効果的である。

【００１９】また、第２のトランスインピーダンス増幅
器は、直流の電流信号入力に比例して弁別レベルとなる
電圧信号を発生するようになっているので、光受信回路
と電流制御回路を離れたところに設置できる。このため
アレイ状の光受信回路を構成する場合にも、受信回路部
とは離れた場所に電流制御回路を置き、ここから各受信
回路部に制御信号を分配して弁別レベルを規定する電流
を制御する構成をとることが可能となる。

【００２０】すなわち、本発明では上述の光受信回路を
複数個並列に配置すると共に、単一の制御信号により制
御されて同一の値の定電流を発生するｍ個の電流源を有
し、これらｍ個の電流源からの出力電流を各光受信回路
に対して弁別レベルを規定する直流電流として供給する
並列光受信回路として構成することも可能である。この
ようにすると、電流源を一か所に集中して配置できるこ
とから、共通の電流制御回路の調整のみで、全ての受信
回路部の弁別レベルを同時に調節することができる。こ
れにより、並列光配線モジュール保守・調整上の使用勝
手を上げると同時に、モジュールの端子数削減による実
装スペースの削減、低消費電力化が実現できる。

【００２１】第１および第２のトランスインピーダンス
増幅器は、好ましくは、少なくとも一方のベースを入力
とし、それぞれのエミッタが共通接続された差動対トラ
ンジスタと、前記差動対トランジスタのエミッタ共通接
続点に接続された定電流源と、差動対トランジスタのそ
れぞれのコレクタから電圧信号を取り出す出力回路とを
有する差動型トランスインピーダンス増幅器によって構
成される。

【００２２】このような差動型トランスインピーダンス
増幅器では、電源端子と入力端子間の電圧を一定とでき
るため、光検出器であるフォトダイオードに対して常時
一定の逆バイアス電圧を印加することが可能となり、フ
ォトダイオードの高速動作が確保できる。また、差動型
トランスインピーダンス増幅器の特徴として、正負両極
に同等の動作マージンを確保することが可能であるの
で、信号電流の向きや、弁別レベル制御電流の向きが正
負両極に対応出来ることになって、回路設計の自由度が
向上する。

【００２３】さらに、差動型トランスインピーダンス増
幅器は、差動対トランジスタのエミッタ共通接続点と定
電位点との間に接続されたキャパシタと、定電流源のベ
ースにバイアス電圧を供給するベースバイアス供給経路
に挿入されたＲＣフィルタを有することが望ましい。

【００２４】−般に、差動型構成の弁別器は高周波帯域
で同相信号除去比が低下する。アレイ状の光受信回路に
共通の電源から電源電圧を供給するＩＣ構成の場合、電
源線を通じて独立した動作をしている他の回路で発生し
た高周波雑音が回り込むことにより、トランスインピー
ダンス増幅器出力の同相雑音が大きくなる。

【００２５】上記のようなキャパシタやＲＣフィルタを
設けると、他の回路で発生したパルス雑音がトランスイ
ンピーダンス増幅器の入力に回り込むのを防止して、上
記のような高周波帯域の同相雑音を効果的に下げること
ができる。この結果、弁別器に入力する元々の同相雑音
信号が小さくなり、弁別器の入力等価雑音レベルが下が
って誤動作レベルが下がるので、光受信回路の最小入力
感度を高くすることができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。一般にＩＣを構成するトランジス
タは、ＩＣの製造プロセスで決まる最小単位のトランジ
スタを基本として、その整数倍を組み合わせたトランジ
スタで作られる。従って、論理的には回路上で一個のト
ランジスタを使用することにしても、実際には基本トラ
ンジスタをｎ（整数）倍個使用したものなので、サイズ
ｎのトランジスタと呼ばれる。以下の説明では、このよ
うなサイズｎのトランジスタを×ｎ構成のトランジスタ
と称し、一個の基本トランジスタを×１構成のトランジ
スタと称するものとする。

【００２７】（第１の実施形態）図１は、本発明の基本
的な第１の実施形態に係る光受信回路の構成を示すブロ
ック図である。

【００２８】光受信回路で受信された光信号１１は、光
出器１２で電流信号（以下、光電流信号という）に変換
される。この光検出器１２から出力される光電流信号
は、第１のトランスインピーダンス増幅器２１により電
圧信号に変換される。

【００２９】一方、制御回路１３によって制御される電
流源１４から、弁別レベルを規定する直流電流（以下、
制御電流という）が出力され、この制御電流は第２のト
ランスインピーダンス増幅器２２により電圧信号に変換
される。

【００３０】第１および第２のトランスインピーダンス
増幅器２１，２２から出力される電圧信号は、弁別器２
３の正相入力側と逆相入力側に入力される。弁別器２３
は、第２のトランスインピーダンス増幅器２２から出力
される電圧信号を弁別レベルとして、第１のトランスイ
ンピーダンス増幅器２１から出力される電圧信号の論理
レベルを弁別し、再生パルス波形を出力する回路であ
り、この例では差動型弁別器が使用される。

【００３１】電流制御回路１３は、例えば図２に示すよ
うに好ましくは可変抵抗器からなる電流決定用抵抗１５
と、この抵抗１５の抵抗値に従った電圧を発生する可変
電圧発生回路１６とを有し、可変電圧発生回路１６の出
力を電流源１４に制御信号として与える構成となってい
る。

【００３２】ここで、第１、第２のトランスインピーダ
ンス増幅器２１，２２は、論理的に同一構成であり、第
１のトランスインピーダンス増幅器２１内の各トランジ
スタは、第２のトランスインピーダンス増幅器２２内の
対応するトランジスタのｎ倍のサイズを持ち、第１のト
ランスインピーダンス増幅器２１内の受動素子は、第２
のトランスインピーダンス増幅器２２内の受動素子の１
／ｎのインピーダンスを持つ。すなわち、冒頭で説明し
た表現法に従えば、第１のトランスインピーダンス増幅
器２１は入力段が×ｎ構成のトランジスタを使用して構
成され、第２のトランスインピーダンス増幅器２２は入
力段が×１構成のトランジスタを使用して構成される。
また、第１のトランスインピーダンス増幅器２１の入力
段の受動素子に対して、第２のトランスインピーダンス
増幅器２２の入力段の受動素子はｎ倍のインピーダンス
を持っており、受動素子が抵抗であれば抵抗値がｎ倍、
キャパシタであれば容量が１／ｎということになる。

【００３３】従って、高周波パルスである光電流信号を
電圧信号に変換する第１のトランスインピーダンス増幅
器２１に比べて、弁別レベルを規定する制御電流を電圧
信号に変換する第２のトランスインピーダンス増幅器２
２の内部消費電力は、１／ｎと小さくてよい。また、電
流源１４から第２のトランスインピーダンス増幅器２２
に入力される弁別レベルを規定する制御電流の値は、光
電流信号のピーク値の１／２ｎでよい。これらのことか
ら、光受信回路全体の消費電力は図４に示した従来の構
成に比較して１／ｎより低く抑えることができる。実
際、ｎ＝３で設計した例では、全体の消費電力を３０％
以下にすることは容易であった。

【００３４】さらに、この低消費電力のメリットに加え
て、弁別レベルを規定する制御電流を出力する電流源１
４も小さな電流を発生できればよいため、回路規模をコ
ンパクトにでき、チップ面積が小さくなって低コスト化
が可能となる。

【００３５】また、第１、第２のトランスインピーダン
ス増幅器２１，２２の出力電圧は、純粋の信号成分に加
えて、動作環境変動に応じて変化する同一の大きさで同
相の雑音電圧成分を含んでいる。これらが同相信号除去
比の大きい弁別器２３に入力されて雑音電圧成分は相殺
される結果、真の信号成分の電圧の大小関係だけが判別
され、論理レベルに対応して再生パルス波形が出力され
ることは、図４に示した従来の光受信回路と同様であ
る。

【００３６】（第２の実施形態）図３に、本発明の第２
の実施形態に係る光受信回路を示す。図１と同一部分に
同一符号を付して説明すると、本実施形態は図１の弁別
レベルを規定する制御電流を電流制御回路１３と電流源
１４で発生させる代わりに、例えばＩＣの外部から外部
制御電流１７を直接入力する点のみが異なっている。こ
のように構成によっても、先の実施形態と同様の効果が
得られることはいうまでもない。

【００３７】（第３の実施形態）図５に、本発明の第３
の実施形態として第１、第２の実施形態で説明した光受
信回路を具体化した回路例を示す。この回路は、トラン
スインピーダンス増幅器２１，２２として差動型トラン
スインピーダンス増幅器を用いた例である。図中の
（ ）内の符号は、トランジスタサイズまたは受動素子
のインピーダンス（抵抗値、容量値）を相対的に表して
いる。

【００３８】第１のトランスインピーダンス増幅器２１
は、一方のトランジスタＱ１のベースを逆相入力端子Ｉ
Ｎとし、それぞれのエミッタが共通接続された差動対ト
ランジスタＱ１，Ｑ２と、差動対トランジスタＱ１，Ｑ
２のコレクタに接続された負荷抵抗Ｒ２，Ｒ３と、差動
対トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ共通接続点に接続
されたトランジスタＱ３および抵抗Ｒ６からなる定電流
源と、帰還抵抗Ｒ１および帰還キャパシタＣ１と、差動
対トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタにベースが接続さ
れたトランジスタＱ４，Ｑ６とその負荷であるトランジ
スタＱ５，Ｑ７および抵抗Ｒ８，Ｒ９による定電流源と
からなるエミッタフォロワ出力回路により構成される。
図１または図２中の光検出器１２として一般にフォトダ
イオード（ＰＤ）が使用されるが、このＰＤのアノード
は電源端Ｖｃｃに接続され、カソードは逆相入力端子Ｉ
Ｎに接続される。

【００３９】さらに、正相入力端子であるトランジスタ
Ｑ２のベースは、逆相および正相出力端子であるトラン
ジスタＱ４，Ｑ６のエミッタに同一の値の抵抗Ｒ４，Ｒ
５をそれぞれ介して接続され、正相出力と逆相出力の中
点電位に保持される。これにより同相入力端子の電位
は、逆相入力端子ＩＮへの入力電流によらず回路定数で
決まる自動安定点に落ち着き、逆相入力端子ＩＮの電位
は理想的には同相入力端子の電位と同一となる。

【００４０】この逆相入力端子ＩＮの電位は、回路定数
を適宜選択することによって、電源Ｖｃｃの電圧や動作
温度によらずＶｃｃの電圧から一定値下がった値とする
設計ができる。この結果、電源Ｖｃｃと逆相入力端子Ｉ
Ｎ間に光検出器１２として接続されるＰＤに対して常時
一定の逆バイアス電圧を印加することが可能となる。実
際の設計例では、Ｖｃｃとして５Ｖの電源電圧を使った
時には２．５Ｖ以上、３．３Ｖの電源電圧では１．５Ｖ
以上の逆バイアス電圧を確保でき、ＰＤが１Ｇｂｐｓ以
上の高速動作が可能であることが確認された。

【００４１】一方、第２のトランスインピーダンス増幅
器２２も同様の構成であり、一方のトランジスタＱ１１
のベースを制御電流入力端子ＣＴＲとし、それぞれのエ
ミッタが共通接続された差動対トランジスタＱ１１，Ｑ
１２と、差動対トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ
に接続された負荷抵抗Ｒ１２，Ｒ１３と、差動対トラン
ジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタ共通接続点に接続され
たトランジスタＱ１３および抵抗Ｒ１６からなる定電流
源と、帰還抵抗Ｒ１１および帰還キャパシタＣ１１と、
差動対トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタにベース
が接続されたトランジスタＱ１４，Ｑ１６とその負荷で
あるトランジスタＱ１５，Ｑ１７および抵抗Ｒ１８，Ｒ
１９による定電流源とからなるエミッタフォロワ出力回
路により構成される。制御電流入力端子ＣＴＲには、図
１の電流源１４からの出力電流が入力されるか、または
図２に示すように外部制御電流１７が入力される。

【００４２】また、正相入力端子であるトランジスタＱ
１２のベースは、逆相および正相出力端子であるトラン
ジスタＱ１４，Ｑ１６のエミッタに同一の値の抵抗Ｒ１
４，Ｒ１５をそれぞれ介して接続され、正相出力と逆相
出力の中点電位に保持されるようなっており、これによ
り同相入力端子の電位は、制御電流入力端子ＣＴＲへの
制御電流によらず回路定数で決まる自動安定点に落ち着
き、制御電流入力端子ＣＴＲの電位は理想的には同相入
力端子の電位と同一となる。

【００４３】さらに、差動型トランスインピーダンス増
幅器の特徴として、正負両極に同等の動作マージンを確
保することが可能であるので、第１のトランスインピー
ダンス増幅器２１に入力される光電流信号の向きや、第
２のトランスインピーダンス増幅器２２に入力される制
御電流の向きを正負両極に対応させることが可能とな
り、光受信回路の設計の自由度が増すという利点があ
る。

【００４４】図５において、弁別器２３はトランジスタ
Ｑ２０，Ｑ２１、コレクタ負荷抵抗Ｒ２０，２１、レベ
ルシフト用抵抗Ｒ２２、エミッタ抵抗Ｒ２３，Ｒ２４、
トランジスタＱ２２および抵抗Ｒ２５による定電流源か
らなる比較回路部と、トランジスタＱ２０，Ｑ２１のコ
レクタにベースが接続されたトランジスタＱ２３，Ｑ２
５とその負荷であるトランジスタＱ２４，Ｑ２６および
抵抗Ｒ２６，Ｒ２４による定電流源とからなるエミッタ
フォロワ出力回路により構成された差動型弁別器となっ
ている。

【００４５】第１のトランスインピーダンス２１の出力
電圧はトランジスタＱ２０のベースに入力され、第２の
トランスインピーダンス増幅器２２の出力電圧はトラン
ジスタＱ２１のベースに入力され、弁別器２３の出力は
エミッタフォロワ出力回路のトランジスタＱ２３，Ｑ２
５のエミッタから取り出される。

【００４６】本実施形態では、図５中に（ ）を付して
示したように、光電流信号を電圧信号に変換するための
第１のトランスインピーダンス増幅器２１の入力段の差
動対トランジスタＱ１，Ｑ２は×３構成のトランジスタ
が用いられ、そのエミッタ共通接続点に接続された定電
流源のトランジスタＱ３は×６構成のトランジスタが用
いられる。

【００４７】これに対し、弁別器２３での弁別レベルを
規定する制御電流を電圧信号に変換する第２のトランス
インピーダンス増幅器２２の入力段の差動対トランジス
タＱ１１，Ｑ１２は×１構成のトランジスタが用いら
れ、そのエミッタ共通接続点に接続された定電流源のト
ランジスタＱ１３は×２構成のトランジスタが用いられ
る。

【００４８】また、第１のトランスインピーダンス増幅
器２１の入力段の抵抗Ｒ１〜Ｒ６の抵抗値に対して、第
２のトランスインピーダンス増幅器２２の入力段の抵抗
Ｒ１１〜Ｒ１６の抵抗値は３倍となっている。

【００４９】（第４の実施形態）図６に、本発明の第４
の実施形態として、第１、第２の実施形態で説明した光
受信回路を具体化した他の回路例を示す。図５と同一部
分に同一符号を付して説明すると、本実施形態では第１
のトランスインピーダンス増幅器２１の差動対トランジ
スタＱ１，Ｑ２のエミッタ共通接続点と定電位点である
接地点ＧＮＤとの間に接続されたキャパシタＣ２と、定
電流源のトランジスタＱ３のベースにバイアス電圧を供
給するベースバイアス供給経路、すなわちバイアス電源
ＶｂｂとトランジスタＱ３のベースとの間に挿入された
抵抗Ｒ７とキャパシタＣ３からなるＲＣフィルタが追加
されている。ＲＣフィルタは、ローパスフィルタ（ハイ
カットフィルタ）を構成している。

【００５０】第２のトランスインピーダンス増幅器２２
においても同様に、差動対トランジスタＱ１１，Ｑ１２
のエミッタ共通接続点と接地点ＧＮＤとの間に接続され
たキャパシタＣ１２と、定電流源のトランジスタＱ１３
へのベースバスアス供給回路のベースバイアス電源Ｖｂ
ｂとトランジスタＱ３のベースとの間に挿入された抵抗
Ｒ１７とキャパシタＣ１３からなるＲＣフィルタが追加
されている。

【００５１】一般に、図５や図６中に示したような差動
型構成の弁別器２３は、高周波帯域で同相信号除去比が
低下する。光受信回路では、トランスインピーダンス増
幅器２１，２２や弁別器２３が必須であるばかりでな
く、他の種々のディジタル信号処理回路が同居すること
が多い。これらの回路を同じチップに搭載し、電源と接
地をそれぞれ共通にした場合、電源を通じた後段の回路
からの雑音電圧の回り込みは不可避である。また、アレ
イ状の光受信回路に共通電源から電源電圧を供給するＩ
Ｃの構成を採用した場合には、独立した信号で動作をし
ている他の回路で発生したパルス雑音が電源線を通じて
回り込むことにより、トランスインピーダンス増幅器の
出力の同相雑音が大きくなる。

【００５２】本実施形態によれば、図６に示したよう
に、差動型トランスインピーダンス増幅器２１，２２を
構成する入力段の差動対トランジスタＱ１とＱ２、Ｑ１
１とＱ１２のエミッタ共通接続点と接地点ＧＮＤとの間
にＣｅ＝０．１ｐＦ〜１０ｐＦ程度の容量のキャパシタ
Ｃ２とＣ１２を接続し、さらにバイアス電源Ｖｂｂとト
ランジスタＱ３，Ｑ１３のベースとの間に挿入された抵
抗Ｒ７とキャパシタＣ３および抵抗Ｒ１７とキャパシタ
Ｃ１３からなるＲＣフィルタを挿入することによって他
の回路で発生したパルス雑音がトランスインピーダンス
増幅器２１，２２の入力に回り込むのを防止して、上記
のような高周波帯域の同相雑音を効果的に下げることが
できる。

【００５３】この場合、追加した受動素子のインピーダ
ンスは前述の条件に従って選ばれている。すなわち、本
実施形態ではｎ＝３であるから、（ ）内に示したよう
に第１のトランスインピーダンス増幅器２１内のキャパ
シタＣ２，Ｃ３の容量は第２のトランスインピーダンス
増幅器２２内のキャパシタＣ１２，Ｃ１３の容量の３倍
に選ばれ、また第１のトランスインピーダンス増幅器２
１内の抵抗Ｒ７の抵抗値は第２のトランスインピーダン
ス増幅器２２内の抵抗Ｒ１７の抵抗値の１／３に選ばれ
る。

【００５４】このようにしても、キャパシタＣ２，Ｃ１
２による時定数および抵抗Ｒ７とキャパシタＣ３および
抵抗Ｒ１７とキャパシタＣ１３からなるＣＲフィルタの
時定数は同一となるので、位相関係は保たれる。これに
より、弁別器２３に入力する元々の同相雑音信号が２倍
以上小さくなる結果、弁別器２３の入力等価雑音レベル
が下がって誤動作レベルが低下し、光受信回路の最小入
力感度を２倍以上高くすることができる。

【００５５】（第５の実施形態）図７は、本発明の第５
の実施形態としてアレイ光受信回路として構成した例で
あり、基本的には第１〜４の実施形態で説明したような
光受信回路をｍ個並列に配置した構成である。すなわ
ち、ｍチャネルの受信光信号３１−１〜３１−ｍがｍ個
の光検出器からなる×ｍ光検出器アレイ３２により電流
信号に変換され、ｍ個の受信回路部３０−１〜３０−ｍ
に入力される。受信回路部３０−１〜３０−ｍは、それ
ぞれ第１および第２のトランスインピーダンス増幅器２
１，２２と弁別器２３により構成され、×ｍ光検出器ア
レイ３２からの電流信号はそれぞれの第１のトランスイ
ンピーダンス増幅器２１によって電圧信号に変換された
後、弁別器２３に入力される。

【００５６】また、電流制御回路３３は１個だけ設けら
れ、この電流制御回路３３によって制御される×ｍ電流
源３４から、受信回路部３０−１〜３０−ｍ内の弁別器
２３の弁別レベルを規定する制御電流が出力される。こ
の場合、×ｍ電流源３４から出力される制御電流は同一
の値の直流電流となる。電流制御回路３３は、第１の実
施形態で用いた図２に示した電流制御回路１３と同様の
構成でよい。

【００５７】本発明においては、弁別器２３の弁別レベ
ルを与える電圧は、光受信回路の内部で、入力された直
流の制御電流に比例して第２のトランスインピーダンス
増幅器２２で発生されるので、光受信回路と電流制御回
路を離れたところに設置できる。このため、本実施形態
のようにアレイ状の光受信回路を構成する場合にも、受
信回路部３０−１〜３０−ｍとは離れた場所に電流制御
回路３３を置き、×ｍ電流源３４から各受信回路部３０
−１〜３０−ｍに弁別レベルを規定する制御電流を分配
する構成をとることが可能となる。

【００５８】しかも、×ｍ電流源３４は一か所に集中し
て配置できることから、電流制御回路３３内の１個の可
変抵抗器１５を変えるだけで、全ての受信回路部３０−
１〜３０−ｍでの弁別レベルを同時に調節することがで
きる。

【００５９】このような構造は、実際に並列光配線モジ
ュールを使用するとき、制御が容易なると同時に、モジ
ュールの端子数が削減されるため、モジュールがコンパ
クトになり、実装密度の向上やコスト削減に役立つ。ま
た、×ｍ電流源３４を制御する電流制御回路３３が一つ
で済むことから、回路の低消費電力化を図ることもでき
る。

【００６０】以上、本発明の実施形態をいくつか説明し
たが、本発明は種々の変形が可能である。例えば、本発
明の本質は動作環境の変動に応じて内部で発生する、あ
る程度の同相の変動雑音は許容するが、最終的には相殺
させて消去することにあるので、この趣旨を逸脱しない
範囲で回路定数を調節して、例えば二つのトランスイン
ピーダンス増幅器２１，２２内の受動素子のインピーダ
ンスの比率の関係をｎからずらして現実のずれを補正す
るようなことを行うことも有効であり、設計例では２０
％以内の補正を行うことが好ましい場合もあった。

【００６１】また、以上の実施形態ではバイポーラトラ
ンジスタを用いた場合について説明したが、動作を変更
しない限りにおいて、ＳｉＭＯＳＦＥＴ、ＣＭＯＳトラ
ンジスタ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ＧａＡｓとＩｎＰ
ＨＥＭＴ素子など、他のトランジスタを用いた場合にも
本発明を適用できることは明らかである。

【００６２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば動
作電源電圧や周囲温度などの外的変動に強く、しかも低
消費電力と低コストを実現できる固定弁別型の光受信回
路を提供することができる。

【００６３】また、本発明では光検出器に対して一定電
圧値以上の安定な逆バイアス電圧を自動的に印加するこ
とができ、光検出器として用いられるフォトダイオード
の高速動作を実現することができる。さらに、本発明に
よればアレイ状に構成した場合でも、一か所の調整のみ
で簡単に波形整形のための弁別器の弁別レベルを調節す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態に係る光受信回路の概
略構成を示すブロック図

【図２】図１における電流制御回路の具体例を示す回路
図

【図３】本発明の第２の実施形態に係る光受信回路の概
略構成を示すブロック図

【図４】従来の光受信回路の概略構成を示すブロック図

【図５】本発明のより具体的な第３の実施形態に係る光
受信回路の要部の回路図

【図６】本発明のより具体的な第４の実施形態に係る光
受信回路の要部の回路図

【図７】本発明の第５の実施形態に係る光受信回路の概
略構成を示すブロック図

【符号の説明】

１１…受信光信号 １２…光検出器 １３…電流制御回路 １４…電流源 ３０−１〜３０−ｍ…受信回路部 ２１…第１のトランスインピーダンス増幅器 ２２…第２のトランスインピーダンス増幅器 ２３…弁別器 ３０−１〜３０−ｍ…受信回路部 ３１−１〜３１−ｍ…受信光信号 ３２…×ｍ光検出器アレイ ３３…電流制御回路 ３４…×ｍ電流源

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受信した光信号を電流信号に変換して出力
   する光検出器と、 前記光検出器から出力される電流信号を電圧信号に変換
   する第１のトランスインピーダンス増幅器と、 弁別レベルを規定する直流電流を電圧信号に変換する第
   ２のトランスインピーダンス増幅器と、 第２のトランスインピーダンス増幅器から出力される電
   圧信号を弁別レベルとして第１のトランスインピーダン
   ス増幅器から出力される電圧信号を弁別する弁別器とを
   具備し、 第１および第２のトランスインピーダンス増幅器は、論
   理的に同一構成であって、第１のトランスインピーダン
   ス増幅器内の各トランジスタは、第２のトランスインピ
   ーダンス増幅器内の対応するトランジスタのｎ倍のサイ
   ズを持ち、第１のトランスインピーダンス増幅器内の受
   動素子は、第２のトランスインピーダンス増幅器内の受
   動素子の１／ｎのインピーダンスを持つことを特徴とす
   光受信回路。
2. 【請求項２】前記第１および第２のトランスインピーダ
   ンス増幅器は、 少なくとも一方のベースを入力とし、それぞれのエミッ
   タが共通接続された差動対トランジスタと、前記差動対
   トランジスタのエミッタ共通接続点に接続された定電流
   源と、前記差動対トランジスタのそれぞれのコレクタか
   ら電圧信号を取り出す出力回路とを有する差動型トラン
   スインピーダンス増幅器であることを特徴とする請求項
   １記載の光受信回路。
3. 【請求項３】前記差動型トランスインピーダンス増幅器
   は、前記差動対トランジスタのエミッタ共通接続点と定
   電位点との間に接続されたキャパシタと、前記定電流源
   のベースにバイアス電圧を供給するベースバイアス供給
   経路に挿入されたＲＣフィルタとをさらに有することを
   特徴とする請求項２記載の光受信回路。
4. 【請求項４】請求項１乃至３のいずれか１項記載の光受
   信回路を複数個並列に配置すると共に、単一の制御信号
   により制御されて同一の値の定電流を発生するｍ個の電
   流源を有し、これらｍ個の電流源からの出力電流を各光
   受信回路に対して前記弁別レベルを規定する直流電流と
   して供給する構成としたことを特徴とする並列光受信回
   路。