JPH11215199A - Ｐｓｋ受信機 - Google Patents
Ｐｓｋ受信機Info
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- JPH11215199A JPH11215199A JP926298A JP926298A JPH11215199A JP H11215199 A JPH11215199 A JP H11215199A JP 926298 A JP926298 A JP 926298A JP 926298 A JP926298 A JP 926298A JP H11215199 A JPH11215199 A JP H11215199A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＦＦＴ処理による解析バンド幅の影響による
４ｄＢの検出レベルの劣化を改善可能なＰＳＫ受信機を
提供する。 【解決手段】 ベースバンド帯域のディジタルＩ，Ｑ信
号Ｓ1 ，Ｓ2 をＦＦＴ演算部１１でＦＦＴ処理する以外
に、更に当該ディジタルＩ，Ｑ信号Ｓ1 ，Ｓ2 を位相回
転部１３で、ＦＦＴ処理の解析バンド幅ｆb の半分（ｆ
b ／２）だけ位相回転制御し、その後、別のＦＦＴ演算
部１４でＦＦＴ処理し、これ等両ＦＦＴ処理後のスペク
トラムデータによりデータ処理部１２で搬送波検出を行
う。これにより、搬送波のオフセットによるスペクトラ
ムの劣化を従来技術に比し４ｄＢ近く改善可能となる。
４ｄＢの検出レベルの劣化を改善可能なＰＳＫ受信機を
提供する。 【解決手段】 ベースバンド帯域のディジタルＩ，Ｑ信
号Ｓ1 ，Ｓ2 をＦＦＴ演算部１１でＦＦＴ処理する以外
に、更に当該ディジタルＩ，Ｑ信号Ｓ1 ，Ｓ2 を位相回
転部１３で、ＦＦＴ処理の解析バンド幅ｆb の半分（ｆ
b ／２）だけ位相回転制御し、その後、別のＦＦＴ演算
部１４でＦＦＴ処理し、これ等両ＦＦＴ処理後のスペク
トラムデータによりデータ処理部１２で搬送波検出を行
う。これにより、搬送波のオフセットによるスペクトラ
ムの劣化を従来技術に比し４ｄＢ近く改善可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＰＳＫ受信機に関
し、特にＰＳＫ方式の変調波を受信するディジタル受信
機における搬送波検出の改良に関するものである。
し、特にＰＳＫ方式の変調波を受信するディジタル受信
機における搬送波検出の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、ＰＳＫ方式の変調波を受信する
ディジタル受信機における搬送波検出は、Ｉ相及びＱ相
に直交検波された信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）処
理により行う様になっている。この様な方式のＰＳＫ受
信機の概略構成を図５に示す。図５を参照すると、受信
ＩＦ信号はバンドパスフィルタ１にて帯域制限が行わ
れ、ディバイダ２を介してミキサ５，６へ夫々供給され
る。
ディジタル受信機における搬送波検出は、Ｉ相及びＱ相
に直交検波された信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）処
理により行う様になっている。この様な方式のＰＳＫ受
信機の概略構成を図５に示す。図５を参照すると、受信
ＩＦ信号はバンドパスフィルタ１にて帯域制限が行わ
れ、ディバイダ２を介してミキサ５，６へ夫々供給され
る。
【０００３】局部発振器３の発振信号は０度及び９０度
の位相変換器４を介して両ミキサ５，６へ供給されて周
波数混合処理されることによって直交検波がなされる。
これにより、ベースバンド帯域のＩ信号とＱ信号とが夫
々得られる。これ等両信号はローパスフィルタ７，８を
夫々介してＡ／Ｄ変換器９，１０へ供給されてディジタ
ルのＩ，Ｑ信号Ｓ1 ，Ｓ2 が夫々得られることになる。
の位相変換器４を介して両ミキサ５，６へ供給されて周
波数混合処理されることによって直交検波がなされる。
これにより、ベースバンド帯域のＩ信号とＱ信号とが夫
々得られる。これ等両信号はローパスフィルタ７，８を
夫々介してＡ／Ｄ変換器９，１０へ供給されてディジタ
ルのＩ，Ｑ信号Ｓ1 ，Ｓ2 が夫々得られることになる。
【０００４】これ等Ｉ，Ｑ信号はＦＦＴ演算部１１へ入
力されて高速フーリエ変換処理が行われ、この演算結果
により得られたスペクトラムｆa1I ，ｆa2I ，…，ｆan
I 及びｆa1Q ，ｆa2Q ，…，ｆanQ を基に搬送波検出部
１２にて搬送波の検出が行われるのである。
力されて高速フーリエ変換処理が行われ、この演算結果
により得られたスペクトラムｆa1I ，ｆa2I ，…，ｆan
I 及びｆa1Q ，ｆa2Q ，…，ｆanQ を基に搬送波検出部
１２にて搬送波の検出が行われるのである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術の問題
点としては、ＦＦＴ処理において、搬送波のスペクトラ
ムが搬送周波数とＦＦＴ解析バンド幅との関係により、
最大４ｄＢ劣化し、これにより、搬送波検出特性が劣化
することである。
点としては、ＦＦＴ処理において、搬送波のスペクトラ
ムが搬送周波数とＦＦＴ解析バンド幅との関係により、
最大４ｄＢ劣化し、これにより、搬送波検出特性が劣化
することである。
【０００６】その理由は、ＦＦＴ処理の特性によるもの
である。詳述すると、ＦＦＴ処理の特性を図６に示して
おり、この特性はバンドパスフィルタを解析バンド幅ｆ
b 毎に並べた回路と等価であり、このバンドパスフィル
タの特性は、 （sin ｘ）／ｘ で表される。この場合のパラメータ“ｘ”は解析バンド
幅ｆb により決定され、 ｘ＝２π（ｆ／２ｆb ） である。
である。詳述すると、ＦＦＴ処理の特性を図６に示して
おり、この特性はバンドパスフィルタを解析バンド幅ｆ
b 毎に並べた回路と等価であり、このバンドパスフィル
タの特性は、 （sin ｘ）／ｘ で表される。この場合のパラメータ“ｘ”は解析バンド
幅ｆb により決定され、 ｘ＝２π（ｆ／２ｆb ） である。
【０００７】ここで、周波数パラメータ“ｆ”は、フィ
ルタを解析バンド幅毎に並べていることから、解析バン
ド幅ｆb 及び搬送周波数ｆc により、 MOD （ｆc ／ｆb ）≦ｆb ／２のとき、ｆ＝MOD （ｆc
／ｆb ） MOD （ｆc ／ｆb ）＞ｆb ／２のとき、ｆ＝MOD （ｆc
／ｆb ）−ｆb なる関係で表される。尚、MOD （ｆc ／ｆb ）はｆc ／
ｆb の剰余を示している。
ルタを解析バンド幅毎に並べていることから、解析バン
ド幅ｆb 及び搬送周波数ｆc により、 MOD （ｆc ／ｆb ）≦ｆb ／２のとき、ｆ＝MOD （ｆc
／ｆb ） MOD （ｆc ／ｆb ）＞ｆb ／２のとき、ｆ＝MOD （ｆc
／ｆb ）−ｆb なる関係で表される。尚、MOD （ｆc ／ｆb ）はｆc ／
ｆb の剰余を示している。
【０００８】これ等の周波数特性によりスペクトラムの
劣化が発生し、図６に示す様に、搬送周波数がＦＦＴ解
析バンド幅ｆb の整数倍時に比較して、ｆb ／２オフセ
ットした時に検出レベルが約４ｄＢ劣化することにな
る。
劣化が発生し、図６に示す様に、搬送周波数がＦＦＴ解
析バンド幅ｆb の整数倍時に比較して、ｆb ／２オフセ
ットした時に検出レベルが約４ｄＢ劣化することにな
る。
【０００９】本発明の目的は、ＦＦＴ処理による解析バ
ンド幅の影響による４ｄＢの検出レベルの劣化を改善可
能なＰＳＫ受信機を提供することである。
ンド幅の影響による４ｄＢの検出レベルの劣化を改善可
能なＰＳＫ受信機を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、受信し
たＰＳＫ変調信号に対して直交検波を施してベースバン
ド信号を生成し、このベースバンド信号をディジタル信
号に変換する手段と、このディジタル信号に高速フーリ
エ変換処理を施す第一のＦＦＴ演算手段と、この高速フ
ーリエ変換結果に基づいて変調データを復調するデータ
処理手段とを含むＰＳＫ受信機であって、前記ディジタ
ル信号に対してｆb ／２（ｆb は前記高速フーリエ変換
処理における解析バンド幅）だけ位相回転処理を施す位
相回転手段と、この位相回転処理後のディジタル信号に
高速フーリエ変換処理を施す第二のＦＦＴ演算手段とを
含み、前記データ処理手段は前記第一及び第二のＦＦＴ
演算手段の結果に基づいて変調データの復調をなすよう
にしたことを特徴とするＰＳＫ受信機が得られる。
たＰＳＫ変調信号に対して直交検波を施してベースバン
ド信号を生成し、このベースバンド信号をディジタル信
号に変換する手段と、このディジタル信号に高速フーリ
エ変換処理を施す第一のＦＦＴ演算手段と、この高速フ
ーリエ変換結果に基づいて変調データを復調するデータ
処理手段とを含むＰＳＫ受信機であって、前記ディジタ
ル信号に対してｆb ／２（ｆb は前記高速フーリエ変換
処理における解析バンド幅）だけ位相回転処理を施す位
相回転手段と、この位相回転処理後のディジタル信号に
高速フーリエ変換処理を施す第二のＦＦＴ演算手段とを
含み、前記データ処理手段は前記第一及び第二のＦＦＴ
演算手段の結果に基づいて変調データの復調をなすよう
にしたことを特徴とするＰＳＫ受信機が得られる。
【００１１】また、本発明によれば、受信したＰＳＫ変
調信号の帯域制限をなす帯域制限手段と、この帯域制限
出力に対して局部発振信号を周波数混合してベースバン
ド帯域のＩ信号を得る第一の検波手段と、前記帯域制限
出力に対して前記局部発振信号を９０度移相した信号成
分を周波数混合してベースバンド帯域のＱ信号を得る第
二の検波手段と、前記Ｉ及びＱ信号を夫々ディジタル変
換する手段と、これ等両ディジタル信号に対して高速フ
ーリエ変換処理を施す第一のＦＦＴ演算手段と、前記両
ディジタル信号に対してｆb ／２（ｆb は前記高速フー
リエ変換処理における解析バンド幅）だけ位相回転処理
を施す位相回転手段と、この位相回転処理後のディジタ
ル信号に高速フーリエ変換処理を施す第二のＦＦＴ演算
手段と、前記第一及び第二のＦＦＴ演算手段の結果に基
づいて変調データの復調をなすデータ処理手段とを含む
ことを特徴とするＰＳＫ受信機が得られる。
調信号の帯域制限をなす帯域制限手段と、この帯域制限
出力に対して局部発振信号を周波数混合してベースバン
ド帯域のＩ信号を得る第一の検波手段と、前記帯域制限
出力に対して前記局部発振信号を９０度移相した信号成
分を周波数混合してベースバンド帯域のＱ信号を得る第
二の検波手段と、前記Ｉ及びＱ信号を夫々ディジタル変
換する手段と、これ等両ディジタル信号に対して高速フ
ーリエ変換処理を施す第一のＦＦＴ演算手段と、前記両
ディジタル信号に対してｆb ／２（ｆb は前記高速フー
リエ変換処理における解析バンド幅）だけ位相回転処理
を施す位相回転手段と、この位相回転処理後のディジタ
ル信号に高速フーリエ変換処理を施す第二のＦＦＴ演算
手段と、前記第一及び第二のＦＦＴ演算手段の結果に基
づいて変調データの復調をなすデータ処理手段とを含む
ことを特徴とするＰＳＫ受信機が得られる。
【００１２】そして、前記位相回転手段は、前記ディジ
タル信号の各サンプルデータに対して予め定められた各
位相回転量に応じたデータを格納した記憶手段を有し、
この記憶手段から前記ディジタル信号の各サンプルデー
タに対応したデータを読出しつつ当該データに対して演
算処理を行い、この演算出力を前記位相回転後の出力と
するようにしたことを特徴とする。
タル信号の各サンプルデータに対して予め定められた各
位相回転量に応じたデータを格納した記憶手段を有し、
この記憶手段から前記ディジタル信号の各サンプルデー
タに対応したデータを読出しつつ当該データに対して演
算処理を行い、この演算出力を前記位相回転後の出力と
するようにしたことを特徴とする。
【００１３】本発明の作用を述べる。従来のＦＦＴ処理
に加えて、本発明では、受信信号の位相をｆb ／２回転
させた後に再度ＦＦＴ処理を行う機能を追加することに
より、スペクトラムレベルの劣化を低減するようにして
いる。
に加えて、本発明では、受信信号の位相をｆb ／２回転
させた後に再度ＦＦＴ処理を行う機能を追加することに
より、スペクトラムレベルの劣化を低減するようにして
いる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下に、図面を参照しつつ本発明
の実施の形態につき説明する。
の実施の形態につき説明する。
【００１５】図１は本発明の実施の形態のブロック図で
あり、図５と同等部分は同一符号にて示している。図１
において図５と相違する部分につき述べると、ディジタ
ル信号Ｓ1 ，Ｓ2 をＦＦＴ演算部１１へ供給する以外
に、更に位相回転部１３へも供給し、この位相回転部１
３にて入力ディジタル信号をＳ1 ，Ｓ2 を夫々ｆb ／２
だけ位相回転制御する。ここに、“ｆb ”は図６にも示
して説明したように、ＦＦＴ処理の解析バンド幅を示し
ている。
あり、図５と同等部分は同一符号にて示している。図１
において図５と相違する部分につき述べると、ディジタ
ル信号Ｓ1 ，Ｓ2 をＦＦＴ演算部１１へ供給する以外
に、更に位相回転部１３へも供給し、この位相回転部１
３にて入力ディジタル信号をＳ1 ，Ｓ2 を夫々ｆb ／２
だけ位相回転制御する。ここに、“ｆb ”は図６にも示
して説明したように、ＦＦＴ処理の解析バンド幅を示し
ている。
【００１６】位相回転制御されたディジタル信号Ｓ3 ，
Ｓ4 は別のＦＦＴ演算部１４へ供給されて、先のＦＦＴ
演算部１１と並列的に高速フーリエ演算処理される。こ
の演算処理により得られたスペクトラムｆb1I ，ｆb2I
，…，ｆbnI 及びｆb1Q ，ｆb2Q ，…，ｆbnQ と、先
のＦＦＴ演算部１１により得られたスペクトラムｆa1
I，ｆa2I ，…，ｆanI 及びｆa1Q ，ｆa2Q ，…，ｆanQ
とを基に、データ処理部１２（搬送波検出部を含む）
にて搬送波の検出が行われるのである。他の構成は図５
のそれと同一であり、説明は省略する。
Ｓ4 は別のＦＦＴ演算部１４へ供給されて、先のＦＦＴ
演算部１１と並列的に高速フーリエ演算処理される。こ
の演算処理により得られたスペクトラムｆb1I ，ｆb2I
，…，ｆbnI 及びｆb1Q ，ｆb2Q ，…，ｆbnQ と、先
のＦＦＴ演算部１１により得られたスペクトラムｆa1
I，ｆa2I ，…，ｆanI 及びｆa1Q ，ｆa2Q ，…，ｆanQ
とを基に、データ処理部１２（搬送波検出部を含む）
にて搬送波の検出が行われるのである。他の構成は図５
のそれと同一であり、説明は省略する。
【００１７】図１における位相回転部１３は図２の構成
により実現可能である。すなわち、位相回転のアルゴリ
ズムに関しては、三角関数の加法定理を使用することが
できるもので、 Ｓ3 ＝Ｓ1 ×cos ｛２π（ｆb ／２）ｔ｝−Ｓ2 ×sin
｛２π（ｆb ／２）ｔ｝， Ｓ4 ＝Ｓ1 ×sin ｛２π（ｆb ／２）ｔ｝＋Ｓ2 ×cos
｛２π（ｆb ／２）ｔ｝ となる。この結果、図２に示す様な乗算器１３１〜１３
４及び加減算器１３５，１３６によって、位相回転部１
３が構成される。
により実現可能である。すなわち、位相回転のアルゴリ
ズムに関しては、三角関数の加法定理を使用することが
できるもので、 Ｓ3 ＝Ｓ1 ×cos ｛２π（ｆb ／２）ｔ｝−Ｓ2 ×sin
｛２π（ｆb ／２）ｔ｝， Ｓ4 ＝Ｓ1 ×sin ｛２π（ｆb ／２）ｔ｝＋Ｓ2 ×cos
｛２π（ｆb ／２）ｔ｝ となる。この結果、図２に示す様な乗算器１３１〜１３
４及び加減算器１３５，１３６によって、位相回転部１
３が構成される。
【００１８】この結果、図３に示す様に、従来の解析バ
ンド幅ｆb の整数倍の時のＦＦＴ処理のみ（図６参照）
に対して、ｆb ／２だけオフセットした時のＦＦＴ処理
が更に加わるので、全体のＦＦＴ処理のスペクトラムレ
ベルは０．９ｄＢの劣化で済むことになり、結果とし
て、従来の図６に示した様な４ｄＢの劣化が、約１ｄＢ
の劣化に改善されるのである。
ンド幅ｆb の整数倍の時のＦＦＴ処理のみ（図６参照）
に対して、ｆb ／２だけオフセットした時のＦＦＴ処理
が更に加わるので、全体のＦＦＴ処理のスペクトラムレ
ベルは０．９ｄＢの劣化で済むことになり、結果とし
て、従来の図６に示した様な４ｄＢの劣化が、約１ｄＢ
の劣化に改善されるのである。
【００１９】
【実施例】図４は本発明の実施例の機能ブロック図であ
り、図１，２と同等部分は同一符号にて示している。Ａ
／Ｄ変換器９，１０の各出力はＦＩＦＯ（先入れ先出し
バッファ）１５，１６へ夫々入力され、ＤＰＭ（デュア
ルポートメモリ）１７の対応メモリ部１７１，１７２へ
順次読出されつつ格納される。この場合の各メモリ部１
７１，１７２へ格納された各サンプルデータがＩao，Ｉ
a1，…，Ｉan及びＱao，Ｑa1，…，Ｑanとして示されて
いる。
り、図１，２と同等部分は同一符号にて示している。Ａ
／Ｄ変換器９，１０の各出力はＦＩＦＯ（先入れ先出し
バッファ）１５，１６へ夫々入力され、ＤＰＭ（デュア
ルポートメモリ）１７の対応メモリ部１７１，１７２へ
順次読出されつつ格納される。この場合の各メモリ部１
７１，１７２へ格納された各サンプルデータがＩao，Ｉ
a1，…，Ｉan及びＱao，Ｑa1，…，Ｑanとして示されて
いる。
【００２０】ＤＰＭ１７は、更に、位相回転部１３（こ
の機能はＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）１８
の機能に含まれているものとしている）による位相回転
出力を各サンプルデータ毎に順次格納するメモリ部１７
３，１７４をも有している。この場合の各メモリ部１７
３，１７４へ格納された各サンプルデータがＩbo，Ｉb
1，…，Ｉbn及びＱb0，Ｑb1，…，Ｑbnとして示されて
いる。
の機能はＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）１８
の機能に含まれているものとしている）による位相回転
出力を各サンプルデータ毎に順次格納するメモリ部１７
３，１７４をも有している。この場合の各メモリ部１７
３，１７４へ格納された各サンプルデータがＩbo，Ｉb
1，…，Ｉbn及びＱb0，Ｑb1，…，Ｑbnとして示されて
いる。
【００２１】ＤＳＰ１８はＦＦＴ演算部１１，１４の各
演算機能と、データ処理部１２の機能と、位相回転部１
３の機能とを処理するものであり、更には、ＦＩＦＯ１
５，１６の制御、ＤＰＭ１７の制御、更には後述するＲ
ＯＭ（リードオンリメモリ）１９の制御をも行う。
演算機能と、データ処理部１２の機能と、位相回転部１
３の機能とを処理するものであり、更には、ＦＩＦＯ１
５，１６の制御、ＤＰＭ１７の制御、更には後述するＲ
ＯＭ（リードオンリメモリ）１９の制御をも行う。
【００２２】ＲＯＭ１９は位相回転部１３における位相
回転データを生成するものであり、 sin ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝0 sin ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝1 … sin ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝ｎ， cos ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝0 cos ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝1 … cos ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝ｎ なる各データを夫々予め格納しているものとする。
回転データを生成するものであり、 sin ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝0 sin ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝1 … sin ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝ｎ， cos ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝0 cos ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝1 … cos ｛２π（ｆb ／２）／ｆs ｝ｎ なる各データを夫々予め格納しているものとする。
【００２３】尚、ｆs はＡ／Ｄ変換器９，１０における
サンプリング周波数を示し、０〜ｎの各整数の添字は、
サンプリングデータの各サンプリング順番を数で示した
ものであり、０番目のサンプリングデータに対して、si
n ｛２π（ｆb ／２）／ｆs｝0 及びcos ｛２π（ｆb
／２）／ｆs ｝0 のデータが読出されて位相回転部１３
へ導出されるものとする。
サンプリング周波数を示し、０〜ｎの各整数の添字は、
サンプリングデータの各サンプリング順番を数で示した
ものであり、０番目のサンプリングデータに対して、si
n ｛２π（ｆb ／２）／ｆs｝0 及びcos ｛２π（ｆb
／２）／ｆs ｝0 のデータが読出されて位相回転部１３
へ導出されるものとする。
【００２４】Ａ／Ｄ変換処理以降の処理をＤＳＰにより
ソフトウェア的に行っており、Ａ／Ｄ変換処理までのハ
ードウェア回路によるリアルタイム処理とＤＳＰによる
ソフトウェア処理による同期の問題は、ＦＩＦＯ１５，
１６による蓄積時間により解決している。すなわち、デ
ィジタル信号をＦＩＦＯ１５，１６により一次蓄積し、
ＤＳＰ１８の処理とタイミングを整える。この蓄積した
データをＤＳＰ１８によってＤＰＭ１７のメモリ部１７
１，１７２へ転送し、以降の処理をＤＳＰ１８にてソフ
トウェア的に処理しており、このソフトウェア的処理は
以下のものである。
ソフトウェア的に行っており、Ａ／Ｄ変換処理までのハ
ードウェア回路によるリアルタイム処理とＤＳＰによる
ソフトウェア処理による同期の問題は、ＦＩＦＯ１５，
１６による蓄積時間により解決している。すなわち、デ
ィジタル信号をＦＩＦＯ１５，１６により一次蓄積し、
ＤＳＰ１８の処理とタイミングを整える。この蓄積した
データをＤＳＰ１８によってＤＰＭ１７のメモリ部１７
１，１７２へ転送し、以降の処理をＤＳＰ１８にてソフ
トウェア的に処理しており、このソフトウェア的処理は
以下のものである。
【００２５】（１）メモリ部１７１，１７２のデータと
ＲＯＭ１９の位相回転テーブル１９１，１９２により信
号の位相をｆb ／２だけ回転させ、ＤＰＭ１７のメモリ
部１７３，１７４に蓄積する。
ＲＯＭ１９の位相回転テーブル１９１，１９２により信
号の位相をｆb ／２だけ回転させ、ＤＰＭ１７のメモリ
部１７３，１７４に蓄積する。
【００２６】（２）メモリ部１７１，１７２に蓄積した
データによりＦＦＴ演算部１１にてＦＦＴ演算を行い、
スペクトラムデータを得る。
データによりＦＦＴ演算部１１にてＦＦＴ演算を行い、
スペクトラムデータを得る。
【００２７】（３）メモリ部１７３，１７４に蓄積した
位相回転されたデータによりＦＦＴ演算部１４にてＦＦ
Ｔ演算を行い、スペクトラムデータを得る。
位相回転されたデータによりＦＦＴ演算部１４にてＦＦ
Ｔ演算を行い、スペクトラムデータを得る。
【００２８】（４）データ処理部１２により上記
（２），（３）にて得られたスペクトラムデータを基に
搬送波検出を行う。
（２），（３）にて得られたスペクトラムデータを基に
搬送波検出を行う。
【００２９】
【発明の効果】以上述べた様に、本発明によれば、従来
のＦＦＴ処理に加えて、受信信号の位相を回転させた後
にＦＦＴ処理を再度実施する構成であるので、実効上搬
送波のオフセットをキャンセルすることができ、よって
搬送波のオフセットによるスペクトラムの結果を従来例
に比し約３ｄＢ改善可能であるという効果がある。
のＦＦＴ処理に加えて、受信信号の位相を回転させた後
にＦＦＴ処理を再度実施する構成であるので、実効上搬
送波のオフセットをキャンセルすることができ、よって
搬送波のオフセットによるスペクトラムの結果を従来例
に比し約３ｄＢ改善可能であるという効果がある。
【図１】本発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】図１の位相回転部１３の例を示す図である。
【図３】本発明の効果を説明する図である。
【図４】本発明の実施例のブロック図である。
【図５】従来技術を説明する図である。
【図６】図５の従来例の欠点を説明する図である。
１ バンドパスフィルタ ２ ディバイダ ３ 局部発振器 ４ 位相変換器 ５，６ ミキサ ７，８ ローパスフィルタ ９，１０ Ａ／Ｄ変換器 １１，１４ ＦＦＴ演算部 １２ データ処理部 １３ 位相回転部 １７ ＤＰＭ（デュアルポートメモリ） １８ ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ） １９ ＲＯＭ（リードオンリメモリ）
Claims (4)
- 【請求項１】 受信したＰＳＫ変調信号に対して直交検
波を施してベースバンド信号を生成し、このベースバン
ド信号をディジタル信号に変換する手段と、このディジ
タル信号に高速フーリエ変換処理を施す第一のＦＦＴ演
算手段と、この高速フーリエ変換結果に基づいて変調デ
ータを復調するデータ処理手段とを含むＰＳＫ受信機で
あって、前記ディジタル信号に対してｆb ／２（ｆb は
前記高速フーリエ変換処理における解析バンド幅）だけ
位相回転処理を施す位相回転手段と、この位相回転処理
後のディジタル信号に高速フーリエ変換処理を施す第二
のＦＦＴ演算手段とを含み、前記データ処理手段は前記
第一及び第二のＦＦＴ演算手段の結果に基づいて変調デ
ータの復調をなすようにしたことを特徴とするＰＳＫ受
信機。 - 【請求項２】 受信したＰＳＫ変調信号の帯域制限をな
す帯域制限手段と、この帯域制限出力に対して局部発振
信号を周波数混合してベースバンド帯域のＩ信号を得る
第一の検波手段と、前記帯域制限出力に対して前記局部
発振信号を９０度移相した信号成分を周波数混合してベ
ースバンド帯域のＱ信号を得る第二の検波手段と、前記
Ｉ及びＱ信号を夫々ディジタル変換する手段と、これ等
両ディジタル信号に対して高速フーリエ変換処理を施す
第一のＦＦＴ演算手段と、前記両ディジタル信号に対し
てｆb ／２（ｆb は前記高速フーリエ変換処理における
解析バンド幅）だけ位相回転処理を施す位相回転手段
と、この位相回転処理後のディジタル信号に高速フーリ
エ変換処理を施す第二のＦＦＴ演算手段と、前記第一及
び第二のＦＦＴ演算手段の結果に基づいて変調データの
復調をなすデータ処理手段とを含むことを特徴とするＰ
ＳＫ受信機。 - 【請求項３】 前記位相回転手段は、前記ディジタル信
号の各サンプルデータに対して予め定められた各位相回
転量に応じたデータを格納した記憶手段を有し、この記
憶手段から前記ディジタル信号の各サンプルデータに対
応したデータを読出しつつ当該データに対して演算処理
を行い、この演算出力を前記位相回転後の出力とするよ
うにしたことを特徴とする請求項１または２記載のＰＳ
Ｋ受信機。 - 【請求項４】 前記第一及び第二のＦＦＴ演算手段、前
記データ処理手段及び前記位相回転手段の演算処理機能
をソフトウェア処理により行うようにしたことを特徴と
する請求項１〜３いずれか記載のＰＳＫ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00926298A JP3331462B2 (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | Ｐｓｋ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00926298A JP3331462B2 (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | Ｐｓｋ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11215199A true JPH11215199A (ja) | 1999-08-06 |
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ID=11715528
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00926298A Expired - Fee Related JP3331462B2 (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | Ｐｓｋ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3331462B2 (ja) |
-
1998
- 1998-01-21 JP JP00926298A patent/JP3331462B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP3331462B2 (ja) | 2002-10-07 |
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