JPH11178355A - 電源装置及びそれを用いた放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】信頼性の高い電源装置及びそれを用いた放電灯
点灯装置を提供する。 【解決手段】チョッパ回路１は平滑用コンデンサＣ₁ と
整流回路ＤＢの直流出力端間に接続されたチョッパ用イ
ンダクタＬ₁ 及びスイッチング素子Ｑ₁ の直列回路とを
備え、整流回路ＤＢの脈流電圧を平滑する。インバータ
回路２はスイッチング素子Ｑ₁ のオン・オフによりチョ
ッパ回路１の直流電圧を高周波電圧に変換して負荷回路
３に供給する。スイッチング素子Ｑ₁ にはダイオードＤ
₇ ，Ｄ₈の直列回路が逆並列接続され、ダイオード
Ｄ₇ ，Ｄ₈ の接続点と整流回路ＤＢ及びチョッパ用イン
ダクタＬ₁ の接続点との間にはコンデンサＣ₁₀が接続さ
れており、チョッパ用インダクタＬ₁ の残留エネルギは
チョッパ用インダクタＬ₁ →コンデンサＣ₁₀→ダイオー
ドＤ₇ →チョッパ用インダクタＬ₁ の閉回路で放出され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用電源のような
比較的低周波の交流電源を高周波交流に電力変換する電
源装置及びそれを用いた放電灯点灯装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】従来より、商用電源のような比較的低周
波の交流電源を高周波交流に電力変換する電源装置が提
供されている。この種の電源装置には、入力電流歪の増
加を抑制しかつ入力力率を高力率に保つという技術的課
題がある。この技術的課題を解決するために、昇圧形の
チョッパ回路などを用いた力率改善回路により交流電源
を直流電力に電力変換し、この直流電力をインバータ回
路で高周波電力に変換する電源装置が提案されている。
すなわち、電源装置として、ＡＣ／ＤＣ変換を行なうチ
ョッパ回路とＤＣ／ＡＣ変換を行なうインバータ回路と
の２段階の電力変換手段を用いたものが各種提案されて
いる。しかしながら、チョッパ回路は部品点数が比較的
多いので、電源装置が大型化し、また部品コストが増加
するという欠点があった。

【０００３】構成の簡単なインバータ回路としては図１
８に示すような電圧共振型の一石式インバータ回路があ
る。この電源装置は、交流電源ＡＣを整流する整流回路
ＤＢと、整流回路ＤＢの直流出力端間に接続された平滑
用コンデンサＣ₁ と、平滑用コンデンサＣ₁ と並列に接
続された共振用インダクタＬ₂ 及びコンデンサＣ₂ と、
インダクタＬ₂ と並列に接続された限流用インダクタＬ
₃ 及び負荷回路３と、コンデンサＣ₂ と並列に接続され
たスイッチング素子Ｑ₁ と、スイッチング素子Ｑ₁ を高
周波でオン・オフする制御部４とから構成されている。

【０００４】すなわち、スイッチング素子Ｑ₁ がオンす
ると、インダクタＬ₂ と、負荷回路３及びインダクタＬ
₃ の直列回路とを介して、スイッチング素子Ｑ₁ に電流
が流れて、インダクタＬ₂ ，Ｌ₃ に夫々磁気エネルギが
蓄積される。一方、スイッチング素子Ｑ₁ がオフする
と、スイッチング素子Ｑ₁ のオン時にインダクタＬ₂ ，
Ｌ₃ に蓄積された磁気エネルギにより、スイッチング素
子Ｑ₁ のオン時と同じ向きの電流がインダクタＬ₂ ，Ｌ
₃ に流れ、コンデンサＣ₂ が充電される。その後、イン
ダクタＬ₂ ，Ｌ₃ に蓄積された磁気エネルギがなくなる
と、コンデンサＣ ₂ に充電された電荷が、インダクタＬ
₃ 及び負荷回路３よりなる直列回路を介して放電され、
負荷回路３に高周波電流が供給される。

【０００５】本回路では、制御部４がスイッチング素子
Ｑ₁ の両端電圧を監視しており、スイッチング素子Ｑ₁
の両端電圧が略０Ｖとなった時に、制御部４がスイッチ
ング素子Ｑ₁ をオンするように制御（所謂ゼロボルトス
イッチング）しており、スイッチングノイズの発生を容
易に低減することができるという長所があるが、このイ
ンバータ回路を昇圧型のチョッパ回路と組み合わせる
と、チョッパ回路に用いるスイッチング素子に耐圧の高
いものが必要になり、コスト高になるという欠点があっ
た。

【０００６】そこで、電源装置の小型化や低コスト化を
図るために、チョッパ回路とインバータ回路とでスイッ
チング素子を共用し、１つのスイッチング素子でチョッ
パ回路とインバータ回路の動作を可能にした電源装置も
提案されている（特開平４−２７１号公報参照）。この
電源装置は、入力電源にチョッパ用インダクタを介して
負荷回路と平滑用コンデンサとの直列回路を接続すると
ともに、負荷回路と平滑用コンデンサとの直列回路と並
列にスイッチング素子を接続して構成される。

【０００７】この電源装置では、スイッチング素子がオ
ンすると、入力電源→チョッパ用インダクタ→スイッチ
ング素子→入力電源の閉回路で電流が流れ、同時に平滑
用コンデンサの充電電荷が、平滑用コンデンサ→負荷回
路→スイッチング素子→平滑用コンデンサの閉回路で放
電する。一方、スイッチング素子がオフすると、入力電
源→チョッパ用インダクタ→負荷回路→平滑用コンデン
サ→入力電源の閉回路で電流が流れ、負荷回路を通して
平滑用コンデンサが充電される。以上の動作を繰り返す
ことによって、平滑用コンデンサには負荷回路を通じて
充電電流、放電電流が流れ、平滑用コンデンサの両端電
圧は入力電源の電源電圧と略等しくなる。すなわちチョ
ッパ回路として機能し、平滑用コンデンサを充電する。
また、平滑コンデンサの充電時と放電時とで、負荷回路
には互いに逆向きの電流が流れるので、負荷回路に交番
電流が流れ、インバータ回路としても機能することにな
る。さらに、この電源装置を改良して、負荷変動に対す
る制御性を良好にした電源装置も提案されている（特開
平９−２３６６３号公報参照）。

【０００８】またインバータ回路としては、上述した電
圧共振型の一石式インバータ回路とともによく用いられ
るものとして、ハーフブリッジ式のインバータ回路があ
り、チョッパ回路とハーフブリッジ式のインバータ回路
で電源装置を構成し、チョッパ回路とハーフブリッジ式
のインバータ回路とで部品を兼用したものがあった（例
えば、米国特許第４．５６４．８９７号参照）。

【０００９】しかしながら、特開平４−２７１号や特開
平９−２３６６３号や米国特許第４．５６４．８９７号
に開示されている電源装置では、チョッパ用インダクタ
の残留エネルギによる急峻な跳ね返り電圧が発生し、こ
の跳ね返り電圧とスイッチング素子の両端電圧とが整流
回路の直流出力端に印加され、整流回路を構成するダイ
オードに大きなストレスが加わるという問題があり、整
流回路を構成するダイオードに高耐圧の素子が必要にな
りコスト高を招くという問題があった。

【００１０】そこで、チョッパ用インダクタの残留エネ
ルギによって、整流回路を構成するダイオードに加わる
ストレスを低減した電源装置が提案されており（特開平
３−１９８６７０号公報参照）、この考え方を取り入れ
たものに図１９に示す電源装置がある。この電源装置
は、交流電源ＡＣを整流する整流回路ＤＢと、整流回路
ＤＢの直流出力端間に接続されたコンデンサＣ₁₁と、整
流回路ＤＢの直流出力端間にチョッパ用インダクタＬ₁
及びダイオードＤ₁₀を介して接続されたスイッチング素
子Ｑ₁ と、スイッチング素子Ｑ₁ と並列に接続された共
振用インダクタＬ ₂ と平滑用コンデンサＣ₁ との直列回
路と、スイッチング素子Ｑ₁ と並列接続された共振用コ
ンデンサＣ₂ と、スイッチング素子Ｑ₁ と並列接続され
た限流用インダクタＬ₃ と負荷回路３と直流カット用コ
ンデンサＣ₄ との直列回路と、インダクタＬ₁ 及びダイ
オードＤ₁₀の接続点と整流回路ＤＢの低電位側の直流出
力端との間に接続されたダイオードＤ₁₁と、スイッチン
グ素子Ｑ₁ のオン・オフを制御する制御部４とから構成
される。

【００１１】この電源装置では、チョッパ用インダクタ
Ｌ₁ の残留エネルギによって発生した逆向きの電流を、
チョッパ用インダクタＬ₁ →コンデンサＣ₁₀→ダイオー
ドＤ ₁₁→チョッパ用インダクタＬ₁ の閉回路に流すこと
によって、インダクタＬ₁ の残留エネルギによる跳ね返
り電圧を吸収して、整流回路ＤＢを構成するダイオード
に加わるストレスを低減している。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上記構成の電源装置で
は、ダイオードＤ₁₀，Ｄ₁₁に逆回復時間ｔ_rrの短い高速
のダイオードを用いる必要があるが、この電源装置では
電圧共振型の一石式インバータ回路を用いているので、
スイッチング素子Ｑ₁ の両端間に印加される電圧が電流
共振型のハーフブリッジインバータ回路に比べて高くな
り、スイッチング素子Ｑ₁ の両端間に発生する電圧値と
略等しい電圧がダイオードＤ₁₀，Ｄ₁₁に印加される。と
ころで、定格電圧（逆方向の電圧Ｖｒ）の高いダイオー
ドは一般に逆回復時間ｔ_rrが短く、順方向電圧Ｖ_f も高
くなっているが、図１９に示す回路では、インバータ回
路の電流がダイオードＤ₁₀に集中的に流れるので、ダイ
オードＤ₁₀の発熱量が大きくなる。一般にダイオード
は、高温時に逆回復時間ｔ_rrが長くなる傾向があるの
で、ダイオードＤ₁₀の発熱が大きくなると、逆回復時間
ｔ _rrが長くなり、ダイオードＤ₁₀の発熱が更に大きくな
るという悪循環が発生する。その結果、ダイオードＤ₁₀
の破損や、ダイオードＤ₇ の周囲の部品の温度が上昇し
て、電源装置全体の信頼性が悪化するという問題があっ
た。

【００１３】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
であり、その目的とするところは、信頼性の高い電源装
置及びそれを用いた放電灯点灯装置を提供することにあ
る。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、交流電源を整流する整流回路
と、チョッパ回路と、チョッパ回路の直流電圧をスイッ
チング素子のオン・オフにより高周波電圧に変換して負
荷回路に供給するインバータ回路とを備え、チョッパ回
路は、平滑用の第１のコンデンサと、整流回路の直流出
力端間に接続されたチョッパ用インダクタ及び上記スイ
ッチング素子の直列回路とを有し、スイッチング素子の
オン時にチョッパ用インダクタに蓄積された電磁エネル
ギをスイッチング素子のオフ時に第１のコンデンサに放
出する電源装置において、２個の整流素子からなる直列
回路をスイッチング素子と逆並列に接続し、２個の整流
素子の接続点と整流回路及びチョッパ用インダクタの接
続点との間に第２のコンデンサを接続しているので、チ
ョッパ用インダクタの残留エネルギをチョッパ用インダ
クタ→第２のコンデンサ→整流素子→チョッパ用インダ
クタの経路で放出することができ、チョッパ用インダク
タの残留エネルギによる跳ね返り電圧とスイッチング素
子の両端電圧とにより整流回路の直流出力端間に印加さ
れる電圧を低減して、整流回路かかるストレスを低減で
き、しかも２個の整流素子にはインバータ回路の負荷電
流が集中的に流れることがなく、整流素子に流れる電流
が低減して整流素子の発熱が抑制されるので、整流素子
の発熱による周辺部品の温度上昇も抑制することがで
き、電源装置の信頼性を向上させることができる。

【００１５】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、インバータ回路は、電圧共振形の一石式インバー
タ回路から構成されており、スイッチング素子に印加さ
れる電圧は電流共振型のハーフブリッジインバータ回路
に比べて一般的に高くなっているが、請求項１の発明と
同様に、チョッパ用インダクタの残留エネルギを、チョ
ッパ用インダクタ→第２のコンデンサ→整流素子→チョ
ッパ用インダクタの閉回路で放出することができるの
で、チョッパ用インダクタの残留エネルギによる跳ね返
り電圧とスイッチング素子の両端電圧とにより、整流回
路の直流出力端に印加される電圧を低減することができ
る。

【００１６】請求項３の発明では、請求項２の発明にお
いて、スイッチング素子の両端電圧を検出する検出手段
と、スイッチング素子のオン・オフを制御する制御手段
とを設け、スイッチング素子の両端電圧が略０Ｖになる
のを検出手段が検出すると、制御手段がスイッチング素
子をオンしているので、スイッチングノイズの発生を容
易に低減することができる。

【００１７】請求項４の発明では、請求項１乃至３の発
明において、負荷回路は、少なくとも放電灯を含んでい
るので、この電源装置を放電灯点灯装置に適用すること
ができる。請求項５の発明では、請求項４の発明におい
て、電源装置を構成する回路部品が実装されたプリント
基板を備え、高温を発生する回路部品から遠ざかるにつ
れて、耐熱温度の高い回路部品から耐熱温度の低い回路
部品を順番に実装しているので、耐熱温度の低い回路部
品を高温を発生する回路部品と離して実装することがで
き、回路部品の発熱による耐熱温度の低い回路部品の温
度上昇を低減することができる。

【００１８】請求項６の発明では、請求項４の発明にお
いて、電源装置を構成する回路部品が納装される不燃性
材料から形成されたケースを設け、ケースの側方に放熱
用の孔を形成しているので、半田寿命末期などにより回
路部品がプリント基板から脱落したとしても、脱落した
回路部品がケースの外に落下することはなく、落下した
回路部品により放電灯点灯装置を覆うセードが焼損する
のを防止できる。

【００１９】請求項７の発明では、請求項４の発明にお
いて、電源装置を構成する回路部品が納装される不燃性
材料から形成されたケースを設け、上記ケースが取り付
けられる取付面と対向するケースの部位に凹所を設けて
いるので、回路部品の発熱をケースと取付面との間の凹
所から放熱させることができ、ケースの放熱効果を高め
ることができる。しかも、ケースには放熱用の孔が形成
されていないので、半田寿命末期などにより回路部品が
プリント基板から脱落したとしても、脱落した回路部品
がケースの外に落下することはなく、落下した回路部品
により放電灯点灯装置を覆うセードが焼損するのを防止
できる。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。 （実施形態１）本発明の電源装置の基本構成を図１に示
す。この電源装置は、交流電源ＡＣを整流する整流回路
ＤＢと、昇圧型のチョッパ回路１と、チョッパ回路１の
直流電圧を後述するスイッチング素子Ｑ₁ のオン・オフ
により高周波電圧に変換して負荷回路３に供給するイン
バータ回路２と、スイッチング素子Ｑ₁ のオン・オフを
制御する制御手段たる制御部４とから構成される。

【００２１】チョッパ回路１は、第１のコンデンサたる
平滑用コンデンサＣ₁ と、整流回路ＤＢの直流出力端間
に接続されたチョッパ用インダクタＬ₁ 及びインバータ
回路２のスイッチング素子Ｑ₁ からなる直列回路とを備
え、スイッチング素子Ｑ₁ と逆並列に２個の整流素子た
るダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ の直列回路が接続され、ダイオ
ードＤ₇ ，Ｄ₈ の接続点と整流回路ＤＢ及びチョッパ用
インダクタＬ₁ の接続点との間に第２のコンデンサたる
コンデンサＣ₁₀が接続されている。尚、スイッチング素
子Ｑ₁ はチョッパ回路１とインバータ回路２とで共用さ
れている。

【００２２】ここで、スイッチング素子Ｑ₁ がオンする
と、整流回路ＤＢ→チョッパ用インダクタＬ₁ →スイッ
チング素子Ｑ₁ →整流回路ＤＢの閉回路で、交流電源Ａ
Ｃの電源電圧の絶対値に比例した電流が流れ、チョッパ
用インダクタＬ₁ に電磁エネルギが蓄積される。ここ
で、スイッチング素子Ｑ₁ はインバータ回路２のスイッ
チング素子を兼用しているので、スイッチング素子Ｑ₁
がオンすると、インバータ回路２にも電流が流れる。

【００２３】ところで、本回路ではチョッパ回路１とイ
ンバータ回路２とで一部の部品（スイッチング素子
Ｑ₁ ）を共用しており、一般的なチョッパ回路で行われ
ているゼロ電流制御方式によりスイッチング素子Ｑ₁ を
オン・オフすると、インバータ回路２の負荷電流が交流
電源ＡＣに比例した波形になるので、ゼロ電流制御方式
によりスイッチング素子Ｑ₁ をオン・オフすることはで
きない。ここに、ゼロ電流制御方式とは、チョッパ用イ
ンダクタＬ₁ に流れる電流を監視し、チョッパ用インダ
クタＬ₁ に流れる電流が略０になると、スイッチング素
子Ｑ₁ をオンするような制御方式のことをいう。したが
って、チョッパ用インダクタＬ₁ の残留エネルギによる
跳ね返り電圧が発生し、このチョッパ用インダクタＬ₁
の残留エネルギによる跳ね返り電圧と、スイッチング素
子Ｑ₁ の両端電圧とが整流回路ＤＢの直流出力端に印加
されることになる。

【００２４】そこで、本実施形態の電源装置では、チョ
ッパ用インダクタＬ₁ の残留エネルギによって発生する
跳ね返り電圧を、インダクタＬ₁ →コンデンサＣ₁₀→ダ
イオードＤ₇ →インダクタＬ₁ からなる閉回路に流すこ
とにより、チョッパ用インダクタＬ₁ の残留エネルギに
よって、整流回路ＤＢの直流出力端間に印加される跳ね
返り電圧を低減して、整流回路ＤＢを構成するダイオー
ドにかかるストレスを低減することができる。また、ダ
イオードＤ₈ は、ダイオードＤ₈ →コンデンサＣ₁₀→チ
ョッパ用インダクタＬ₁ →インバータ回路２（例えば、
スイッチング素子Ｑ₁ ）→ダイオードＤ₈ の閉回路を構
成して、コンデンサＣ₁₀に充電された電荷を放電するた
めに設けられている。尚、ダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ には逆
回復時間ｔ_rrの短い高速のダイオードを用いるのが望ま
しく、コンデンサＣ₁₀には周波数特性の良いセラミック
コンデンサやフィルムコンデンサを用いるのが望まし
い。ここで、ダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ にはインバータ回路
２の負荷電流が集中的に流れることはなく、ダイオード
Ｄ₇ ，Ｄ₈ に流れる電流が低減されるので、ダイオード
Ｄ₇ ，Ｄ₈ の発熱を低減することができ、さらにダイオ
ードＤ₇ ，Ｄ₈ の発熱による周辺部品の温度上昇も低減
できるので、電源装置の信頼性が向上する。

【００２５】図２は、本発明の電源装置を用いる放電灯
点灯装置の具体回路図である。この放電灯点灯装置は、
コンデンサＣ₀ 及びインダクタＬ₀ からなり、入力電流
に含まれる高調波成分を低減するローパスフィルタＬＦ
と、４個のダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ のブリッジ回路からな
り、ローパスフィルタＬＦを介して入力された交流電源
ＡＣを全波整流する整流回路ＤＢと、整流回路ＤＢの脈
流電圧を平滑するチョッパ回路１と、チョッパ回路１の
直流電圧を高周波交流に変換して負荷回路３に供給する
インバータ回路２と、チョッパ回路１とインバータ回路
２とに共用されるスイッチング素子Ｑ₁ をオン・オフす
る制御部４とから構成され、負荷回路３は例えば蛍光灯
のような放電灯Ｌａと予熱用のコンデンサＣ₃ とから構
成される。

【００２６】チョッパ回路１は、整流回路ＤＢの直流出
力端間に接続されたチョッパ用インダクタＬ₁ と共振用
インダクタＬ₂ と平滑用コンデンサＣ₁ との直列回路
と、共振用インダクタＬ₂ 及び平滑用コンデンサＣ₁ の
直列回路と並列に接続されたＭＯＳ−ＦＥＴよりなるス
イッチング素子Ｑ₁ とから構成され、スイッチング素子
Ｑ₁ と逆並列に２個のダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ の直列回路
が接続され、ダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ の接続点と整流回路
ＤＢ及びチョッパ用インダクタＬ₁ の接続点との間には
コンデンサＣ₁₀が接続されている。

【００２７】インバータ回路２は、共振用インダクタＬ
₂ と、スイッチング素子Ｑ₁ の両端間に接続された共振
用コンデンサＣ₂ と、スイッチング素子Ｑ₁ の両端間に
接続された限流用インダクタＬ₃ と放電灯Ｌａと直流カ
ット用コンデンサＣ₄ よりなる直列回路と、放電灯Ｌａ
の両フィラメントの非電源側端子間に接続された予熱用
コンデンサＣ₃ とから構成される。

【００２８】ところで、制御部４は、検出手段たる抵抗
Ｒ₁ ，Ｒ₂ の直列回路をスイッチング素子Ｑ₁ に並列接
続することにより、スイッチング素子Ｑ₁ の両端電圧
（ドレイン・ソース間電圧）に比例する電圧を検出して
おり、抵抗Ｒ₂ に並列接続したコンデンサＣ₅ を用いて
スイッチング素子Ｑ₁ の両端電圧に比例する電圧を積分
している。コンデンサＣ₅ の両端電圧は、反転回路ＩＣ
₁ により波形成形された後に、コンデンサＣ₆ 及び抵抗
Ｒ₇ よりなる微分回路を通り、反転回路ＩＣ₂ で波形成
形される。この反転回路ＩＣ₂ の出力信号は、汎用のタ
イマ用集積回路〔例えば、日本電気（株）製のμＰＣ１
５５５〕ＩＣ₄ を主構成要素とする単安定マルチバイブ
レータにトリガ信号として入力される。この単安定マル
チバイブレータは、抵抗Ｒ₄ とコンデンサＣ₈ とにより
時定数が決定される。また、電源投入直後の誤動作防止
用にコンデンサＣ₇ を備えている。一方、電源投入直後
にスイッチング素子Ｑ₁ を起動するために、交流電源Ａ
Ｃから得た別途の制御電源Ｖ _DD（図示せず）の両端間に
接続された抵抗Ｒ₆ とコンデンサＣ₉ との直列回路と、
抵抗Ｒ₆ とコンデンサＣ₉ との接続点に接続された反転
回路ＩＣ₃ とを備えている。上述した単安定マルチバイ
ブレータと反転回路ＩＣ₃ との出力は、それぞれワイヤ
ードオアを構成するダイオードＤ₅ ，Ｄ₆ 及び抵抗Ｒ₃
を介してスイッチング素子Ｑ₁ のゲートに接続されてい
る。また、ダイオードＤ₅ ，Ｄ₆ のカソードにはプルダ
ウン抵抗Ｒ₅ も接続されている。

【００２９】次に、制御部４の動作について図３を参照
して説明する。図３の（ａ）〜（ｌ）はそれぞれ図２の
ａ〜ｌで示す各部の信号である。制御部４は、抵抗
Ｒ₁ ，Ｒ ₂ により分圧されたスイッチング素子Ｑ₁ の両
端電圧が略０Ｖであることを検出すると、スイッチング
素子Ｑ₁ を一定期間オンにするように、スイッチング素
子Ｑ₁ のゲートに駆動信号ｊを出力して、所謂ゼロボル
トスイッチングを行っている。

【００３０】まず、電源を投入した時刻ｔ₁ では反転回
路ＩＣ₃ の入力ｋはＬレベルであり〔図３（ｋ）〕、反
転回路ＩＣ₃ の出力ｌはＨレベルであるから〔図３
（ｌ）〕、ダイオードＤ₆ と抵抗Ｒ₃ とを介してスイッ
チング素子Ｑ₁ のゲートにＨレベルの駆動信号ｊが入力
され、スイッチング素子Ｑ₁ がオンになる〔図３（ｉ）
（ｊ）〕。その後、制御電源Ｖ_DDから抵抗Ｒ₆ を介して
コンデンサＣ₉ に充電電流が流れ、抵抗Ｒ₆ とコンデン
サＣ₉ との接続点の電位が除々に上昇して、一定時間後
の時刻ｔ₂ において反転回路ＩＣ₃ の入力ｋが閾値に達
すると、反転回路ＩＣ₃ の出力ｌがＨレベルからＬレベ
ルに反転し、スイッチング素子Ｑ₁ がオフになる。

【００３１】上述のような起動時の制御により、チョッ
パ回路１及びインバータ回路２からなる主回路が動作を
開始する。すなわち、共振用インダクタＬ₂ と共振用コ
ンデンサＣ₂ とスイッチング素子Ｑ₁ とで構成される電
圧共振スイッチにより、スイッチング素子Ｑ₁ のドレイ
ン電圧ａが上昇する〔図３（ａ）〕。その後、共振用イ
ンダクタＬ₂ と共振用コンデンサＣ₂ とによる直列共振
回路の共振動作によってスイッチング素子Ｑ₁ のドレイ
ン電圧ａが略０Ｖになると〔図３（ａ）〕、抵抗Ｒ₁ ，
Ｒ₂ によって分圧された電圧ｂも略０Ｖになる〔図３
（ｂ）〕。ここで反転回路ＩＣ₁ の入力端にはコンデン
サＣ₅ を接続しているので、スイッチング素子Ｑ₁ のド
レイン電圧ａは遅延されて反転回路ＩＣ₁ に入力され、
ノイズやチャタリングによる誤動作が防止される。時刻
ｔ₃ において反転回路ＩＣ₁ の入力ｂがＬレベルになる
と、反転回路ＩＣ₁ の出力ｃはＨレベルになる〔図３
（ｃ）〕。反転回路ＩＣ₁ の出力ｃがＨレベルになる
と、反転回路ＩＣ₁ の出力ｃはコンデンサＣ₆ 及び抵抗
Ｒ₇ からなる微分回路を通して反転回路ＩＣ₂ の入力端
に入力され、反転回路ＩＣ₂ の入力ｄが短時間だけＨレ
ベルになり〔図３（ｄ）〕、反転回路ＩＣ₂ の出力ｅが
短時間だけＬレベルになる〔図３（ｅ）〕。

【００３２】このようにして得られた反転回路ＩＣ₂ の
出力ｅはタイマ用集積回路ＩＣ₄ のトリガ端子に入力さ
れており、反転回路ＩＣ₂ の出力ｅにより単安定マルチ
バイブレータがトリガされ、時定数を決める抵抗Ｒ₄ と
コンデンサＣ₈ との接続点の電位ｇが上昇する〔図３
（ｇ）〕。タイマ用集積回路ＩＣ₄ では、抵抗Ｒ₄ とコ
ンデンサＣ₈ との接続点の電位ｇが、制御電圧Ｖ_DDの約
３分の２の電圧に達すると（時刻ｔ₄ ）、コンデンサＣ
₈ を急速に放電させる。ここで、コンデンサＣ₈の充電
中は、タイマ用集積回路ＩＣ₄ の出力ｈがＨレベルにな
り〔図３（ｈ）〕、ダイオードＤ₅ 及び抵抗Ｒ₃ を介し
てスイッチング素子Ｑ₁ のゲートにＨレベルの信号ｊが
入力され〔図３（ｉ）（ｊ）〕、スイッチング素子Ｑ₁
がオンする。つまり、スイッチング素子Ｑ₁ の両端電圧
が略０Ｖになると、制御部４がスイッチング素子Ｑ₁ を
一定時間だけオンする。

【００３３】尚、反転回路ＩＣ₃ 及びタイマ用集積回路
ＩＣ₄ がスイッチング素子Ｑ₁ をオンするのに必要な電
流を供給できない場合、反転回路ＩＣ₃ 及びタイマ用集
積回路ＩＣ₄ の出力に応じてスイッチング素子Ｑ₁ をオ
ンするための駆動回路を設ける必要がある。また、タイ
マ用集積回路ＩＣ₄ のコントロール端子に接続されたコ
ンデンサＣ₇ は、タイマ用集積回路ＩＣ₄ の内部の抵抗
（図示せず）と共に積分回路を構成しており、コントロ
ール端子の電位ｆは、この積分回路の時定数によって電
源投入時から除々に増加する〔図３（ｆ）〕。そして、
コントロール端子の電位ｆがＬレベルの期間はタイマ用
集積回路ＩＣ₄ の出力ｈがＬレベルに保たれる。したが
って、スイッチング素子Ｑ₁ のオン時間は抵抗Ｒ₄ とコ
ンデンサＣ₈ とによって設定され、スイッチング素子Ｑ
₁ のオフ時間は、スイッチング素子Ｑ₁ の両端電圧が略
０Ｖに戻るまでの時間、すなわち、スイッチング素子Ｑ
₁を含む主回路の状態によって調節されることになる。

【００３４】次に、主回路の動作について図４乃至図７
を参照して説明する。尚、図４及び図５ではローパスフ
ィルタＬＦ及び制御部４を省略して図示しており、図中
の矢印は電流の流れを示している。ここで、主回路の動
作は、スイッチング素子Ｑ₁と共振用コンデンサＣ₂ の
動作により基本的には４つの動作モードに分けられる。
さらに整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ_DB（すなわち、交流電
源ＡＣの電源電圧の絶対値）に応じて電流の方向が異な
っており、出力電圧Ｖ_DBの最大値付近（以下、山部とい
う）の動作を図４（ａ）〜（ｄ）に示し、出力電圧Ｖ_DB
の０Ｖ付近（以下、谷部という）の動作を図５（ａ）〜
（ｄ）に示している。また、図６は整流回路ＤＢの出力
電圧Ｖ_DBの山部における各部の波形図を示し、それぞ
れ、スイッチング素子Ｑ₁ のドレイン・ソース間電圧Ｖ
_DS、スイッチング素子Ｑ₁ のドレイン電流Ｉ_d 、放電灯
Ｌａに流れるランプ電流Ｉ_La、インダクタＬ₁ に流れる
電流Ｉ_L1を示している。また、図７は整流回路ＤＢの出
力電圧Ｖ_DBの谷部における各部の波形図を示し、それぞ
れ、スイッチング素子Ｑ₁ のドレイン電流Ｉ_d 、インダ
クタＬ₁ に流れる電流Ｉ_L1、整流回路ＤＢから流れ込む
入力電流Ｉ_DBを示している。

【００３５】図４（ａ）は、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ
_DBの山部において、スイッチング素子Ｑ₁ がオンした時
の状態を示している。スイッチング素子Ｑ₁ がオンする
と、共振用コンデンサＣ₂ の両端間は短絡されて機能せ
ず、スイッチング素子Ｑ₁ のドレイン・ソース間電圧Ｖ
_DSは略０Ｖとなる。この時、コンデンサＣ₄ →放電灯Ｌ
ａ及びコンデンサＣ₃ →限流用インダクタＬ₃ →スイッ
チング素子Ｑ₁ →コンデンサＣ₄ の経路で電流が流れ、
限流用インダクタＬ₃ に磁気エネルギが蓄積される。ま
た、整流回路ＤＢ→チョッパ用インダクタＬ₁ →スイッ
チング素子Ｑ₁→整流回路ＤＢの経路にも電流が流れ、
チョッパ用インダクタＬ₁ に磁気エネルギが蓄積され
る。この時、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ_DBは交流電源Ａ
Ｃの電源電圧の絶対値に略等しいので、チョッパ用イン
ダクタＬ₁ に流れる電流も交流電源ＡＣの電源電圧の絶
対値に比例した電流になる。尚、共振用インダクタＬ₂
に流れる電流は、共振用インダクタＬ₂ のインダクタタ
ンスによって変化する（図６の期間Ｔ_a ）。

【００３６】次に、図４（ｂ）に示すようにスイッチン
グ素子Ｑ₁ がオフした直後では、スイッチング素子Ｑ₁
のオン時に限流用インダクタＬ₃ に蓄積された磁気エネ
ルギにより、限流用インダクタＬ₃ →コンデンサＣ₂ →
コンデンサＣ₄ →放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ₃ →限流
用インダクタＬ₃ の閉回路に図４（ａ）と同じ向きに電
流が流れ続け、コンデンサＣ₂ が充電される。この結
果、コンデンサＣ₂ の両端電圧（すなわち、スイッチン
グ素子Ｑ₁ のドレイン・ソース間電圧）が上昇する。ま
た、スイッチング素子Ｑ₁ のオン時にチョッパ用インダ
クタＬ₁ に蓄積された磁気エネルギにより、チョッパ用
インダクタＬ₁ →共振用インダクタＬ₂ →平滑用コンデ
ンサＣ₁ の経路で電流が流れて、平滑用コンデンサＣ₁
が充電される。ここに、平滑用コンデンサＣ₁ に流れる
電流の大きさは、チョッパ用インダクタＬ₁ に蓄積され
た磁気エネルギ、すなわち交流電源ＡＣの電源電圧の絶
対値に比例する（図６の期間Ｔ_b ）。

【００３７】その後、限流用インダクタＬ₃ の磁気エネ
ルギがなくなると、図４（ｃ）に示すように、共振用コ
ンデンサＣ₂ が放電を開始し、共振用コンデンサＣ₂ →
限流用インダクタＬ₃ →放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ₃
→コンデンサＣ₄ →共振用コンデンサＣ₂ の経路で電流
が流れ、放電灯Ｌａに流れる電流が反転し、コンデンサ
Ｃ₄ を充電する。また、図４（ｂ）と同様に、チョッパ
用インダクタＬ₁ に蓄積された磁気エネルギによって、
チョッパ用インダクタＬ₁ →共振用インダクタＬ₂ →平
滑用コンデンサＣ₁ の経路で電流が流れ、平滑用コンデ
ンサＣ₁ が充電される（図６の期間Ｔ_c ）。

【００３８】共振用コンデンサＣ₂ の放電が終了する
と、図４（ｄ）に示すように、インダクタＬ₁ ，Ｌ₃ に
蓄積された磁気エネルギによって、スイッチング素子Ｑ
₁ のドレイン電位がソース電位を下回り、スイッチング
素子Ｑ₁ の寄生ダイオード（図示せず）が導通する。そ
の結果、図４（ｃ）と同じ方向に電流が流れ、限流用イ
ンダクタＬ₃ はコンデンサＣ₄ への充電電流を流し続け
る（図６の期間Ｔ_d ）。

【００３９】一方、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ_DBの谷部
における動作を以下に説明する。図５（ａ）は、整流回
路ＤＢの出力電圧Ｖ_DBの谷部において、スイッチング素
子Ｑ ₁ がオンした時の状態を示している。スイッチング
素子Ｑ₁ がオンすると、平滑用コンデンサＣ₁ →共振用
インダクタＬ₂ →スイッチング素子Ｑ₁ →平滑用コンデ
ンサＣ₁ の経路で、共振用インダクタＬ₂ に平滑用コン
デンサＣ₁ の放電電流が流れ、共振用インダクタＬ₂ に
磁気エネルギが蓄積される。また、整流回路ＤＢ→チョ
ッパ用インダクタＬ₁ →スイッチング素子Ｑ₁ →整流回
路ＤＢの経路で、整流回路ＤＢの出力電流（すなわち、
電源装置の入力電流）がチョッパ用インダクタＬ₁ に流
れ、チョッパ用インダクタＬ₁ に磁気エネルギが蓄積さ
れる。この時、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ_DBは交流電源
ＡＣの出力電圧の絶対値に略等しいので、整流回路ＤＢ
からチョッパ用インダクタＬ₁ に流れる電流の大きさ
は、交流電源ＡＣの電源電圧の絶対値に比例する。さら
に、コンデンサＣ₄ →放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ₃ →
限流用インダクタＬ₃ →スイッチング素子Ｑ₁ →コンデ
ンサＣ₄ の経路で、コンデンサＣ₄ の放電電流が流れ、
限流用インダクタＬ₃に磁気エネルギが蓄積される。ま
た、コンデンサＣ₁₀の充電電荷が、コンデンサＣ₁₀→チ
ョッパ用インダクタＬ₁ →スイッチング素子Ｑ₁ →ダイ
オードＤ₈ →コンデンサＣ₁₀の経路で放出される（図７
の期間Ｔ_e ）。

【００４０】次に、図５（ｂ）に示すようにスイッチン
グ素子Ｑ₁ がオフした直後では、スイッチング素子Ｑ₁
のオン時に各インダクタＬ₁ 〜Ｌ₃ に夫々蓄積された磁
気エネルギにより図５（ａ）と同じ方向に電流が流れ続
け、共振用コンデンサＣ₂ が充電される。その結果、共
振用コンデンサＣ₂ の両端電圧、すなわちスイッチング
素子Ｑ₁ のドレイン・ソース間電圧が上昇する。また、
チョッパ用インダクタＬ₁ に蓄積された磁気エネルギに
より、整流回路ＤＢ→チョッパ用インダクタＬ ₁ →共振
用コンデンサＣ₂ →整流回路ＤＢの経路で、図５（ａ）
と同じ方向に電流が流れ続ける。この時、整流回路ＤＢ
から引き込まれる入力電流の大きさは、チョッパ用イン
ダクタＬ₁ に蓄積された磁気エネルギ、すなわち交流電
源ＡＣの電源電圧の絶対値に比例する（図７の期間
Ｔ_f ）。その後、限流用インダクタＬ₃ に蓄積された磁
気エネルギがなくなると、図５（ｃ）に示すように、共
振用コンデンサＣ₂ が放電を開始し、共振用コンデンサ
Ｃ₂ →限流用インダクタＬ₃ →放電灯Ｌａ及びコンデン
サＣ₃ →コンデンサＣ₄→共振用コンデンサＣ₂ の経路
で放電電流が流れ、放電灯Ｌａに流れる電流が反転し、
コンデンサＣ₄ が充電される。また、チョッパ用インダ
クタＬ₁ に蓄積された残留エネルギにより、チョッパ用
インダクタＬ₁ →コンデンサＣ₁₀→ダイオードＤ₇ →チ
ョッパ用インダクタＬ₁ の閉回路で電流が流れ、コンデ
ンサＣ₁₀が充電される（図７の期間Ｔ_g ）。このよう
に、チョッパ用インダクタＬ₁ の残留エネルギはチョッ
パ用インダクタＬ₁ →コンデンサＣ₁₀→ダイオードＤ₇
→チョッパ用インダクタＬ₁ の経路で放出されるので、
チョッパ用インダクタＬ₁ の残留エネルギによる跳ね返
り電圧が整流回路ＤＢの直流出力端に印加されることは
なく、整流回路ＤＢを構成するダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ に
印加されるストレスが低減される。

【００４１】共振用コンデンサＣ₂ の放電が終了する
と、限流用インダクタＬ₃ に蓄積された磁気エネルギに
より、スイッチング素子Ｑ₁ のドレイン電位がソース電
位を下回り、スイッチング素子Ｑ₁ の寄生ダイオード
（図示せず）が導通して、図５（ｃ）と同じ方向に電流
が流れ、限流用インダクタＬ₃ →放電灯Ｌａ及びコンデ
ンサＣ₃ →コンデンサＣ₄ →スイッチング素子Ｑ₁ の寄
生ダイオード→限流用インダクタＬ₃ の経路で電流が流
れ続ける。また、図５（ｃ）と同様に、チョッパ用イン
ダクタＬ₁ →コンデンサＣ₁₀→ダイオードＤ₇ →チョッ
パ用インダクタＬ₁の経路で電流が流れ、コンデンサＣ
₁₀が充電される。但し、チョッパ用インダクタＬ₁ や共
振用インダクタＬ₂ のインダクタンスによって、入力電
流の電流波形に休止期間が発生する場合もある（図８の
期間Ｔ_h ）。

【００４２】また図８（ａ）（ｂ）に、整流回路ＤＢの
出力電圧Ｖ_DBと整流回路ＤＢから流れ込む入力電流Ｉ_DB
とを示す。尚、図６及び図７は、図８に対して時間軸を
拡大して表示したものである。ここで、整流回路ＤＢは
交流電源ＡＣを全波整流し、整流回路ＤＢから流れ込む
入力電流Ｉ_DBのピーク値は、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ
_DBに比例しているので、ローパスフィルタＬＦを構成す
るインダクタＬ₀ のインダクタンス及びコンデンサＣ₀
の静電容量を適当な値に設定すれば、入力電流Ｉ_DBの高
調波成分がカットすることができ、整流回路ＤＢから流
れ込む入力電流Ｉ_DBは、全期間で入力電圧波形に相似し
た波形になる。したがって、この電源装置の入力の力率
が向上し、入力電流Ｉ_DBの高調波成分を低減できる。

【００４３】ところで、この電源装置ではチョッパ回路
１とインバータ回路２とでスイッチング素子Ｑ₁ を共用
する構成となっているので、一般的なチョッパ回路で行
われるゼロ電流制御方式によりスイッチング素子Ｑ₁ を
オン・オフすると、インバータ回路２の負荷電流が商用
電源たる交流電源ＡＣの絶対値に比例した電流波形にな
るので、ゼロ電流制御方式によりスイッチング素子Ｑ₁
をオン・オフすることはできない。したがって、従来の
電源装置のようにチョッパ用インダクタＬ₁ の残留エネ
ルギによる跳ね返り電圧と、インバータ回路２を構成す
るスイッチング素子Ｑ₁ のスイッチング電圧とが整流回
路ＤＢに印加されることになる（図９参照）。

【００４４】そこで、本発明ではチョッパ用インダクタ
Ｌ₁ に蓄積された残留エネルギを、チョッパ用インダク
タＬ₁ →コンデンサＣ₁₀→ダイオードＤ₇ →チョッパ用
インダクタＬ₁ の経路で放出させることにより、チョッ
パ用インダクタＬ₁ の残留エネルギによる跳ね返り電圧
が整流回路ＤＢの直流出力端に印加されるのを低減して
いる。ここで、ダイオードＤ₈ は、ダイオードＤ₈ →コ
ンデンサＣ₁₀→チョッパ用インダクタＬ₁ →インバータ
回路２（例えば、スイッチング素子Ｑ₁ ）→ダイオード
Ｄ₈ の閉回路を形成することにより、コンデンサＣ₁₀に
充電された電荷を放電するために接続されている。尚、
ダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ としては、高速の（逆回復時間ｔ
_rrの短い）ダイオードを用いるのが望ましく、コンデン
サＣ₁₀としては周波数特性の良好なセラミックコンデン
サやフィルムコンデンサを用いるのが望ましい。また、
整流回路ＤＢを構成する４個のダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ の
内の少なくとも２個、すなわち交流電源ＡＣの正の半周
期において電流が流れるダイオードＤ₁ ，Ｄ₄ の内の少
なくとも１個と、交流電源ＡＣの負の半周期において電
流が流れるダイオードＤ₂ ，Ｄ₃ の内の少なくとも１個
との組み合わせには、高速のダイオードを用いるのが望
ましい。尚、交流電源ＡＣは図２中の矢印Ａの向きを正
とする。

【００４５】ところで、整流回路ＤＢを構成する４個の
ダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ の内、高速のダイオードを用いた
２個のダイオードは、上述した図１９の回路ではダイオ
ードＤ₁₀に相当している。図１９の回路ではダイオード
Ｄ₁₀に入力電流の大半が流れるのに対して、本回路で
は、高速のダイオードを用いた２個のダイオードに、そ
れぞれ、交流電源ＡＣの正負の半周期毎に電流が流れる
ので、高速のダイオードに流れる電流を分散させて、高
速のダイオードの発熱を抑制することができる。また、
ダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ にはインバータ回路２の負荷電流
が集中的に流れることはなく、ダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ に
流れる電流が低減されるので、ダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ の
発熱を低減することができ、さらにダイオードＤ₇ ，Ｄ
₈ の発熱による周辺部品の温度上昇も低減できるので、
電源装置の信頼性が向上する。

【００４６】（実施形態２）図１０に本実施形態の電源
装置の回路図を示す。本回路は、図２に示した実施形態
１の電源装置において、共振用コンデンサＣ₂ を共振用
インダクタＬ₂ と並列に接続した点のみが相違する。こ
の構成でも、共振用インダクタＬ₂ と共振用コンデンサ
Ｃ₂ とスイッチング素子Ｑ₁ とにより電圧共振スイッチ
が構成されているから、実施形態１と同様に動作する。
尚、共振用コンデンサＣ₂ 以外の基本的な構成は実施形
態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号
を付し、その説明は省略する。

【００４７】（実施形態３）図１１に本実施形態の電源
装置の回路図を示す。本回路は、図２に示した実施形態
１の電源装置において、チョッパ用インダクタＬ₁ を整
流回路ＤＢの低電位側の直流出力端とスイッチング素子
Ｑ₁ との間に接続し、整流回路ＤＢ及びチョッパ用イン
ダクタＬ₁ の接続点とダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ の接続点と
の間にコンデンサＣ₁₀を接続した点のみが相違する。こ
の構成でも、チョッパ用インダクタＬ ₁ とスイッチング
素子Ｑ₁ とが直列的に接続されており、電圧共振スイッ
チを構成しているので、実施形態１と同様に動作する。
尚、チョッパ用インダクタＬ₁、コンデンサＣ₁₀、ダイ
オードＤ₇ ，Ｄ₈ 以外の基本的な構成は実施形態１と同
様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し、
その説明は省略する。

【００４８】（実施形態４）図１２に本実施形態の電源
装置の回路図を示す。本回路は、図２に示した実施形態
１の電源装置において、負荷回路３及び限流用インダク
タＬ₃ からなる直列回路を共振用インダクタＬ₂ と並列
に接続した点のみが相違する。本回路では、負荷回路３
を介して平滑用コンデンサＣ₁ に電流が流れるため、図
２の回路に比べて平滑用コンデンサＣ₁ に流れる電流の
リップル成分が増加するものの、直流カット用のコンデ
ンサＣ₄ を省くことができる。尚、負荷回路３、限流用
インダクタＬ₃ 以外の基本的な構成は実施形態１と同様
であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し、そ
の説明を省略する。

【００４９】（実施形態５）図１３に本実施形態の電源
装置の回路図を示す。本回路では、図２に示した実施形
態１の電源装置において、ハーフブリッジ式のインバー
タ回路２を用いている。この電源装置は、交流電源ＡＣ
を整流する整流回路ＤＢと、整流回路ＤＢの脈流電圧を
平滑するチョッパ回路１と、チョッパ回路１の直流電圧
を高周波交流に変換して負荷回路３に供給するインバー
タ回路２と、後述するスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のオ
ン・オフを制御する制御部４とから構成される。

【００５０】チョッパ回路１は、整流回路ＤＢの直流出
力端間に接続されたインダクタＬ₁及びスイッチング素
子Ｑ₁ の直列回路と、スイッチング素子Ｑ₁ の両端間に
ダイオードＤ₉ を介して接続された平滑用コンデンサＣ
₁ とから構成され、スイッチング素子Ｑ₁ と並列に２個
のダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ の直列回路が接続され、整流回
路ＤＢ及びチョッパ用インダクタＬ₁ の接続点とダイオ
ードＤ₇ ，Ｄ₈ の接続点との間にはコンデンサＣ₁₀が接
続されている。

【００５１】インバータ回路２は、平滑用コンデンサＣ
₁ の両端間に接続された２個のスイッチング素子Ｑ₁ ，
Ｑ₂ と、スイッチング素子Ｑ₁ の両端間に接続された限
流用のインダクタＬ₃ と負荷回路３と直流カット用のコ
ンデンサＣ₄ との直列回路とから構成され、スイッチン
グ素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ は制御部４により高周波でオン・オフ
される。

【００５２】ここで、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ には
バイポーラ・トランジスタが用いられており、スイッチ
ング素子Ｑ₁ と逆並列に２個のダイオードＤ₇ ，Ｄ₈ の
直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ₂ と逆並列に
ダイオードＤ₉ が接続されている。本実施形態において
も、実施形態１と同様に、チョッパ回路１とインバータ
回路２とでスイッチング素子Ｑ₁ を共用しており、実施
形態１と同様の動作を行う。すなわち、チョッパ用イン
ダクタＬ₁ に蓄積された磁気エネルギを、チョッパ用イ
ンダクタＬ₁ →コンデンサＣ₁₀→ダイオードＤ₇ →チョ
ッパ用インダクタＬ ₁ の経路で放出させることにより、
インダクタＬ₁ の残留エネルギによる跳ね返り電圧が整
流回路ＤＢの直流出力端に印加されるのを低減すること
ができる。

【００５３】（実施形態６）ところで、上述した電源装
置を用いた放電灯点灯装置としては、図２０に示すよう
に、電源装置を構成する回路部品が実装されたプリント
基板１０と、プリント基板１０を納装する不燃性材料か
ら形成されたケース１１と、電源装置によって点灯され
る放電灯たる蛍光ランプ１２と、ケース１１及び蛍光ラ
ンプ１２を覆う例えば透光製樹脂から形成されたセード
１３とで構成され、天井面２０に配設されるものがあっ
た。

【００５４】ここで、図２１（ａ）（ｂ）に示すよう
に、この放電灯点灯装置を天井面２０に取り付けた際に
下面側となるケース１１の部位には、ケース１１内のプ
リント基板１０に実装された回路部品の温度を低減する
ために、放熱用のスリット孔１１ａが複数個穿設されて
いる。そのため、回路部品をプリント基板１０に固定す
るための半田が寿命末期になると、回路部品がプリント
基板１０から脱落し、脱落した回路部品がスリット孔１
１ａを通ってセード１３に落下するため、セード１３が
焼損する虞があった。また、この放電灯点灯装置ではケ
ース１１が反射板を兼ねているが、ケース１１の下面に
スリット孔１１ａを複数個穿設すると、ケース１１の反
射率が低下し、反射板としての機能が損なわれるという
欠点があった。

【００５５】そこで、本実施形態の放電灯点灯装置で
は、図１４（ａ）（ｂ）に示すように、電源装置を構成
する回路部品が実装されたプリント基板１０を内部に納
装する不燃性樹脂から形成されたケース１１を備え、ケ
ース１１は図１４（ａ）中の下方に突出する略半球状の
底面１１ｃを有しており、ケース１１の側面１１ｂには
放熱用のスリット孔１１ａが複数穿設されている。尚、
電源装置の構成は上述した実施形態１乃至５の電源装置
と同様であるので、その説明は省略する。

【００５６】ここで、スリット孔１１ａは、この放電灯
点灯装置を天井面２０などの設置面に取り付けた際にケ
ース１１の上側となる部位に設けられており、ケース１
１の下面には設けられていないので、半田寿命末期など
により回路部品がプリント基板１０から脱落したとして
も、脱落した回路部品がスリット孔１１ａからセード１
３に落下することはなく、脱落した回路部品によるセー
ド１３の焼損を防止すことができる。

【００５７】ところで、プリント基板１０に実装された
回路部品で発生した熱は上方へ逃げるが、この放電灯点
灯装置を天井面２０などの設置面に取り付けた際にケー
ス１１の上側となる部位にスリット孔１１ａが設けられ
ているので、プリント基板１０の回路部品で発生した熱
がスリット孔１１ａからケース１１の外部へ逃げやすく
なり、従来のケース１１に比べてプリント基板１０の温
度低減効果を高めることができる。また、ケース１１は
反射板としての機能も備えているが、ケース１１の底面
１１ｃにはスリット孔１１ａが形成されていないので、
ケース１１の反射効率が低下することはなく、反射板と
しての機能が損なわれることはない。

【００５８】（実施形態７）実施形態６の放電灯点灯装
置ではケース１１の側面に放熱用のスリット孔１１ａを
設けているが、ケース１１の側面にスリット孔１１ａを
設けるかわりに、図１５（ａ）（ｂ）に示すように、ケ
ース１１が取り付けられる取付面と対向するケース１１
の部位に凹所１４を設け、ケース１１内のプリント基板
に実装された回路部品が発生する熱をこの凹所１４から
放出させるようにしても良い。尚、ケース１１以外の放
電灯点灯装置の構成は実施形態６と同様であるので、共
通する部分の図示及び説明は省略する。

【００５９】而して、ケース１１の表面にはスリット孔
１１ａが設けられていないので、半田寿命末期などによ
りプリント基板から回路部品が脱落したとしても、脱落
した回路部品がスリット孔１１ａを通ってケース１１の
外側に脱落することはなく、プリント基板から脱落した
回路部品によってセード１３が焼損することはない。ま
た、ケース１１は反射板としての機能も有しているが、
ケース１１の表面にはスリット孔１１ａが形成されてい
ないので、ケース１１の反射効率が低下することはな
く、反射板としての機能が損なわれることはない。

【００６０】（実施形態８）図１６は、上述した各電源
装置を構成する回路部品１６ａ〜１６ｃが実装されたプ
リント基板１０を示している。回路部品１６ａ〜１６ｃ
の内、回路部品１６ａは高温を発生する回路部品であ
り、回路部品１６ｂは耐熱温度の高い回路部品であり、
回路部品１６ｃは耐熱温度の低い回路部品である。

【００６１】ここで、プリント基板１０には高温を発生
する回路部品１６ａの近傍に耐熱温度の高い回路部品１
６ｂが実装され、高温を発生する回路部品１６ａに対し
て耐熱温度の高い回路部品１６ｂよりも遠い位置に耐熱
温度の低い回路部品１６ｃが実装されている。而して、
高温を発生する回路部品１６ａから遠ざかるにつれて、
耐熱温度の高い回路部品１６ｂから耐熱温度の低い回路
部品１６ｃの順番で回路部品１６ａ〜１６ｃをプリント
基板１０に実装しているので、回路部品１６ａの発生す
る熱が耐熱温度の低い回路部品１６ｃに与える影響を低
減することができ、電源装置の信頼性が向上する。

【００６２】図１７は、本実施形態の電源装置に用いる
プリント基板１０の具体例であり、プリント基板１０に
は、ダイオードやトランスやチョークなどからなる高温
を発生する回路部品１６ａと、フィルムコンデンサやセ
ラミックコンデンサなどからなる耐熱温度の高い回路部
品１６ｂと、有限寿命の電界コンデンサなどからなる耐
熱温度の低い回路部品１６ｃとが実装されている。ここ
で、高温を発生する回路部品１６ａの近傍には耐熱温度
の高い回路部品１６ａが実装され、高温の回路部品１６
ａに対して耐熱温度の高い回路部品１６ｂよりも外側
に、耐熱温度の低い回路部品１６ｃが実装されているの
で、回路部品１６ａの発熱は耐熱温度の高い回路部品１
６ｂによって遮られ、耐熱温度の低い回路部品１６ｃに
直接伝わることがないので、回路部品１６ａの発熱によ
る耐熱温度の低い回路部品１６ｃへの影響を低減すると
ともに、耐熱温度の低い回路部品１６ｃの寿命を伸ばす
ことができ、電源装置の信頼性を向上させることができ
る。

【００６３】また、本実施形態のプリント基板１０を、
実施形態６又は７で説明したケース１１に収納すれば、
プリント基板１０に実装された回路部品の放熱効果をさ
らに高めることができ、電源装置の信頼性を一層向上さ
せることができる。ここで、図１４に示すような放熱用
のスリット孔１１ａが側面１１ｂに設けられたケース１
１にプリント基板１０を納装する場合、耐熱温度の低い
回路部品１６ｃが集中するプリント基板１０の部位（図
１７のイ）に対応するケース１１の側面よりも、高温を
発生する回路部品１６ａが集中するプリント基板１０の
部位（図１７のロ）に対応するケース１１の側面に、よ
り多くのスリット孔１１ａを設けることにより、少ない
スリット孔１１ａで、プリント基板１０の発熱をさらに
低減することができる。

【００６４】尚、上述の各実施例では電源装置の負荷を
放電灯としているが、電源装置の負荷を放電灯に限定す
る趣旨のものではなく、高周波電圧を供給する負荷であ
れば放電灯以外の負荷を用いても良い。また、電源装置
の負荷は複数設けても良く、複数の負荷を並列或いは直
列に接続しても良い。

【００６５】

【発明の効果】上述のように、請求項１の発明は、交流
電源を整流する整流回路と、チョッパ回路と、チョッパ
回路の直流電圧をスイッチング素子のオン・オフにより
高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回
路とを備え、チョッパ回路は、平滑用の第１のコンデン
サと、整流回路の直流出力端間に接続されたチョッパ用
インダクタ及び上記スイッチング素子の直列回路とを有
し、スイッチング素子のオン時にチョッパ用インダクタ
に蓄積された電磁エネルギをスイッチング素子のオフ時
に第１のコンデンサに放出する電源装置において、２個
の整流素子からなる直列回路をスイッチング素子と逆並
列に接続し、２個の整流素子の接続点と整流回路及びチ
ョッパ用インダクタの接続点との間に第２のコンデンサ
を接続しているので、チョッパ用インダクタの残留エネ
ルギをチョッパ用インダクタ→第２のコンデンサ→整流
素子→チョッパ用インダクタの経路で放出することがで
き、チョッパ用インダクタの残留エネルギによる跳ね返
り電圧とスイッチング素子の両端電圧とにより整流回路
の直流出力端間に印加される電圧を低減して、整流回路
かかるストレスを低減できるという効果があり、しかも
２個の整流素子にはインバータ回路の負荷電流が集中的
に流れることがなく、整流素子に流れる電流が低減して
整流素子の発熱が抑制されるので、整流素子の発熱によ
る周辺部品の温度上昇も抑制することができ、電源装置
の信頼性が向上するという効果がある。

【００６６】請求項２の発明は、インバータ回路は、電
圧共振形の一石式インバータ回路から構成されており、
スイッチング素子に印加される電圧は電流共振型のハー
フブリッジインバータ回路に比べて一般的に高くなって
いるが、請求項１の発明と同様に、チョッパ用インダク
タの残留エネルギをチョッパ用インダクタ→第２のコン
デンサ→整流素子→チョッパ用インダクタの経路で放出
することができ、チョッパ用インダクタの残留エネルギ
による跳ね返り電圧とスイッチング素子の両端電圧とに
より整流回路の直流出力端間に印加される電圧を低減し
て、整流回路かかるストレスを低減できるという効果が
ある。

【００６７】請求項３の発明は、スイッチング素子の両
端電圧を検出する検出手段と、スイッチング素子のオン
・オフを制御する制御手段とを設け、スイッチング素子
の両端電圧が略０Ｖになるのを検出手段が検出すると、
制御手段がスイッチング素子をオンしているので、スイ
ッチングノイズの発生を容易に低減できるという効果が
ある。

【００６８】請求項４の発明は、負荷回路は、少なくと
も放電灯を含んでいるので、この電源装置を放電灯点灯
装置に適用できるという効果がある。請求項５の発明
は、電源装置を構成する回路部品が実装されたプリント
基板を備え、高温を発生する回路部品から遠ざかるにつ
れて、耐熱温度の高い回路部品から耐熱温度の低い回路
部品を順番に配置しているので、耐熱温度の低い回路部
品を高温を発生する回路部品と離して配置することがで
き、耐熱温度の低い回路部品に与える熱の影響を低減で
きるという効果がある。

【００６９】請求項６の発明は、電源装置を構成する回
路部品が実装されたプリント基板を納装する不燃性材料
から形成されたケースを設け、ケースの側方に放熱用の
孔を形成しているので、半田寿命末期などにより回路部
品がプリント基板から脱落したとしても、脱落した回路
部品がケースの外に落下することはなく、落下した回路
部品により放電灯点灯装置を覆うセードが焼損するのを
防止できるという効果がある。

【００７０】請求項７の発明は、電源装置を構成する回
路部品が納装される不燃性材料から形成されたケースを
設け、上記ケースが取り付けられる取付面と対向するケ
ースの部位に凹所を設けているので、回路部品の発生し
た熱をケースと取付面との間の凹所から放熱させること
ができ、プリント基板の放熱効果を高めることができ
る。しかも、ケースには放熱用の孔が形成されていない
ので、半田寿命末期などによりプリント基板から落下し
た回路部品がケースの外に落下することはなく、落下し
た回路部品により放電灯点灯装置を覆うセードが焼損す
るのを防止できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１の電源装置を示す基本回路図であ
る。

【図２】同上の具体回路図である。

【図３】（ａ）〜（ｌ）は同上の制御部の各部の波形を
示す波形図である。

【図４】（ａ）〜（ｄ）は同上の整流回路の出力電圧の
山部における動作を説明する回路図である。

【図５】（ａ）〜（ｄ）は同上の整流回路の出力電圧の
谷部における動作を説明する回路図である。

【図６】同上の整流回路の出力電圧の山部における各部
の波形図である。

【図７】同上の整流回路の出力電圧の谷部における各部
の波形図である。

【図８】（ａ）（ｂ）は同上の整流回路の出力電圧と入
力電流との関係を示す波形図である。

【図９】従来の電源装置の入力電圧を示す図である。

【図１０】実施形態２の電源装置の回路図である。

【図１１】実施形態３の電源装置の回路図である。

【図１２】実施形態４の電源装置の回路図である。

【図１３】実施形態５の電源装置の回路図である。

【図１４】実施形態６の電源装置を用いた放電灯点灯装
置を示し、（ａ）は側面図、（ｂ）は下面図である。

【図１５】実施形態７の電源装置を用いた放電灯点灯装
置を示し、（ａ）は側面図、（ｂ）は下面図である。

【図１６】実施形態８の電源装置のプリント基板を示す
平面図である。

【図１７】同上の電源装置のプリント基板を示す具体的
な平面図である。

【図１８】従来の電源装置を示す回路図である。

【図１９】同上の別の電源装置を示す回路図である。

【図２０】同上の電源装置を用いた放電灯点灯装置を示
す断面図である。

【図２１】同上の電源装置を用いた放電灯点灯装置を示
し、（ａ）は側面図、（ｂ）は下面図である。

【符号の説明】

１ チョッパ回路 ２ インバータ回路 ３ 負荷回路 Ｃ₁ ，Ｃ₁₀ コンデンサ Ｄ₇ ，Ｄ₈ ダイオード ＤＢ 整流回路 Ｌ₁ インダクタ Ｑ₁ スイッチング素子

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｈ

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源を整流する整流回路と、チョッパ
   回路と、チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子の
   オン・オフにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給
   するインバータ回路とを備え、チョッパ回路は、平滑用
   の第１のコンデンサと、整流回路の直流出力端間に接続
   されたチョッパ用インダクタ及び上記スイッチング素子
   の直列回路とを有し、スイッチング素子のオン時にチョ
   ッパ用インダクタに蓄積された電磁エネルギをスイッチ
   ング素子のオフ時に第１のコンデンサに放出する電源装
   置において、２個の整流素子からなる直列回路をスイッ
   チング素子と逆並列に接続し、２個の整流素子の接続点
   と整流回路及びチョッパ用インダクタの接続点との間に
   第２のコンデンサを接続して成ることを特徴とする電源
   装置。
2. 【請求項２】インバータ回路は、電圧共振形の一石式イ
   ンバータ回路から構成されることを特徴とする請求項１
   記載の電源装置。
3. 【請求項３】スイッチング素子の両端電圧を検出する検
   出手段と、スイッチング素子のオン・オフを制御する制
   御手段とを設け、スイッチング素子の両端電圧が略０Ｖ
   になるのを検出手段が検出すると、制御手段がスイッチ
   ング素子をオンすることを特徴とする請求項２記載の電
   源装置。
4. 【請求項４】負荷回路は、少なくとも放電灯を含むこと
   を特徴とする請求項１乃至３記載の電源装置を用いた放
   電灯点灯装置。
5. 【請求項５】電源装置を構成する回路部品が実装された
   プリント基板を備え、高温を発生する回路部品から遠ざ
   かるにつれて、耐熱温度の高い回路部品から耐熱温度の
   低い回路部品を順番に実装したことを特徴とする請求項
   ４記載の電源装置を用いた放電灯点灯装置。
6. 【請求項６】電源装置を構成する回路部品が納装される
   不燃性材料から形成されたケースを設け、ケースの側方
   に放熱用の孔を形成したことを特徴とする請求項４記載
   の電源装置を用いた放電灯点灯装置。
7. 【請求項７】電源装置を構成する回路部品が納装される
   不燃性材料から形成されたケースを設け、上記ケースが
   取り付けられる取付面と対向するケースの部位に凹所を
   設けたことを特徴とする請求項４記載の電源装置を用い
   た放電灯点灯装置。