JPH11183531A - インバータ装置の出力電流極性検出方法 - Google Patents
インバータ装置の出力電流極性検出方法Info
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- JPH11183531A JPH11183531A JP9364629A JP36462997A JPH11183531A JP H11183531 A JPH11183531 A JP H11183531A JP 9364629 A JP9364629 A JP 9364629A JP 36462997 A JP36462997 A JP 36462997A JP H11183531 A JPH11183531 A JP H11183531A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 コンパレータ等のアナログ回路を介さずに直
接に出力電流の正負極性判別ができ、ノイズに対しても
誤検出しない信頼性の高いインバータ装置の出力電流極
性検出方法を提供するものである。 【解決手段】 直流電源１の正極側に接続された第１の
半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３と前記半導体スイッ
チング素子に並列に接続された第１の還流ダイオードＤ
１〜Ｄ３と、前記直流電源１の負極側に接続された第２
の半導体スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６と前記第２の半導
体スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６に並列に接続された第２
の還流ダイオードＤ４〜Ｄ６と、前記直流電源電圧１を
任意の電圧値に変換して出力端子１４〜１６から負荷へ
と出力するＰＷＭインバータ装置の出力電流極性検出方
法において、前記出力端子から負荷へ流れる電流の正負
極性を前記出力端子の電圧の立ち下がり時における前記
第２の半導体スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６へのオン・オ
フ信号から検出するものである。
接に出力電流の正負極性判別ができ、ノイズに対しても
誤検出しない信頼性の高いインバータ装置の出力電流極
性検出方法を提供するものである。 【解決手段】 直流電源１の正極側に接続された第１の
半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３と前記半導体スイッ
チング素子に並列に接続された第１の還流ダイオードＤ
１〜Ｄ３と、前記直流電源１の負極側に接続された第２
の半導体スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６と前記第２の半導
体スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６に並列に接続された第２
の還流ダイオードＤ４〜Ｄ６と、前記直流電源電圧１を
任意の電圧値に変換して出力端子１４〜１６から負荷へ
と出力するＰＷＭインバータ装置の出力電流極性検出方
法において、前記出力端子から負荷へ流れる電流の正負
極性を前記出力端子の電圧の立ち下がり時における前記
第２の半導体スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６へのオン・オ
フ信号から検出するものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ装置の
出力電流極性検出方法に関するものである。
出力電流極性検出方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図７は特開平７ー７９６７に記載された
インバータ装置の出力電流極性検出方法における第１の
従来構成例を示しており、図１０は特開平６−１６０４
３９に記載された第２の従来構成例を示している。まず
第１の従来構成例である図７においては、ＩＧＢＴトラ
ンジスタＱ４がオンしている際のＩＧＢＴトランジスタ
Ｑ１とＱ４との接続点電圧についてその電圧値が主電源
１０１のグランド側電位に対し還流ダイオードＤ４の順
電圧分低い値となっているかあるいはＩＧＢＴトランジ
スタＱ４のコレクタ・エミッタ間オン電圧分高い値とな
っているかを電圧検出回路１０８からのコンパレータ出
力とＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン信号Ｕ−と電流方
向検出回路１０９とで検出し、ＩＧＢＴトランジスタＱ
１とＱ４との接続点電圧値が主電源１０１のグランド側
電位に対し還流ダイオードＤ４の順電圧分低い値となっ
ている場合には出力電流は正電流（インバータ装置から
誘導電動機へ電流が流れる）として判別し、逆にＩＧＢ
ＴトランジスタＱ４のコレクタ・エミッタ間オン電圧分
高い値となっている場合には出力電流は負電流（誘導電
動機からインバータ装置へ電流が流れる）として判別し
ている。また第２の従来構成例である図１０において
は、ＩＧＢＴトランジスタＱ１（あるいはＱ４）へのオ
ン信号入力Ｕ＋（あるいはＵ−）の立ち上がりエッジに
おけるインバータ装置の出力端子電圧値からインバータ
装置の出力電流極性を判別している。
インバータ装置の出力電流極性検出方法における第１の
従来構成例を示しており、図１０は特開平６−１６０４
３９に記載された第２の従来構成例を示している。まず
第１の従来構成例である図７においては、ＩＧＢＴトラ
ンジスタＱ４がオンしている際のＩＧＢＴトランジスタ
Ｑ１とＱ４との接続点電圧についてその電圧値が主電源
１０１のグランド側電位に対し還流ダイオードＤ４の順
電圧分低い値となっているかあるいはＩＧＢＴトランジ
スタＱ４のコレクタ・エミッタ間オン電圧分高い値とな
っているかを電圧検出回路１０８からのコンパレータ出
力とＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン信号Ｕ−と電流方
向検出回路１０９とで検出し、ＩＧＢＴトランジスタＱ
１とＱ４との接続点電圧値が主電源１０１のグランド側
電位に対し還流ダイオードＤ４の順電圧分低い値となっ
ている場合には出力電流は正電流（インバータ装置から
誘導電動機へ電流が流れる）として判別し、逆にＩＧＢ
ＴトランジスタＱ４のコレクタ・エミッタ間オン電圧分
高い値となっている場合には出力電流は負電流（誘導電
動機からインバータ装置へ電流が流れる）として判別し
ている。また第２の従来構成例である図１０において
は、ＩＧＢＴトランジスタＱ１（あるいはＱ４）へのオ
ン信号入力Ｕ＋（あるいはＵ−）の立ち上がりエッジに
おけるインバータ装置の出力端子電圧値からインバータ
装置の出力電流極性を判別している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記第１
の従来構成では、インバータ装置の出力電流の正負極性
をＩＧＢＴトランジスタＱ４がオンしている際のＩＧＢ
ＴトランジスタＱ１とＱ４との接続点電圧によりその電
圧値が主電源１０１のグランド側電位に対し還流ダイオ
ードＤ４の順電圧分低い値（約 −１〜−２ボルト）と
なっているかあるいはＩＧＢＴトランジスタＱ４のコレ
クタ・エミッタ間オン電圧分高い値（約１〜３ボルト）
となっているかで判別しているために、判別するための
差電圧が２〜５ボルト程度の小さな値となり従ってこの
小さな値から判別するために図８に示すように電圧検出
回路１０８においてコンパレータを使用することが必要
であり、さらにまたノイズにより誤検出しやすいという
問題点があった。また前記第２の従来構成例において
は、例えば図１１に示すように下アーム側ＩＧＢＴトラ
ンジスタＱ４へのオン信号入力Ｕ−の立ち上がりエッジ
におけるＩＧＢＴトランジスタＱ４のコレクタ電圧値か
ら電流極性を判別しようとした場合、判別のできる期間
はオン信号入力Ｕ−の立ち上がりエッジからＩＧＢＴト
ランジスタＱ４が実際にオンするまでの遅れ時間となる
数百ｎＳ（図１１に示す△ｔ）しかないため、従って非
常に短い時間で判別する必要があるのでフィルタ回路等
の挿入をすることはできず、ノイズにより誤検出しやす
いという問題点があった。本発明は、上記従来の問題点
を解決するものであり、インバータ装置の出力電流の正
負極性判別においてその判別するための差電圧を大きく
とれ、したがってコンパレータ等のアナログ回路を介さ
ずに直接に出力電流の正負極性判別ができ、かつまた電
流極性判別できる期間を十分に長くとれるのでノイズに
対しても誤検出しない信頼性の高いインバータ装置の出
力電流極性検出方法を提供することを目的とするもので
ある。
の従来構成では、インバータ装置の出力電流の正負極性
をＩＧＢＴトランジスタＱ４がオンしている際のＩＧＢ
ＴトランジスタＱ１とＱ４との接続点電圧によりその電
圧値が主電源１０１のグランド側電位に対し還流ダイオ
ードＤ４の順電圧分低い値（約 −１〜−２ボルト）と
なっているかあるいはＩＧＢＴトランジスタＱ４のコレ
クタ・エミッタ間オン電圧分高い値（約１〜３ボルト）
となっているかで判別しているために、判別するための
差電圧が２〜５ボルト程度の小さな値となり従ってこの
小さな値から判別するために図８に示すように電圧検出
回路１０８においてコンパレータを使用することが必要
であり、さらにまたノイズにより誤検出しやすいという
問題点があった。また前記第２の従来構成例において
は、例えば図１１に示すように下アーム側ＩＧＢＴトラ
ンジスタＱ４へのオン信号入力Ｕ−の立ち上がりエッジ
におけるＩＧＢＴトランジスタＱ４のコレクタ電圧値か
ら電流極性を判別しようとした場合、判別のできる期間
はオン信号入力Ｕ−の立ち上がりエッジからＩＧＢＴト
ランジスタＱ４が実際にオンするまでの遅れ時間となる
数百ｎＳ（図１１に示す△ｔ）しかないため、従って非
常に短い時間で判別する必要があるのでフィルタ回路等
の挿入をすることはできず、ノイズにより誤検出しやす
いという問題点があった。本発明は、上記従来の問題点
を解決するものであり、インバータ装置の出力電流の正
負極性判別においてその判別するための差電圧を大きく
とれ、したがってコンパレータ等のアナログ回路を介さ
ずに直接に出力電流の正負極性判別ができ、かつまた電
流極性判別できる期間を十分に長くとれるのでノイズに
対しても誤検出しない信頼性の高いインバータ装置の出
力電流極性検出方法を提供することを目的とするもので
ある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
本発明は、請求項１の直流電源と前記直流電源の正極側
に接続された第１の半導体スイッチング素子とこの半導
体スイッチング素子に並列に接続された第１の還流ダイ
オードと、前記直流電源の負極側に接続された第２の半
導体スイッチング素子とこの半導体スイッチング素子に
並列に接続された第２の還流ダイオードと、前記両半導
体スイッチング素子を直列に接続した上でこの接続点を
インバータ装置の出力端子とし、このような構成の出力
端子をインバータ装置の出力相数分備えており、前記直
列に接続された両半導体スイッチング素子を交互にオン
・オフ動作させて、その際に共にオフする期間であるデ
ッドタイムをも有しており、前記直流電源電圧を任意の
電圧値に変換して前記出力端子から負荷へと出力するイ
ンバータ装置の出力電流極性検出方法において、前記出
力端子から前記負荷へ流れる電流の正負極性を、前記出
力端子電圧の立ち下がり時における前記第２の半導体ス
イッチング素子へのオン・オフ信号から判別し検出する
ことを特徴としている。また請求項２のインバータ装置
の出力電流極性検出方法は、直流電源の正極側に接続さ
れた第１の半導体スイッチング素子と前記半導体スイッ
チング素子に並列に接続された第１の還流ダイオード
と、前記直流電源の負極側に接続された第２の半導体ス
イッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子に
並列に接続された第２の還流ダイオードと、前記両半導
体スイッチング素子を直列に接続した上でこの接続点を
インバータ装置の出力端子とし、このような構成の出力
端子をインバータ装置の出力相数分備えており、前記直
列に接続された両半導体スイッチング素子を交互にオン
・オフ動作させて、前記直流電源電圧を任意の電圧値に
変換して前記出力端子から負荷へと出力するＰＷＭイン
バータ装置の出力電流極性検出方法において、前記出力
端子から前記負荷へ流れる電流の正負極性を、前記出力
端子電圧の立ち上がり時における前記第１の半導体スイ
ッチング素子へのオン・オフ信号から判別し検出するこ
とを特徴としている。請求項１記載の構成におけるイン
バータ装置の出力電流極性検出方法は、前記直流電源の
正極側に接続された第１の半導体スイッチング素子及び
負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子とが
交互にオン・オフ動作を行うことで前記直流電源電圧を
任意の電圧値に変換して前記両半導体スイッチング素子
の接続点である出力端子から負荷へと電圧出力している
が、一方の半導体スイッチング素子がオン動作からオフ
動作に移り、逆にもう一方の半導体スイッチング素子が
オフ動作からオン動作に移る際の動作切り替え点におい
て、前記オン動作からオフ動作に移る側の半導体スイッ
チング素子がそのオフ動作遅れによりまだオフできてい
ない状態のまま、もう一方の半導体スイッチング素子が
オン動作にはいり、結果として直列に接続された両半導
体スイッチング素子がともにオンして短絡状態になるの
を防止するために、前記動作切り替え点において両半導
体スイッチング素子をともにオフ動作させるデッドタイ
ム（両半導体スイッチング素子へオフドライブ信号を伝
送している）期間を設けている。このデッドタイム期間
によりオン動作からオフ動作に移る側の半導体スイッチ
ング素子にそのオフ動作遅れが生じてもこの期間中にお
いて確実にオフ動作を完了することができ従って直列に
接続された両半導体スイッチング素子がともにオンする
ことを防止できる。
本発明は、請求項１の直流電源と前記直流電源の正極側
に接続された第１の半導体スイッチング素子とこの半導
体スイッチング素子に並列に接続された第１の還流ダイ
オードと、前記直流電源の負極側に接続された第２の半
導体スイッチング素子とこの半導体スイッチング素子に
並列に接続された第２の還流ダイオードと、前記両半導
体スイッチング素子を直列に接続した上でこの接続点を
インバータ装置の出力端子とし、このような構成の出力
端子をインバータ装置の出力相数分備えており、前記直
列に接続された両半導体スイッチング素子を交互にオン
・オフ動作させて、その際に共にオフする期間であるデ
ッドタイムをも有しており、前記直流電源電圧を任意の
電圧値に変換して前記出力端子から負荷へと出力するイ
ンバータ装置の出力電流極性検出方法において、前記出
力端子から前記負荷へ流れる電流の正負極性を、前記出
力端子電圧の立ち下がり時における前記第２の半導体ス
イッチング素子へのオン・オフ信号から判別し検出する
ことを特徴としている。また請求項２のインバータ装置
の出力電流極性検出方法は、直流電源の正極側に接続さ
れた第１の半導体スイッチング素子と前記半導体スイッ
チング素子に並列に接続された第１の還流ダイオード
と、前記直流電源の負極側に接続された第２の半導体ス
イッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子に
並列に接続された第２の還流ダイオードと、前記両半導
体スイッチング素子を直列に接続した上でこの接続点を
インバータ装置の出力端子とし、このような構成の出力
端子をインバータ装置の出力相数分備えており、前記直
列に接続された両半導体スイッチング素子を交互にオン
・オフ動作させて、前記直流電源電圧を任意の電圧値に
変換して前記出力端子から負荷へと出力するＰＷＭイン
バータ装置の出力電流極性検出方法において、前記出力
端子から前記負荷へ流れる電流の正負極性を、前記出力
端子電圧の立ち上がり時における前記第１の半導体スイ
ッチング素子へのオン・オフ信号から判別し検出するこ
とを特徴としている。請求項１記載の構成におけるイン
バータ装置の出力電流極性検出方法は、前記直流電源の
正極側に接続された第１の半導体スイッチング素子及び
負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子とが
交互にオン・オフ動作を行うことで前記直流電源電圧を
任意の電圧値に変換して前記両半導体スイッチング素子
の接続点である出力端子から負荷へと電圧出力している
が、一方の半導体スイッチング素子がオン動作からオフ
動作に移り、逆にもう一方の半導体スイッチング素子が
オフ動作からオン動作に移る際の動作切り替え点におい
て、前記オン動作からオフ動作に移る側の半導体スイッ
チング素子がそのオフ動作遅れによりまだオフできてい
ない状態のまま、もう一方の半導体スイッチング素子が
オン動作にはいり、結果として直列に接続された両半導
体スイッチング素子がともにオンして短絡状態になるの
を防止するために、前記動作切り替え点において両半導
体スイッチング素子をともにオフ動作させるデッドタイ
ム（両半導体スイッチング素子へオフドライブ信号を伝
送している）期間を設けている。このデッドタイム期間
によりオン動作からオフ動作に移る側の半導体スイッチ
ング素子にそのオフ動作遅れが生じてもこの期間中にお
いて確実にオフ動作を完了することができ従って直列に
接続された両半導体スイッチング素子がともにオンする
ことを防止できる。
【０００５】ところでインバータ装置の出力電流が正電
流（インバータ装置から負荷へ電流が流れる）である場
合においては、前記直流電源の正極側に接続された第１
の半導体スイッチング素子へのオン信号入力がオフ信号
へと切り替わると、そのまま両半導体スイッチング素子
がともにオフするデッドタイム期間に移るが、このデッ
ドタイムの初期期間中において第１の半導体スイッチン
グ素子のオフ動作は完了し同時に出力電流は第２の還流
ダイオードを流れるモードへと切り替わるため同じくイ
ンバータ装置の出力端子電圧も第１の直流電源の正極側
電位から負極側電位へと切り替わる。インバータ装置の
この出力端子電圧の切り替わりによる電圧立ち下がり時
においては、第２の半導体スイッチング素子へのオン・
オフ指令はデッドタイム期間（初期期間中）中であるた
め当然ながらオフ動作指令となっている。
流（インバータ装置から負荷へ電流が流れる）である場
合においては、前記直流電源の正極側に接続された第１
の半導体スイッチング素子へのオン信号入力がオフ信号
へと切り替わると、そのまま両半導体スイッチング素子
がともにオフするデッドタイム期間に移るが、このデッ
ドタイムの初期期間中において第１の半導体スイッチン
グ素子のオフ動作は完了し同時に出力電流は第２の還流
ダイオードを流れるモードへと切り替わるため同じくイ
ンバータ装置の出力端子電圧も第１の直流電源の正極側
電位から負極側電位へと切り替わる。インバータ装置の
この出力端子電圧の切り替わりによる電圧立ち下がり時
においては、第２の半導体スイッチング素子へのオン・
オフ指令はデッドタイム期間（初期期間中）中であるた
め当然ながらオフ動作指令となっている。
【０００６】一方インバータ装置の出力電流が負電流
（負荷からインバータ装置へ電流が流れる）である場合
においては、前記直流電源の正極側に接続された第１の
半導体スイッチング素子へのオン信号入力がオフ信号入
力へと切り替わると、そのまま両半導体スイッチング素
子がともにオフするデッドタイム期間に移るが、このデ
ッドタイム期間中においても出力電流は引き続き第１の
還流ダイオードを流れ続けるためインバータ装置の出力
端子電圧も引き続き第１の直流電源の正極側電位となっ
ている。その後にデッドタイム期間が終了すると次は第
２の半導体スイッチング素子へオン信号入力がはいり、
第２の半導体スイッチング素子はそのままオン動作へと
移る。このオン動作が完了するとインバータ装置の出力
端子電圧も同様に前記直流電源の正極側電位から負極側
電位へと切り替わる。インバータ装置のこの出力端子電
圧の切り替わりによる電圧立ち下がり時においては、第
２の半導体スイッチング素子へのオン・オフ指令は前記
のごとくオン動作指令となっている。
（負荷からインバータ装置へ電流が流れる）である場合
においては、前記直流電源の正極側に接続された第１の
半導体スイッチング素子へのオン信号入力がオフ信号入
力へと切り替わると、そのまま両半導体スイッチング素
子がともにオフするデッドタイム期間に移るが、このデ
ッドタイム期間中においても出力電流は引き続き第１の
還流ダイオードを流れ続けるためインバータ装置の出力
端子電圧も引き続き第１の直流電源の正極側電位となっ
ている。その後にデッドタイム期間が終了すると次は第
２の半導体スイッチング素子へオン信号入力がはいり、
第２の半導体スイッチング素子はそのままオン動作へと
移る。このオン動作が完了するとインバータ装置の出力
端子電圧も同様に前記直流電源の正極側電位から負極側
電位へと切り替わる。インバータ装置のこの出力端子電
圧の切り替わりによる電圧立ち下がり時においては、第
２の半導体スイッチング素子へのオン・オフ指令は前記
のごとくオン動作指令となっている。
【０００７】以上のようにインバータ装置の出力端子電
圧の切り替わりによる電圧立ち下がり時における第２の
半導体スイッチング素子へのオン・オフ指令入力から、
オフ指令入力時は出力電流は正電流であり、オン指令入
力時は出力電流は負電流であると判断できる。この場合
においてインバータ装置の出力端子電圧立ち下がりエッ
ジの検出については、前記直流電源電圧値がそのままエ
ッジ検出範囲となるので検出範囲を大きくとれ、従って
第１の従来構成例の図８に示す電圧検出回路１０８での
コンパレータ１１５の使用等は不要であり、さらにまた
ノイズにより誤検出しやすいという問題もなくなる。ま
た判別時間について、出力端子電圧の立ち下がりエッジ
検出部においてフィルタを挿入し仮にエッジ検出が遅れ
ても正電流時ではデッドタイム期間の終了までは判別で
き、負電流時においては第２の半導体スイッチング素子
へのオン信号入力が続いている間までは判別でき、いず
れにしても十分な判別時間を確保できることになる。
圧の切り替わりによる電圧立ち下がり時における第２の
半導体スイッチング素子へのオン・オフ指令入力から、
オフ指令入力時は出力電流は正電流であり、オン指令入
力時は出力電流は負電流であると判断できる。この場合
においてインバータ装置の出力端子電圧立ち下がりエッ
ジの検出については、前記直流電源電圧値がそのままエ
ッジ検出範囲となるので検出範囲を大きくとれ、従って
第１の従来構成例の図８に示す電圧検出回路１０８での
コンパレータ１１５の使用等は不要であり、さらにまた
ノイズにより誤検出しやすいという問題もなくなる。ま
た判別時間について、出力端子電圧の立ち下がりエッジ
検出部においてフィルタを挿入し仮にエッジ検出が遅れ
ても正電流時ではデッドタイム期間の終了までは判別で
き、負電流時においては第２の半導体スイッチング素子
へのオン信号入力が続いている間までは判別でき、いず
れにしても十分な判別時間を確保できることになる。
【０００８】また請求項２記載の構成におけるインバー
タ装置の出力電流極性検出方法においては、インバータ
装置の出力端子電圧立ち上がり時における直流電源の正
極側に接続された第１の半導体スイッチング素子へのオ
ン・オフ指令から出力電流の極性判別を行うものであ
り、この場合における動作・極性判別の原理は前記の請
求項１記載の構成における場合と同様ではあるが、電流
の極性判別については第１の半導体スイッチング素子へ
のオン・オフ入力指令について、オン指令入力なら正電
流検出であり、オフ指令入力なら負電流検出となる。ま
たこの場合の効果についても前記請求項１記載の場合と
同様である。
タ装置の出力電流極性検出方法においては、インバータ
装置の出力端子電圧立ち上がり時における直流電源の正
極側に接続された第１の半導体スイッチング素子へのオ
ン・オフ指令から出力電流の極性判別を行うものであ
り、この場合における動作・極性判別の原理は前記の請
求項１記載の構成における場合と同様ではあるが、電流
の極性判別については第１の半導体スイッチング素子へ
のオン・オフ入力指令について、オン指令入力なら正電
流検出であり、オフ指令入力なら負電流検出となる。ま
たこの場合の効果についても前記請求項１記載の場合と
同様である。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施例の構
成を図１に示す。図１においてマイクロコンピュータ１
８は任意の電圧を各相出力端子からパルス幅変調により
誘導電動機１７へ電圧出力するために、図４に示すよう
に例えばＵ相においてはＵ相出力電圧指令と基本三角波
とを大小比較し、基本三角波の方が大きい場合はＩＧＢ
ＴトランジスタＱ４をオン（Ｑ１はオフさせる）させ、
逆に基本三角波の方が小さい場合はＩＧＢＴトランジス
タＱ１をオン（Ｑ４はオフさせる）させる。このように
することで、パルス幅変調電圧出力ではあるが平均電圧
としては任意の指令電圧を電圧出力できる。ここでいず
れか一方のＩＧＢＴトランジスタがオンし、同時に残る
一方のＩＧＢＴトランジスタをオフさせる際において
は、必ず両方のＩＧＢＴトランジスタを共にオフさせる
期間であるデッドタイム（図４参照）を挿入設定してい
る。
成を図１に示す。図１においてマイクロコンピュータ１
８は任意の電圧を各相出力端子からパルス幅変調により
誘導電動機１７へ電圧出力するために、図４に示すよう
に例えばＵ相においてはＵ相出力電圧指令と基本三角波
とを大小比較し、基本三角波の方が大きい場合はＩＧＢ
ＴトランジスタＱ４をオン（Ｑ１はオフさせる）させ、
逆に基本三角波の方が小さい場合はＩＧＢＴトランジス
タＱ１をオン（Ｑ４はオフさせる）させる。このように
することで、パルス幅変調電圧出力ではあるが平均電圧
としては任意の指令電圧を電圧出力できる。ここでいず
れか一方のＩＧＢＴトランジスタがオンし、同時に残る
一方のＩＧＢＴトランジスタをオフさせる際において
は、必ず両方のＩＧＢＴトランジスタを共にオフさせる
期間であるデッドタイム（図４参照）を挿入設定してい
る。
【００１０】Ｕ相出力電流が正電流（Ｕ相出力端子１４
から誘導電動機１７へと電流が流れる）の場合におい
て、マイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴトラン
ジスタＱ１のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）であ
るモード（１）から、Ｑ１，Ｑ４ともにオフ指令入力
（デッドタイム）であるモード（２）へと切り替わる
と、この切り替え点からＱ１のオフ動作遅れ（数百ｎ
Ｓ）の後にＵ相出力電流は図２に示すＩＧＢＴトランジ
スタＱ１を流れるルートから還流ダイオードＤ４を流れ
るルートへと切り替わり、この電流ルートの切り替えに
対応してＵ相出力端子電圧も第１の直流電源電圧値（Ｖ
ｄｃ）から０Ｖへと切り替わる。このＵ相出力端子電圧
の切り替わり（立ち下がり）時は、マイクロコンピュー
タ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ４へ指令は、デッド
タイム中なのでオフ指令入力である。このＵ相出力端子
電圧の立ち下がりエッジを、図１および図２に示すよう
にＵ相出力端子１４とダイオード１９、抵抗２２、抵抗
２５、第２の直流電源１３とを接続することでＤフリッ
プフロップ２８への立ち下がりクロック入力へと変換で
き、マイクロコンピュータ１８からＩＧＢＴトランジス
タＱ４へのオン・オフ指令（Ｕ−）をこのＤフリップフ
ロップ２８のＤ入力とすれば、Ｄフリップフロップ２８
のＱ出力からＬ出力信号（つまり正電流検出信号）とし
て検出できることになる。
から誘導電動機１７へと電流が流れる）の場合におい
て、マイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴトラン
ジスタＱ１のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）であ
るモード（１）から、Ｑ１，Ｑ４ともにオフ指令入力
（デッドタイム）であるモード（２）へと切り替わる
と、この切り替え点からＱ１のオフ動作遅れ（数百ｎ
Ｓ）の後にＵ相出力電流は図２に示すＩＧＢＴトランジ
スタＱ１を流れるルートから還流ダイオードＤ４を流れ
るルートへと切り替わり、この電流ルートの切り替えに
対応してＵ相出力端子電圧も第１の直流電源電圧値（Ｖ
ｄｃ）から０Ｖへと切り替わる。このＵ相出力端子電圧
の切り替わり（立ち下がり）時は、マイクロコンピュー
タ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ４へ指令は、デッド
タイム中なのでオフ指令入力である。このＵ相出力端子
電圧の立ち下がりエッジを、図１および図２に示すよう
にＵ相出力端子１４とダイオード１９、抵抗２２、抵抗
２５、第２の直流電源１３とを接続することでＤフリッ
プフロップ２８への立ち下がりクロック入力へと変換で
き、マイクロコンピュータ１８からＩＧＢＴトランジス
タＱ４へのオン・オフ指令（Ｕ−）をこのＤフリップフ
ロップ２８のＤ入力とすれば、Ｄフリップフロップ２８
のＱ出力からＬ出力信号（つまり正電流検出信号）とし
て検出できることになる。
【００１１】逆にＵ相出力電流が負電流（誘導電動機１
７からＵ相出力端子１４へと電流が流れる）の場合にお
いては、マイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴト
ランジスタＱ１のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）
であるモード（１）、さらにはＱ１，Ｑ４ともにオフ指
令入力（デッドタイム）であるモード（２）においては
Ｕ相出力電流は図３に示す還流ダイオードＤ１を流れる
ルートであるが、このモード（２）からマイクロコンピ
ュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン指
令入力（Ｑ１はオフ指令入力）であるモード（３）へと
切り替わると、この切り替え点からＱ４のオン動作遅れ
（数百ｎＳ）の後にＵ相出力電流は図３に示す還流ダイ
オードＤ１を流れるルートからＩＧＢＴトランジスタＱ
４を流れるルートへと切り替わり、この電流ルートの切
り替わりに対応してＵ相出力端子電圧も第１の直流電源
電圧値（Ｖｄｃ）から０Ｖへと切り替わる。このＵ相出
力端子電圧の切り替わり（立ち下がり）時は、マイクロ
コンピュータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ４への指
令は、モード（３）にあるのでオン指令入力である。従
ってＤフリップフロップ２８のＱ出力からＨ出力信号
（つまり負電流検出信号）として検出できることにな
る。このようにして図４に示すようにＵ相出力端子電圧
の切り替わり（立ち下がり）時ごとに出力電流極性判別
を行いかつその判別値を更新していくことになる。また
極性判別のできる期間は、デッドタイム期間からＩＧＢ
ＴトランジスタＱ１のオフ動作遅れ時間分を差し引いた
残りの期間あり、さらにまたこのデッドタイム期間を延
ばせばその分だけ極性判別のできる期間をも延ばすこと
もできる。このことはＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン
動作遅れ時間分のみが極性判別のできる期間となる第２
の従来例に比較し十分に長い期間となる。
７からＵ相出力端子１４へと電流が流れる）の場合にお
いては、マイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴト
ランジスタＱ１のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）
であるモード（１）、さらにはＱ１，Ｑ４ともにオフ指
令入力（デッドタイム）であるモード（２）においては
Ｕ相出力電流は図３に示す還流ダイオードＤ１を流れる
ルートであるが、このモード（２）からマイクロコンピ
ュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン指
令入力（Ｑ１はオフ指令入力）であるモード（３）へと
切り替わると、この切り替え点からＱ４のオン動作遅れ
（数百ｎＳ）の後にＵ相出力電流は図３に示す還流ダイ
オードＤ１を流れるルートからＩＧＢＴトランジスタＱ
４を流れるルートへと切り替わり、この電流ルートの切
り替わりに対応してＵ相出力端子電圧も第１の直流電源
電圧値（Ｖｄｃ）から０Ｖへと切り替わる。このＵ相出
力端子電圧の切り替わり（立ち下がり）時は、マイクロ
コンピュータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ４への指
令は、モード（３）にあるのでオン指令入力である。従
ってＤフリップフロップ２８のＱ出力からＨ出力信号
（つまり負電流検出信号）として検出できることにな
る。このようにして図４に示すようにＵ相出力端子電圧
の切り替わり（立ち下がり）時ごとに出力電流極性判別
を行いかつその判別値を更新していくことになる。また
極性判別のできる期間は、デッドタイム期間からＩＧＢ
ＴトランジスタＱ１のオフ動作遅れ時間分を差し引いた
残りの期間あり、さらにまたこのデッドタイム期間を延
ばせばその分だけ極性判別のできる期間をも延ばすこと
もできる。このことはＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン
動作遅れ時間分のみが極性判別のできる期間となる第２
の従来例に比較し十分に長い期間となる。
【００１２】次に本発明の第２の実施例の構成を図５に
示す。構成においては第１の実施例である図１に対し、
ＤフリップフロップへのＤ入力がマイクロコンピュータ
１８からＩＧＢＴトランジスタＱ１へのオン・オフ指令
入力であり、Ｄフリップフロップのクロック入力がポジ
ティブエッジトリガ対応となっていることが異なる。Ｕ
相出力電流が負電流（誘導電動機１７からＵ相出力端子
１４へと電流が流れる）の場合において、マイクロコン
ピュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン
指令入力（Ｑ１はオフ指令入力）であるモードから、Ｑ
１，Ｑ４ともにオフ指令入力（デッドタイム）であるモ
ードへと切り替わると、この切り替え点からＱ４のオフ
動作遅れ（数百ｎＳ）の後にＵ相出力電流はＩＧＢＴト
ランジスタＱ４を流れるルートから還流ダイオードＤ１
を流れるルートへと切り替わり、この電流ルートの切り
替わりに対応してＵ相出力端子電圧も０Ｖから第１の直
流電源電圧値（Ｖｄｃ）へと切り替わる。このＵ相出力
端子電圧の切り替わり（立ち上がり）時は、マイクロコ
ンピュータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ１へ指令
は、デッドタイム中なのでオフ指令入力である。このＵ
相出力端子電圧の立ち上がりエッジを、図５に示すよう
にＵ相出力端子１４とダイオード１９、抵抗２２、抵抗
２５、第２の直流電源１３とを接続することでＤフリッ
プフロップ３１への立ち上がりクロック入力へと変換で
き、マイクロコンピュータ１８からＩＧＢＴトランジス
タＱ１へのオン・オフ指令入力（Ｕ＋）をこのＤフリッ
プフロップ３１のＤ入力とすれば、Ｄフリップフロップ
３１のＱ出力からＬ出力信号（つまり負電流検出信号）
として検出できることになる。
示す。構成においては第１の実施例である図１に対し、
ＤフリップフロップへのＤ入力がマイクロコンピュータ
１８からＩＧＢＴトランジスタＱ１へのオン・オフ指令
入力であり、Ｄフリップフロップのクロック入力がポジ
ティブエッジトリガ対応となっていることが異なる。Ｕ
相出力電流が負電流（誘導電動機１７からＵ相出力端子
１４へと電流が流れる）の場合において、マイクロコン
ピュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ４のオン
指令入力（Ｑ１はオフ指令入力）であるモードから、Ｑ
１，Ｑ４ともにオフ指令入力（デッドタイム）であるモ
ードへと切り替わると、この切り替え点からＱ４のオフ
動作遅れ（数百ｎＳ）の後にＵ相出力電流はＩＧＢＴト
ランジスタＱ４を流れるルートから還流ダイオードＤ１
を流れるルートへと切り替わり、この電流ルートの切り
替わりに対応してＵ相出力端子電圧も０Ｖから第１の直
流電源電圧値（Ｖｄｃ）へと切り替わる。このＵ相出力
端子電圧の切り替わり（立ち上がり）時は、マイクロコ
ンピュータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ１へ指令
は、デッドタイム中なのでオフ指令入力である。このＵ
相出力端子電圧の立ち上がりエッジを、図５に示すよう
にＵ相出力端子１４とダイオード１９、抵抗２２、抵抗
２５、第２の直流電源１３とを接続することでＤフリッ
プフロップ３１への立ち上がりクロック入力へと変換で
き、マイクロコンピュータ１８からＩＧＢＴトランジス
タＱ１へのオン・オフ指令入力（Ｕ＋）をこのＤフリッ
プフロップ３１のＤ入力とすれば、Ｄフリップフロップ
３１のＱ出力からＬ出力信号（つまり負電流検出信号）
として検出できることになる。
【００１３】逆にＵ相出力電流が正電流（Ｕ相出力端子
１４から誘導電動機１７へと電流が流れる）の場合にお
いては、マイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴト
ランジスタＱ４のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）
であるモード、さらにはＱ１，Ｑ４ともにオフ指令入力
（デッドタイム）であるモードの場合ではＵ相出力電流
は還流ダイオードＤ４を流れるルートであるが、マイク
ロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ１
のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）であるモードへ
と切り替わると、この切り替え点からＱ１のオン動作遅
れ（数百ｎＳ）の後にＵ相出力電流は還流ダイオードＤ
４を流れるルートからＩＧＢＴトランジスタＱ１を流れ
るルートへと切り替わり、この電流ルートの切り替わり
に対応してＵ相出力端子電圧も０Ｖから第１の直流電源
電圧値（Ｖｄｃ）へと切り替わる。このＵ相出力端子電
圧の切り替わり（立ち上がり）時は、マイクロコンピュ
ータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ１へ指令は、オン
指令入力である。従ってＤフリップフロップ３１のＱ出
力からＨ出力信号（つまり正電流検出信号）として検出
できることになる。このようにして図６に示すようにＵ
相出力端子電圧の切り替わり（立ち上がり）時ごとに極
性判別を行いかつその判別値を更新していくことにな
る。また極性判別のできる期間は、デッドタイム期間か
らＩＧＢＴトランジスタＱ４のオフ動作遅れ時間分を差
し引いた残りの期間分あり、さらにまたこのデッドタイ
ム期間を延ばせばその分だけ極性判別のできる期間をも
延ばすこともできる。このことは同様にＩＧＢＴトラン
ジスタＱ４のオン動作遅れ時間のみが極性判別のできる
期間となる第２の従来例に比較し十分に長い期間とな
る。
１４から誘導電動機１７へと電流が流れる）の場合にお
いては、マイクロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴト
ランジスタＱ４のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）
であるモード、さらにはＱ１，Ｑ４ともにオフ指令入力
（デッドタイム）であるモードの場合ではＵ相出力電流
は還流ダイオードＤ４を流れるルートであるが、マイク
ロコンピュータ１８の指令がＩＧＢＴトランジスタＱ１
のオン指令入力（Ｑ４はオフ指令入力）であるモードへ
と切り替わると、この切り替え点からＱ１のオン動作遅
れ（数百ｎＳ）の後にＵ相出力電流は還流ダイオードＤ
４を流れるルートからＩＧＢＴトランジスタＱ１を流れ
るルートへと切り替わり、この電流ルートの切り替わり
に対応してＵ相出力端子電圧も０Ｖから第１の直流電源
電圧値（Ｖｄｃ）へと切り替わる。このＵ相出力端子電
圧の切り替わり（立ち上がり）時は、マイクロコンピュ
ータ１８からＩＧＢＴトランジスタＱ１へ指令は、オン
指令入力である。従ってＤフリップフロップ３１のＱ出
力からＨ出力信号（つまり正電流検出信号）として検出
できることになる。このようにして図６に示すようにＵ
相出力端子電圧の切り替わり（立ち上がり）時ごとに極
性判別を行いかつその判別値を更新していくことにな
る。また極性判別のできる期間は、デッドタイム期間か
らＩＧＢＴトランジスタＱ４のオフ動作遅れ時間分を差
し引いた残りの期間分あり、さらにまたこのデッドタイ
ム期間を延ばせばその分だけ極性判別のできる期間をも
延ばすこともできる。このことは同様にＩＧＢＴトラン
ジスタＱ４のオン動作遅れ時間のみが極性判別のできる
期間となる第２の従来例に比較し十分に長い期間とな
る。
【００１４】
【発明の効果】以上本発明によれば、インバータ装置の
出力電流極性検出を直列に接続され交互にオン・オフ動
作する両半導体スイッチング素子のオン・オフ動作によ
り、直流電源の電源電圧値と０Ｖとの間で変化する各相
出力端子電圧の立ち下がり時（あるいは立ち上がり時）
における第２（あるいは第１）の半導体スイッチング素
子へのオン・オフ指令入力信号から行うことにより、イ
ンバータ装置の出力電流の正負極性判別においてその判
別するための電圧範囲を大きくでき、従ってコンパレー
タ等のアナログ回路を介さずに直接に出力電流の正負極
性判別を可能とでき、かつまた電流極性判別できる期間
を十分にとれるのでノイズに対し誤検出しにくいインバ
ータ装置の出力電流極性検出方法を提供できるという効
果がある。
出力電流極性検出を直列に接続され交互にオン・オフ動
作する両半導体スイッチング素子のオン・オフ動作によ
り、直流電源の電源電圧値と０Ｖとの間で変化する各相
出力端子電圧の立ち下がり時（あるいは立ち上がり時）
における第２（あるいは第１）の半導体スイッチング素
子へのオン・オフ指令入力信号から行うことにより、イ
ンバータ装置の出力電流の正負極性判別においてその判
別するための電圧範囲を大きくでき、従ってコンパレー
タ等のアナログ回路を介さずに直接に出力電流の正負極
性判別を可能とでき、かつまた電流極性判別できる期間
を十分にとれるのでノイズに対し誤検出しにくいインバ
ータ装置の出力電流極性検出方法を提供できるという効
果がある。
【図１】 本発明による第１の実施例
【図２】 正電流時における出力電流ルートを示したも
の
の
【図３】 負電流時における出力電流ルートを示したも
の
の
【図４】 第１の実施例における出力電流極性検出のた
めのタイミングチャートを示したもの
めのタイミングチャートを示したもの
【図５】 本発明による第２の実施例
【図６】 第２の実施例における出力電流極性検出のた
めのタイミングチャートを示したもの
めのタイミングチャートを示したもの
【図７】 特開平７ー７９６７に記載されたインバータ
装置の出力電流極性検出装置における第１の従来例
装置の出力電流極性検出装置における第１の従来例
【図８】 従来の実施例における電圧検出回路の構成図
【図９】 従来の実施例における電流方向検出回路の構
成図
成図
【図１０】 特開平６−１６０４３９に記載されたイン
バータ装置の出力電流極性検出装置における第２の従来
例
バータ装置の出力電流極性検出装置における第２の従来
例
【図１１】 第２の従来例における出力電流極性検出の
ためのタイミングチャートを示したもの
ためのタイミングチャートを示したもの
Ｑ１〜Ｑ６ ＩＧＢＴトランジスタ Ｄ１〜Ｄ６ 還流ダイオード １ 第１の直流電源 ２ 整流用ダイオード ３ 商用交流電源 ４〜９ それぞれＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ６のオ
ン・オフ駆動回路部 １０〜１２ それぞれＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ３
のオン・オフ駆動用電源 １３ 第２の直流電源 １４〜１６ 各相それぞれの出力端子 １７ ３相誘導電動機 １８ マイクロコンピュータ １９〜２１ ダイオード ２２〜２７ 抵抗 ２８〜３０ ネガティブエッジトリガのＤフリップフロ
ップ ３１〜３３ ポジティブエッジトリガのＤフリップフロ
ップ １０１ 主電源（直流電源） １０２ 誘導電動機 １０３ Ｕ相回路手段 １０４ Ｖ相回路手段 １０５ Ｗ相回路手段 １０６、１０７は駆動回路 １０８ 電圧検出回路 １０９ 電流方向検出回路 １１０ 混成集積回路 １１１〜１１３は電流方向信号の出力端子 １１４ ＰＷＭ制御回路 １１５ 素子電流検出コンパレータ １１６ ＡＮＤ回路 １１７ ＮＯＴ回路 １１８ 遅延抵抗 １１９ シュミットトリガ回路 １２０ 遅延コンデンサ １２１ Ｄフリップフロップ １２２〜１２５は抵抗 １２６ ダイオード １３１、１３２は抵抗 １３３ ダイオード １３４ ツェナーダイオード １３５ 信号保持回路 １３６ トランジスタ １３７ 主アーム １３８ ゲート駆動回路 １３９ 出力電流方向検出回路
ン・オフ駆動回路部 １０〜１２ それぞれＩＧＢＴトランジスタＱ１〜Ｑ３
のオン・オフ駆動用電源 １３ 第２の直流電源 １４〜１６ 各相それぞれの出力端子 １７ ３相誘導電動機 １８ マイクロコンピュータ １９〜２１ ダイオード ２２〜２７ 抵抗 ２８〜３０ ネガティブエッジトリガのＤフリップフロ
ップ ３１〜３３ ポジティブエッジトリガのＤフリップフロ
ップ １０１ 主電源（直流電源） １０２ 誘導電動機 １０３ Ｕ相回路手段 １０４ Ｖ相回路手段 １０５ Ｗ相回路手段 １０６、１０７は駆動回路 １０８ 電圧検出回路 １０９ 電流方向検出回路 １１０ 混成集積回路 １１１〜１１３は電流方向信号の出力端子 １１４ ＰＷＭ制御回路 １１５ 素子電流検出コンパレータ １１６ ＡＮＤ回路 １１７ ＮＯＴ回路 １１８ 遅延抵抗 １１９ シュミットトリガ回路 １２０ 遅延コンデンサ １２１ Ｄフリップフロップ １２２〜１２５は抵抗 １２６ ダイオード １３１、１３２は抵抗 １３３ ダイオード １３４ ツェナーダイオード １３５ 信号保持回路 １３６ トランジスタ １３７ 主アーム １３８ ゲート駆動回路 １３９ 出力電流方向検出回路
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源の正極側に接続された第１の半
導体スイッチング素子と前記半導体スイッチング素子に
並列に接続された第１の還流ダイオードと、前記直流電
源の負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子
と前記第２の半導体スイッチング素子に並列に接続され
た第２の還流ダイオードと、前記両半導体スイッチング
素子を直列に接続した上でこの接続点をインバータ装置
の出力端子とし、このような構成の出力端子をインバー
タ装置の出力相数分備えており、前記直列に接続された
両半導体スイッチング素子を交互にオン・オフ動作させ
て、前記直流電源電圧を任意の電圧値に変換して前記出
力端子から負荷へと出力するＰＷＭインバータ装置の出
力電流極性検出方法において、 前記出力端子から前記負荷へ流れる電流の正負極性を前
記出力端子の電圧の立ち下がり時における前記第２の半
導体スイッチング素子へのオン・オフ信号から検出する
ことを特徴とするインバータ装置の出力電流極性検出方
法 - 【請求項２】 直流電源の正極側に接続された第１の半
導体スイッチング素子と前記半導体スイッチング素子に
並列に接続された第１の還流ダイオードと、前記直流電
源の負極側に接続された第２の半導体スイッチング素子
と前記第２の半導体スイッチング素子に並列に接続され
た第２の還流ダイオードと、前記両半導体スイッチング
素子を直列に接続した上でこの接続点をインバータ装置
の出力端子とし、このような構成の出力端子をインバー
タ装置の出力相数分備えており、前記直列に接続された
両半導体スイッチング素子を交互にオン・オフ動作させ
て、前記直流電源電圧を任意の電圧値に変換して前記出
力端子から負荷へと出力するＰＷＭインバータ装置の出
力電流極性検出方法において、 前記出力端子から前記負荷へ流れる電流の正負極性を、
前記出力端子電圧の立ち上がり時における前記第１の半
導体スイッチング素子へのオン・オフ信号から検出する
ことを特徴とするインバータ装置の出力電流極性検出方
法
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9364629A JPH11183531A (ja) | 1997-12-17 | 1997-12-17 | インバータ装置の出力電流極性検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9364629A JPH11183531A (ja) | 1997-12-17 | 1997-12-17 | インバータ装置の出力電流極性検出方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11183531A true JPH11183531A (ja) | 1999-07-09 |
Family
ID=18482279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9364629A Pending JPH11183531A (ja) | 1997-12-17 | 1997-12-17 | インバータ装置の出力電流極性検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11183531A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1197757A2 (en) * | 2000-10-10 | 2002-04-17 | Omron Corporation | Inverter |
| EP1808955A2 (en) | 2006-01-13 | 2007-07-18 | Omron Corporation | Inverter device |
| CN111817594A (zh) * | 2019-04-05 | 2020-10-23 | 英飞凌科技股份有限公司 | 用于确定半桥电流的极性的方法和半桥控制器 |
-
1997
- 1997-12-17 JP JP9364629A patent/JPH11183531A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1197757A2 (en) * | 2000-10-10 | 2002-04-17 | Omron Corporation | Inverter |
| EP1197757A3 (en) * | 2000-10-10 | 2003-10-01 | Omron Corporation | Inverter |
| EP1808955A2 (en) | 2006-01-13 | 2007-07-18 | Omron Corporation | Inverter device |
| US7626838B2 (en) | 2006-01-13 | 2009-12-01 | Omron Corporation | Inverter circuit with switching deadtime synchronized sample and hold current detection |
| CN111817594A (zh) * | 2019-04-05 | 2020-10-23 | 英飞凌科技股份有限公司 | 用于确定半桥电流的极性的方法和半桥控制器 |
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