JPH11235090A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH11235090A JPH11235090A JP10024985A JP2498598A JPH11235090A JP H11235090 A JPH11235090 A JP H11235090A JP 10024985 A JP10024985 A JP 10024985A JP 2498598 A JP2498598 A JP 2498598A JP H11235090 A JPH11235090 A JP H11235090A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 エアコン等に使用するインバータ装置の誘導
電動機の効率を最高効率に維持するように制御すること
を目的とする。 【解決手段】 交流を直流に変換する電力順変換器と、
さらに交流に再変換する電力逆変換器と、誘導電動機で
構成されたインバータ装置において、電力逆変換器の出
力電圧を検出する電圧検出手段と、電力逆変換器の出力
電流を検出する電流検出手段と、出力電圧及び出力電流
の間の位相差を検出する位相差検出手段と、位相差検出
手段で得られた位相差を示すパルス信号を受け、パルス
信号の時間長を測定するマイクロコンピュータとを備
え、マイクロコンピュータは、位相差と出力電圧と所定
の電動機定数から誘導電動機のすべり量を求め、さらに
すべり量と出力電圧と所定の電動機定数から誘導電動機
の効率を算出し、効率を最高値に維持すべく位相差及び
出力電圧を制御するように構成する。
電動機の効率を最高効率に維持するように制御すること
を目的とする。 【解決手段】 交流を直流に変換する電力順変換器と、
さらに交流に再変換する電力逆変換器と、誘導電動機で
構成されたインバータ装置において、電力逆変換器の出
力電圧を検出する電圧検出手段と、電力逆変換器の出力
電流を検出する電流検出手段と、出力電圧及び出力電流
の間の位相差を検出する位相差検出手段と、位相差検出
手段で得られた位相差を示すパルス信号を受け、パルス
信号の時間長を測定するマイクロコンピュータとを備
え、マイクロコンピュータは、位相差と出力電圧と所定
の電動機定数から誘導電動機のすべり量を求め、さらに
すべり量と出力電圧と所定の電動機定数から誘導電動機
の効率を算出し、効率を最高値に維持すべく位相差及び
出力電圧を制御するように構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ装置に
関し、特にエアコン等に使用する誘導電動機の効率を計
算し最高の効率を維持するように制御するインバータ装
置に関する。
関し、特にエアコン等に使用する誘導電動機の効率を計
算し最高の効率を維持するように制御するインバータ装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、特公昭６１−２０２３６号公報
には、誘導電動機の力率が、常時最適値又はその近傍と
なるように供給電力の電圧／周波数比（Ｖ／ｆ比）を自
動的に制御する誘導電動機の制御装置が開示されてい
る。即ち、本制御装置は、誘導電動機の力率角が４５°
に対して偏移する値に応じた出力を得る位相差検出器を
設け、この位相差検出器の出力を可変電圧可変周波数変
換器の可変電圧制御系に与えることにより、誘導電動機
の力率角が４５°より遅れたときはこの遅れに応じて変
換器の出力電圧を下げて力率角を４５°付近に保つよう
に力率の制御を行うものである。
には、誘導電動機の力率が、常時最適値又はその近傍と
なるように供給電力の電圧／周波数比（Ｖ／ｆ比）を自
動的に制御する誘導電動機の制御装置が開示されてい
る。即ち、本制御装置は、誘導電動機の力率角が４５°
に対して偏移する値に応じた出力を得る位相差検出器を
設け、この位相差検出器の出力を可変電圧可変周波数変
換器の可変電圧制御系に与えることにより、誘導電動機
の力率角が４５°より遅れたときはこの遅れに応じて変
換器の出力電圧を下げて力率角を４５°付近に保つよう
に力率の制御を行うものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、この従
来例では、力率角を４５°近傍に維持することにより、
誘導電動機の１次電流を最小化することに重点が置か
れ、すべり等、誘導電動機特有の現象に起因する電動機
の効率については開示も示唆もしていない。本発明の目
的は、エアコン等に使用するインバータ装置の誘導電動
機の効率を最高効率に維持するように制御することにあ
る。
来例では、力率角を４５°近傍に維持することにより、
誘導電動機の１次電流を最小化することに重点が置か
れ、すべり等、誘導電動機特有の現象に起因する電動機
の効率については開示も示唆もしていない。本発明の目
的は、エアコン等に使用するインバータ装置の誘導電動
機の効率を最高効率に維持するように制御することにあ
る。
【０００４】
【課題を解決するための手段】交流電源を直流に変換す
る電力順変換器と、前記電力順変換器の出力を交流に再
変換する電力逆変換器と、前記電力逆変換器の出力で制
御される誘導電動機で構成されたインバータ装置におい
て、本発明のインバータ装置は、前記電力逆変換器の出
力電圧を検出する電圧検出手段と、前記電力逆変換器の
出力電流を検出する電流検出手段と、前記出力電圧及び
出力電流の間の位相差を検出する位相差検出手段と、前
記位相差検出手段で得られた位相差を示すパルス信号を
受け、前記パルス信号の時間長を測定するマイクロコン
ピュータと、を備え、前記マイクロコンピュータは、前
記位相差と出力電圧と所定の電動機定数から誘導電動機
のすべり量を求め、さらに前記すべり量と出力電圧と所
定の電動機定数から誘導電動機の効率を算出し、前記効
率を最高値に維持するように前記位相差及び出力電圧を
制御することを特徴とする。
る電力順変換器と、前記電力順変換器の出力を交流に再
変換する電力逆変換器と、前記電力逆変換器の出力で制
御される誘導電動機で構成されたインバータ装置におい
て、本発明のインバータ装置は、前記電力逆変換器の出
力電圧を検出する電圧検出手段と、前記電力逆変換器の
出力電流を検出する電流検出手段と、前記出力電圧及び
出力電流の間の位相差を検出する位相差検出手段と、前
記位相差検出手段で得られた位相差を示すパルス信号を
受け、前記パルス信号の時間長を測定するマイクロコン
ピュータと、を備え、前記マイクロコンピュータは、前
記位相差と出力電圧と所定の電動機定数から誘導電動機
のすべり量を求め、さらに前記すべり量と出力電圧と所
定の電動機定数から誘導電動機の効率を算出し、前記効
率を最高値に維持するように前記位相差及び出力電圧を
制御することを特徴とする。
【０００５】
【発明の実施の形態】先ず、本発明における電圧及び電
流の位相差時間の検出について以下に説明する。図１
は、本発明によるインバータ装置の一実施形態としての
ブロック構成図である。図１において、商用交流電源１
は、電力順変換器２により整流されて直流電源を得る。
電力逆変換器３は、マイクロコンピュータ１１による制
御により直流電源を３相交流に変換し、誘導電動機（Ｉ
Ｍ）４を駆動する。電圧センサ５ａは電力逆変換器３の
出力側のいずれか２相（例えばＶ，Ｕ相）に接続されて
誘導電動機４に供給する相間電圧を検出する。また、電
流センサ５ｂは電力逆変換器３の出力側のいずれか１相
（例えばＵ相）に接続されて誘導電動機４に供給する電
流を検出する。
流の位相差時間の検出について以下に説明する。図１
は、本発明によるインバータ装置の一実施形態としての
ブロック構成図である。図１において、商用交流電源１
は、電力順変換器２により整流されて直流電源を得る。
電力逆変換器３は、マイクロコンピュータ１１による制
御により直流電源を３相交流に変換し、誘導電動機（Ｉ
Ｍ）４を駆動する。電圧センサ５ａは電力逆変換器３の
出力側のいずれか２相（例えばＶ，Ｕ相）に接続されて
誘導電動機４に供給する相間電圧を検出する。また、電
流センサ５ｂは電力逆変換器３の出力側のいずれか１相
（例えばＵ相）に接続されて誘導電動機４に供給する電
流を検出する。
【０００６】電圧センサ５ａはフィルタ６に接続され、
電流センサ５ｂはフィルタ７に接続される。フィルタ６
とフィルタ７は等価な回路構成を有する。さらに、フィ
ルタ６は第１の波形整形及びレベル変換器８に接続さ
れ、フィルタ７は第２の波形整形及びレベル変換器９に
接続される。第１の波形整形及びレベル変換器８と第２
の波形整形及びレベル変換器９は等価な回路構成を有す
る。
電流センサ５ｂはフィルタ７に接続される。フィルタ６
とフィルタ７は等価な回路構成を有する。さらに、フィ
ルタ６は第１の波形整形及びレベル変換器８に接続さ
れ、フィルタ７は第２の波形整形及びレベル変換器９に
接続される。第１の波形整形及びレベル変換器８と第２
の波形整形及びレベル変換器９は等価な回路構成を有す
る。
【０００７】第１の波形整形及びレベル変換器８の出力
と第２の波形整形及びレベル変換器９の出力は論理回路
１０に入力される。論理回路１０は排他的ＯＲ回路で構
成され、周知のように両方の入力が等しくないときだけ
「１」又は「ハイ」信号を出力する。本例では、第１の
波形整形及びレベル変換器８の出力レベルと第２の波形
整形及びレベル変換器９の出力レベルが異なるときだけ
「１」又は「ハイ」信号を出力する。論理回路１０の出
力、即ち、「ハイ」信号は割込み信号としてマイクロコ
ンピュータ１１に入力される。
と第２の波形整形及びレベル変換器９の出力は論理回路
１０に入力される。論理回路１０は排他的ＯＲ回路で構
成され、周知のように両方の入力が等しくないときだけ
「１」又は「ハイ」信号を出力する。本例では、第１の
波形整形及びレベル変換器８の出力レベルと第２の波形
整形及びレベル変換器９の出力レベルが異なるときだけ
「１」又は「ハイ」信号を出力する。論理回路１０の出
力、即ち、「ハイ」信号は割込み信号としてマイクロコ
ンピュータ１１に入力される。
【０００８】図２は図１回路の信号タイミングチャート
である。図示の波形〜は、図１の〜における出
力波形に対応する。波形はフィルタ６の出力波形であ
り、波形はフィルタ７の出力波形である。電力逆変換
器３は、マイクロコンピュータ１１からのＰＷＭ（パル
ス幅変調）信号により直流／交流変換を制御される。通
常、電力逆変換器３の出力の交流波形は高周波成分を含
んでいる。従って、電圧センサ５ａ及び電流センサ５ｂ
で検出された信号にも高周波成分を含むことになる。こ
の高周波成分を除去するためにフィルタ６及び７が設け
られており、これらのフィルタ６及び７の出力波形が波
形及びである。
である。図示の波形〜は、図１の〜における出
力波形に対応する。波形はフィルタ６の出力波形であ
り、波形はフィルタ７の出力波形である。電力逆変換
器３は、マイクロコンピュータ１１からのＰＷＭ（パル
ス幅変調）信号により直流／交流変換を制御される。通
常、電力逆変換器３の出力の交流波形は高周波成分を含
んでいる。従って、電圧センサ５ａ及び電流センサ５ｂ
で検出された信号にも高周波成分を含むことになる。こ
の高周波成分を除去するためにフィルタ６及び７が設け
られており、これらのフィルタ６及び７の出力波形が波
形及びである。
【０００９】波形は第１の波形整形及びレベル変換器
８の出力波形であり、波形は第２の波形整形及びレベ
ル変換器９の出力波形である。第１の波形整形及びレベ
ル変換器８及び第２の波形整形及びレベル変換器９は、
フィルタ６及び７からの出力及びを論理回路１０に
より論理演算できるように、波形整形及びレベル変換を
行い、その結果、波形及び波形を出力する。
８の出力波形であり、波形は第２の波形整形及びレベ
ル変換器９の出力波形である。第１の波形整形及びレベ
ル変換器８及び第２の波形整形及びレベル変換器９は、
フィルタ６及び７からの出力及びを論理回路１０に
より論理演算できるように、波形整形及びレベル変換を
行い、その結果、波形及び波形を出力する。
【００１０】波形は論理回路１０の出力波形である。
論理回路１０は排他的ＯＲ回路で構成されているので、
図示のように、波形が「ロー」信号で、波形が「ハ
イ」信号の場合、及び波形が「ハイ」信号で、波形
が「ロー」信号の場合、波形に示すように「ハイ」信
号を出力する。図示のように、波形は時間幅（位相差
時間）Δｔを持つパルス信号であり、電圧及び電流の位
相差信号となる。
論理回路１０は排他的ＯＲ回路で構成されているので、
図示のように、波形が「ロー」信号で、波形が「ハ
イ」信号の場合、及び波形が「ハイ」信号で、波形
が「ロー」信号の場合、波形に示すように「ハイ」信
号を出力する。図示のように、波形は時間幅（位相差
時間）Δｔを持つパルス信号であり、電圧及び電流の位
相差信号となる。
【００１１】パルス信号はマイクロコンピュータ１１
の割込み端子（ｉｎｔ）に入力される。そして、マイク
ロコンピュータ１１の内部タイマ機能を利用して、電圧
及び電流の位相差時間Δｔを測定する。図３は本発明に
おけるマイクロコンピュータにおける測定処理のフロー
チャートである。図３を参照して電圧及び電流の位相差
時間Δｔを測定する際のマイクロコンピュータ１１内部
での動作を以下に説明する。上述のように、電圧及び電
流の位相差時間Δｔの測定は、パルス信号の「ハイ」
期間（Δｔ）を測定することになる。
の割込み端子（ｉｎｔ）に入力される。そして、マイク
ロコンピュータ１１の内部タイマ機能を利用して、電圧
及び電流の位相差時間Δｔを測定する。図３は本発明に
おけるマイクロコンピュータにおける測定処理のフロー
チャートである。図３を参照して電圧及び電流の位相差
時間Δｔを測定する際のマイクロコンピュータ１１内部
での動作を以下に説明する。上述のように、電圧及び電
流の位相差時間Δｔの測定は、パルス信号の「ハイ」
期間（Δｔ）を測定することになる。
【００１２】まず、マイクロコンピュータ１１の入力端
子（ｉｎｔ）に論理回路１０からパルス信号が入力さ
れ、これにより割込みが発生すると、マイクロコンピュ
ータ１１はパルス信号の立上がりエッジ（ｕｐ）か、
立下がりエッジ（ｄｏｗｎ）かを判定する（Ｓ１）。立
上がりエッジならば、Δｔをカウントするためにマイク
ロコンピュータの内部タイマを一旦クリアし、ゼロから
カウントを開始する（Ｓ２）。一方、立下がりエッジな
らば、Δｔを示すタイマのカウント値を読み（Ｓ３）、
タイマを停止する（Ｓ４）。さらに、以下に説明するよ
うに平均値を算出する（Ｓ５）。このような処理により
Δｔを測定することができる。
子（ｉｎｔ）に論理回路１０からパルス信号が入力さ
れ、これにより割込みが発生すると、マイクロコンピュ
ータ１１はパルス信号の立上がりエッジ（ｕｐ）か、
立下がりエッジ（ｄｏｗｎ）かを判定する（Ｓ１）。立
上がりエッジならば、Δｔをカウントするためにマイク
ロコンピュータの内部タイマを一旦クリアし、ゼロから
カウントを開始する（Ｓ２）。一方、立下がりエッジな
らば、Δｔを示すタイマのカウント値を読み（Ｓ３）、
タイマを停止する（Ｓ４）。さらに、以下に説明するよ
うに平均値を算出する（Ｓ５）。このような処理により
Δｔを測定することができる。
【００１３】ところでこのΔｔの測定に際して、ソフト
ウェアの実行が必要となるため遅延が発生するが、立下
がりエッジからタイマスタートまでの遅延と、立上がり
エッジからタイマのカウント値の読み取りでの遅延で相
殺されるので、遅延の問題は生じない。また、上述のよ
うにステップＳ５にて平均値を算出しているが、これ
は、本発明では、１周期の間に２回（０°／１８０°、
即ち＋側／−側）の測定が可能であり、このことから、
スイッチング素子等のオン遅延時間とオフ遅延時間の差
から生じる影響、さらに負荷変動等から生じる電源変動
による波形整形及びレベル変換回路（８，９）での基準
電位ずれ等の影響を軽減するためである。
ウェアの実行が必要となるため遅延が発生するが、立下
がりエッジからタイマスタートまでの遅延と、立上がり
エッジからタイマのカウント値の読み取りでの遅延で相
殺されるので、遅延の問題は生じない。また、上述のよ
うにステップＳ５にて平均値を算出しているが、これ
は、本発明では、１周期の間に２回（０°／１８０°、
即ち＋側／−側）の測定が可能であり、このことから、
スイッチング素子等のオン遅延時間とオフ遅延時間の差
から生じる影響、さらに負荷変動等から生じる電源変動
による波形整形及びレベル変換回路（８，９）での基準
電位ずれ等の影響を軽減するためである。
【００１４】図４及び図５はマイクロコンピュータから
のＰＷＭ信号と電力逆変換器３からの出力電圧の関係を
説明する図である。一般に直流電圧を用いて電圧可変制
御を行う方法の１つに、ＰＷＭ(Pulse Wide Modulatio
n: パルス幅変調) がある。図４に示すように、直流電
圧を微小期間の中で一定割合（デューティ比）でオン／
オフすることによりこの間の平均電圧として考えた場合
に、電圧可変となるように制御する方法である。即ち、
図４の左側の一定割合では＋Ｖ側の電圧が高く、左側の
一定割合では−Ｖ側の電圧が高い、そして中心付近では
＋側と−側は同じ電圧である。従って、一定割合の電圧
をプロットしていくと点線で示す平均電圧のカーブが得
られる。誘導電動機のインバータ制御において、ＶＶＶ
Ｆ(variable voltage variable frequency: 可変電圧可
変周波数) インバータの場合、この平均電圧のカーブ
（図４の点線）が交流を模擬するようにＰＷＭを制御す
ることが、その手法である。
のＰＷＭ信号と電力逆変換器３からの出力電圧の関係を
説明する図である。一般に直流電圧を用いて電圧可変制
御を行う方法の１つに、ＰＷＭ(Pulse Wide Modulatio
n: パルス幅変調) がある。図４に示すように、直流電
圧を微小期間の中で一定割合（デューティ比）でオン／
オフすることによりこの間の平均電圧として考えた場合
に、電圧可変となるように制御する方法である。即ち、
図４の左側の一定割合では＋Ｖ側の電圧が高く、左側の
一定割合では−Ｖ側の電圧が高い、そして中心付近では
＋側と−側は同じ電圧である。従って、一定割合の電圧
をプロットしていくと点線で示す平均電圧のカーブが得
られる。誘導電動機のインバータ制御において、ＶＶＶ
Ｆ(variable voltage variable frequency: 可変電圧可
変周波数) インバータの場合、この平均電圧のカーブ
（図４の点線）が交流を模擬するようにＰＷＭを制御す
ることが、その手法である。
【００１５】図５に示すように、ＰＷＭで３相交流の
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相について、図４のカーブを作成すると、
各々が１２０°づつ位相がずれたサイン波形を示してお
り、Ｖ相を基準にしてＵ相を見ると、図５の最下段の
（Ｕ−Ｖ）波形となる。この（Ｕ−Ｖ）波形はＵ相−Ｖ
相間の電圧波形に相当する。従って、この（Ｕ−Ｖ）波
形は図１の電圧センサ５ａで検出される波形である。但
し、本図において、ＰＷＭ周期は図面簡略化のために大
幅に間引いて示してある。
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相について、図４のカーブを作成すると、
各々が１２０°づつ位相がずれたサイン波形を示してお
り、Ｖ相を基準にしてＵ相を見ると、図５の最下段の
（Ｕ−Ｖ）波形となる。この（Ｕ−Ｖ）波形はＵ相−Ｖ
相間の電圧波形に相当する。従って、この（Ｕ−Ｖ）波
形は図１の電圧センサ５ａで検出される波形である。但
し、本図において、ＰＷＭ周期は図面簡略化のために大
幅に間引いて示してある。
【００１６】次に、本発明における誘導電動機の効率の
演算について説明する。図６は誘導電動機の一般的な等
価回路である。但し、本例は１相分であり、簡略化のた
め、２次側インダクタンス等、その大きさからして無視
しても影響の無いものは省略している。図中、１次電流
をｉ１、２次電流をｉ２、励磁電流をｉ０、１次抵抗を
ｒ１、２次抵抗をｒ２、励磁抵抗をｒｍ０、１次側イン
ダクタンスをｌ１、励磁インダクタンスをｌｍ０、すべ
りをｓｌｉｐ、効率をｅｔａ、で表すと、以下の計算式
から効率ｅｔａを求めることができる。
演算について説明する。図６は誘導電動機の一般的な等
価回路である。但し、本例は１相分であり、簡略化のた
め、２次側インダクタンス等、その大きさからして無視
しても影響の無いものは省略している。図中、１次電流
をｉ１、２次電流をｉ２、励磁電流をｉ０、１次抵抗を
ｒ１、２次抵抗をｒ２、励磁抵抗をｒｍ０、１次側イン
ダクタンスをｌ１、励磁インダクタンスをｌｍ０、すべ
りをｓｌｉｐ、効率をｅｔａ、で表すと、以下の計算式
から効率ｅｔａを求めることができる。
【００１７】ω ＝２×π×（出力周波数） φ ＝〔（位相差ｃｎｔ）×ω〕／４．１９×１０-6 ｉ０ｒ＝（出力電圧）／ｒｍ０ ｉ０ｌ＝（出力電圧）／ω×ｌｍ０ ｉ０ ＝√（ｉ０ｒ2 ＋ｉ０ｌ2 ） ｉ１ ＝〔（電源電流）×３１０×π〕／２５６×３ ｉ２ ＝ｉ１−ｉ０ ｉ１ｒ＝ｉ１×ｃｏｓ（φ） ｉ１ｌ＝ｉ１×ｓｉｎ（φ） ｐ2 ＝（ｉ２2 ×ｒ２）／ｓｌｉｐ ｐ ＝（１−ｓｌｉｐ）×ｐ２ ｐ１＝（出力電圧）×ｉｌｒ ここで、電動機定数ｒｍ０，ｌｍ０，ｌ１，ｒ１，ｒ２
は予め測定しておいたものを使用しても大きな影響は
ない。ここで、４．１９×１０-6 は位相差計測の基準
時間である。
は予め測定しておいたものを使用しても大きな影響は
ない。ここで、４．１９×１０-6 は位相差計測の基準
時間である。
【００１８】図７は本発明の効率計算及び出力電圧補正
の処理フローチャートである。以下に誘導電動機の高効
率運転について説明する。本発明では、前述の効率計算
の結果（即ち、効率ｅｔａ）が最大値を維持するよう
に、インバータの出力電圧（即ち、電力逆変換器３の出
力電圧）を制御するものである。前述のように、マイク
ロコンピュータ１１において電圧／電流位相差Δｔを測
定すると（Ｓ１１）、測定されれば（ＯＫ）、マイクロ
コンピュータ１１は、さらに効率計算を開始する（Ｓ１
２）。効率計算において、前回の効率計算の結果と比較
して（Ｓ１３）、効率が上がっていればインバータの出
力電圧を下げ（Ｓ１４）、効率が下がっていればインバ
ータの出力電圧を上げる（Ｓ１５）。このように、でき
るだけ低い出力電圧で最高効率を維持するように現在の
出力電圧を補正する。その結果、負荷変動によりすべり
量が変化し、効率が一時的に悪化しても、これを補正す
るように出力電圧を変化させ追従するので、総合効率が
向上する。但し、誘導電動機の起動時には通常、正確な
位相差は検出できないため、起動に際しては、従来どお
りのＶ／ｆ制御で起動し、起動後の適当なタイミングで
高効率運転に切り換える必要がある。
の処理フローチャートである。以下に誘導電動機の高効
率運転について説明する。本発明では、前述の効率計算
の結果（即ち、効率ｅｔａ）が最大値を維持するよう
に、インバータの出力電圧（即ち、電力逆変換器３の出
力電圧）を制御するものである。前述のように、マイク
ロコンピュータ１１において電圧／電流位相差Δｔを測
定すると（Ｓ１１）、測定されれば（ＯＫ）、マイクロ
コンピュータ１１は、さらに効率計算を開始する（Ｓ１
２）。効率計算において、前回の効率計算の結果と比較
して（Ｓ１３）、効率が上がっていればインバータの出
力電圧を下げ（Ｓ１４）、効率が下がっていればインバ
ータの出力電圧を上げる（Ｓ１５）。このように、でき
るだけ低い出力電圧で最高効率を維持するように現在の
出力電圧を補正する。その結果、負荷変動によりすべり
量が変化し、効率が一時的に悪化しても、これを補正す
るように出力電圧を変化させ追従するので、総合効率が
向上する。但し、誘導電動機の起動時には通常、正確な
位相差は検出できないため、起動に際しては、従来どお
りのＶ／ｆ制御で起動し、起動後の適当なタイミングで
高効率運転に切り換える必要がある。
【００１９】上述のように、高効率運転に切り換えた後
は、本発明により出力を行いながら、電圧・電流位相差
Δｔを検出し、効率演算を行い、最高効率を維持するよ
うに現在の出力電圧を補正する。その結果、負荷変動に
よりすべり量が変化し、効率が一時的に悪化しても、こ
れを補正するように出力電圧を変化させ追従するので総
合効率が向上する。
は、本発明により出力を行いながら、電圧・電流位相差
Δｔを検出し、効率演算を行い、最高効率を維持するよ
うに現在の出力電圧を補正する。その結果、負荷変動に
よりすべり量が変化し、効率が一時的に悪化しても、こ
れを補正するように出力電圧を変化させ追従するので総
合効率が向上する。
【００２０】さらに、本発明の他の実施形態として、本
発明で、実時間演算を行った部分を、位相差を変数とし
て、予め大量の効率演算を行い、これをデータテーブル
として記憶しておき、実時間における演算を簡略化する
ことにより、処理性能の低い廉価なマイコンに適用する
ことも可能である。
発明で、実時間演算を行った部分を、位相差を変数とし
て、予め大量の効率演算を行い、これをデータテーブル
として記憶しておき、実時間における演算を簡略化する
ことにより、処理性能の低い廉価なマイコンに適用する
ことも可能である。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
インバータ装置において、誘導電動機に供給される実際
の出力電圧と出力電流から位相信号を得て、これらを互
いに等価なフィルタ回路及び波形整形及びレベル変換器
を通した後、排他的論理和により、電圧・電流位相差
（時間）を検出し、この位相差をマイクロコンピュータ
をより処理して最低限の誤差により、電圧・電流位相差
（角度）を算出することが可能であり、これと既知の電
動機定数を基に誘導電動機の効率を計算し、この効率を
最高に維持するように制御することにより、インバータ
装置を使用した機器としての総合効率を向上させること
が可能である。
インバータ装置において、誘導電動機に供給される実際
の出力電圧と出力電流から位相信号を得て、これらを互
いに等価なフィルタ回路及び波形整形及びレベル変換器
を通した後、排他的論理和により、電圧・電流位相差
（時間）を検出し、この位相差をマイクロコンピュータ
をより処理して最低限の誤差により、電圧・電流位相差
（角度）を算出することが可能であり、これと既知の電
動機定数を基に誘導電動機の効率を計算し、この効率を
最高に維持するように制御することにより、インバータ
装置を使用した機器としての総合効率を向上させること
が可能である。
【図１】本発明によるインバータ装置の一実施形態とし
てのブロック構成図である。
てのブロック構成図である。
【図２】図１回路の信号タイミングチャートである。
【図３】本発明のマイクロコンピュータにおける測定処
理のフローチャートである。
理のフローチャートである。
【図４】マイクロコンピュータからのＰＷＭ信号と電力
逆変換器からの出力電圧の関係を説明する図（その１）
である。
逆変換器からの出力電圧の関係を説明する図（その１）
である。
【図５】マイクロコンピュータからのＰＷＭ信号と電力
逆変換器からの出力電圧の関係を説明する図（その２）
である。
逆変換器からの出力電圧の関係を説明する図（その２）
である。
【図６】誘導電動機の一般的な等価回路である。
【図７】本発明の効率計算及び出力電圧補正の処理フロ
ーチャートである。
ーチャートである。
１…商用交流電源 ２…電力順変換器 ３…電力逆変換器 ４…誘導電動機（ＩＭ） ５ａ…電圧センサ ５ｂ…電流センサ ６，７…フィルタ ８，９…波形整形及びレベル変換器 １０…排他的ＯＲ回路 １１…マイクロコンピュータ
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源を直流に変換する電力順変換器
と、前記電力順変換器の出力を交流に再変換する電力逆
変換器と、前記電力逆変換器の出力で制御される誘導電
動機で構成されたインバータ装置において、 前記電力逆変換器の出力電圧を検出する電圧検出手段
と、 前記電力逆変換器の出力電流を検出する電流検出手段
と、 前記出力電圧及び出力電流の間の位相差を検出する位相
差検出手段と、 前記位相差検出手段で得られた位相差を示すパルス信号
を受け、前記パルス信号の時間長を測定するマイクロコ
ンピュータと、を備え、 前記マイクロコンピュータは、前記位相差と出力電圧と
所定の電動機定数から誘導電動機のすべり量を求め、さ
らに前記すべり量と出力電圧と所定の電動機定数から誘
導電動機の効率を算出し、前記効率を最高値に維持する
ように前記位相差及び出力電圧を制御することを特徴と
するインバータ装置。 - 【請求項２】 前記マイクロコンピュータは、位相差を
変数として予め効率算出を行った結果を格納するデータ
テーブルを基に、誘導電動機の効率を算出する請求項１
に記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10024985A JPH11235090A (ja) | 1998-02-06 | 1998-02-06 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10024985A JPH11235090A (ja) | 1998-02-06 | 1998-02-06 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11235090A true JPH11235090A (ja) | 1999-08-27 |
Family
ID=12153283
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10024985A Pending JPH11235090A (ja) | 1998-02-06 | 1998-02-06 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11235090A (ja) |
-
1998
- 1998-02-06 JP JP10024985A patent/JPH11235090A/ja active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050207 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070904 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080219 |