JPH11136957A

JPH11136957A - 電力変換器

Info

Publication number: JPH11136957A
Application number: JP9296934A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Yamamoto; 康弘山本; Yoshihiro Murai; 由宏村井
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1997-10-29
Filing date: 1997-10-29
Publication date: 1999-05-21

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチングにより出力電圧が急変しノイズ
が発生するのを防止する。【解決手段】電源ＰＮに２個のコンデンサＣ１０１，
Ｃ１０４を直列に接続し、上アームスイッチＳ１と出力
端子ｔｏ間とｔｏと下アームスイッチＳ４との間に直列
にインダクタＬ１，Ｌ４を接続し、Ｃ１０１，Ｃ１０４
の接続点とＳ１，Ｌ１の接続点間にダイオードＤ１とコ
ンデンサＣ１を直列に接続し、その直列接続点とＰ電源
間にダイオードＤ７とインダクタＬ７を直列に接続す
る。また、Ｌ４，Ｓ４接続点とＣ１０１，Ｃ１０４接続
点間にコンデンサＣ４とダイオードＤ４を直列に接続
し、Ｎ電源とＣ４，Ｄ４接続点間にインダクタＬ１０と
ダイオードＤ１０を直列に接続する。更に、Ｎ電源と出
力端子間及び出力端子とＰ電源間にダイオードＤ１６，
Ｄ１３を接する。スイッチＳ１，Ｓ４は短絡防止期間を
挾んで交互にＯＮする。このＯＮ又はＯＦＦ時に転流，
環流等が発生し、必ずいずれかのダイオードを介して流
れる。ダイオードには電流の大きさに対する非線形特性
があるので、ノイズは少なくなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、可速速駆動装置
に使用されるインバータやコンバータおよびチョッパ，
無停電電装置（ＵＰＳ），無効電力補償装置（ＳＶＣ）
などのパワースイッチング素子を利用した、パルス幅変
調（ＰＷＭ）方式により出力電圧を制御する電力変換器
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】例えば、３相交流電動機を駆動するイン
バータは、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴといった
主回路素子をスイッチングし、ＰＷＭ電圧を出力してい
る。そのインバータ装置の構成例を図１２に示す。

【０００３】同図において、１はコンバータ部、２はイ
ンバータの主回路、３はインバータにより駆動される交
流電動機、４はインバータの制御回路、Ｓ１〜Ｓ６はイ
ンバータ主回路のスイッチング素子であり、これをゲー
ト信号ＧＳ１〜ＧＳ６でＯＮ／ＯＦＦする比率を制御す
ることにより平均電圧を制御している。

【０００４】主回路素子としては、数百ＫＶＡ以下の容
量範囲では、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴが主に
使用されている。それ以上ではＧＴＯが使用されてい
る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ＩＧＢＴな
どのように高速にスイッチングを行う素子では、スイッ
チングが高速であるため出力電圧も高速に変化してしま
う。そうすると、その出力電圧波形の高周波成分はノイ
ズ成分として放出されることになる。

【０００６】このため、このノイズ成分が電波として輻
射したり、他の配線と電磁的に結合したり、また、電源
線に重畳して他の機器に伝搬するなどすると、他の機器
の誤動作や故障の原因となる。

【０００７】そのため、入出力端子や制御信号線などに
ＬＣＲなどの受動素子で構成されたノイズフィルタを挿
入して、外部に漏れる高周波成分を抑制する対策が行わ
れている（図１３）。

【０００８】しかし、ノイズフィルタを入出力に挿入す
ると、装置の大きさが増えたり価格が高くなるため、こ
れらのフィルタ容量をなるべく小さくしたい。

【０００９】ＩＧＢＴのスイッチング自体を遅くする方
法もあるが、この場合にはＩＧＢＴ内部に発生するスイ
ッチング損失が増えるため、熱的な制限により装置容量
が制限されるなどの問題が生じる。

【００１０】この発明は、上記課題に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、ＩＧＢＴ等のスイ
ッチングにより出力電圧が急変しノイズが発生すること
のない電力変換装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この発明は、直流電源に
第１，第２のスイッチング素子（Ｓ１，Ｓ４）を直列に
接続し、それらのスイッチング素子の間から負荷を接続
し２個のスイッチング素子を交互に導通させ、その導通
幅を制御することにより負荷に出力する平均電圧を制御
するＰＷＭ方式の電力変換器において、前記電源に２個
のコンデンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０４）を直列に接続し、
前記電源の正の端子と負荷端子との間に第１のスイッチ
ング素子と第１のインダクタ（Ｌ１）を直列に接続し、
前記２個のコンデンサの直列接続点と第１のスイッチン
グ素子と第１のインダクタの接続点との間に第１のダイ
オード（Ｄ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）を直列に接
続し、前記第１のダイオードと第１のコンデンサの接続
点と電源の正端子との間に第２のダイオード（Ｄ７）と
第２のインダクタ（Ｌ７）を直列に接続し、前記負荷端
子と電源の負端子との間に第３のインダクタ（Ｌ４）と
第２のスイッチング素子を直列に接続し、前記第３のイ
ンダクタと第２のスイッチング素子の接続点と前記２個
のコンデンサの直列接続点との間に第３のコンデンサ
（Ｃ４）と第３のダイオード（Ｄ４）とを直列に接続
し、前記電源の負の端子と前記第３のコンデンサと第３
のダイオードの接続点との間に第４のインダクタ（Ｌ
４）と第４のダイオード（Ｄ１０）を直列に接続し、さ
らに、負荷端子と電源の正端子との間および電源の負端
子と負荷端子との間に、それぞれダイオード（Ｄ１３，
Ｄ１６）を接続してなるものである。

【００１２】この電力変換器は多相分並列に接続するこ
とで、多相交流電力変換器とすることができる。

【００１３】多相交流電力変換器とする場合、直流電源
に接続されている各相電力変換器の２個のコンデンサや
第２のインダクタおよび第４のインダクタは１相分のみ
として各相電力変換器共通のものとすることができる。

【００１４】

【発明の実施の形態】

実施の形態１図１に実施の形態１にかかる昇降圧チョッパ回路を示
す。直流電源Ｐ，Ｎ間には、上アームスイッチング素子
（スイッチ）Ｓ１，インダクタンスＬ１，Ｌ４，下アー
ムスイッチング素子（スイッチ）Ｓ４が直列に接続され
ると共に、２個のコンデンサＣ１０１，Ｃ１０４が直列
に接続され、上記スイッチＳ１とインダクタンスＬ１の
直列回路およびインダクタＬ４とスイッチＳ４の直列回
路にそれぞれダイオードＤ１３およびＤ１６が逆並列に
接続され、インダクタンスＬ１とＬ４の接続点が出力端
子ｔｏとなっている。

【００１５】上記２個のコンデンサＣ１０１，Ｃ１０４
の接続点とスイッチＳ１とインダクタＬ１との接続点の
間にはダイオードＤ１とコンデンサＣ１が直列に接続さ
れ、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１の接続点と電源Ｐ
との間にはダイオードＤ７とインダクタＬ７が直列に接
続されている。また、上記インダクタＬ４とスイッチＳ
４の接続点と２個のコンデンサＣ１０１，Ｃ１０４の接
続点の間にはコンデンサＣ４とダイオードＤ４が直列に
接続され、電源ＮとコンデンサＣ４とダイオードＤ４の
接続点との間にインダクタＬ１０とダイオードＤ１０が
直列に接続されている。

【００１６】また、電源Ｐ，Ｎは説明の都合上、Ｖｄｃ
−Ｐ，Ｖｄｃ−Ｎの２個の電源とみなし、それらの接続
点を０Ｖの電圧基準点としている。出力端子ｔｏと電源
Ｎ間には出力電圧Ｖｏを平滑するインダクタＬｏと直流
コンデンサＣｏからなる平滑回路が接続され、コンデン
サＣｏの端子から負荷３へ直流を出力するように構成さ
れている。

【００１７】従来昇降圧チョッパ回路は回路Ａが２個の
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２だけであったが、この発明
では主回路部にＬ，Ｃおよびダイオードを追加した構成
となっている。

【００１８】図１に示されている１アーム分の回路Ａが
この発明の基本回路である。以下に、この発明の動作原
理を図１の動作と共に説明する。説明する条件として
は、下記の条件とする。

【００１９】・力行負荷条件・負荷はＬＲ負荷・運転後しばらくたった後の定常状態・回路を構成する素子は理想的なものとする。

【００２０】モデルは図１の回路を適用し、電流成分は
矢印の方向を正とする。電位は図１のＶ１〜Ｖ６を定義
し、直流電源電圧の中性点を電位の基準として表す。ま
た、コンデンサＣ１，Ｃ４の充電電圧の極性は図１の矢
印の方向を正とする。

【００２１】上記の条件では、図６の電圧・電流タイミ
ングチャートのようにＰＷＭ１週期間を約１５のモード
に分類することができる。

【００２２】図２〜図５に各モード毎の電流ループを示
す。図２〜図５では理解を助けるために、電流路を実線
で、またコンデンサＣ１，Ｃ４の充電電圧の向きと概略
の大きさを点線の矢印で示している。ＰＷＭ指令と各モ
ードとの関係は、表１のようになっている。図６に各モ
ードに対応するタイミングチャートを示す。

【００２３】

【表１】

【００２４】以下、各モード順に説明する。

【００２５】モード１上アームスイッチＳ１のゲート信号ＧＳ１がＯＮ、下ア
ームスイッチＳ１のゲート信号ＧＳ１がＯＦＦの状態。
この状態は力行負荷条件なので、負荷電流Ｉｏは正の値
であり、回路内には矢印（ａ），（ｂ）で示す次の２つ
の電流ループが生ずる。（ａ）Ｓ１，Ｌ１，Ｄ１３の環流電流路（ｂ）Ｓ１，Ｌ１，負荷出力の電流路。

【００２６】ここで、電流路（ａ）は損失成分がなく一
定電流が流れ続け、また、負荷電流Ｉｏも負荷のインダ
クタンス成分が大きい条件としているので、モード１の
間にはほぼ一定となる。また、電圧の初期条件として
は、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は負極性に、コンデン
サＣ４の電圧Ｖｃ４は正極性に充電しているものとす
る。

【００２７】モード２モード２の開始時点で、まず、上アームスイッチＳ１の
ゲート指令がＯＦＦに変化し、スイッチＳ１もＯＦＦと
なる。スイッチＳ１がＯＦＦすると、インダクタＬ１は
電流を維持しようと矢印（ｃ），（ｄ）で示す次の２つ
の電流ループを発生させる。（ｃ）Ｌ１，Ｄ１３，Ｃ１０１，Ｄ１，Ｃ１の環流電流
路（ｄ）Ｃ１０１，Ｄ１，Ｃ１，Ｌ１，負荷の電流路。

【００２８】電流路（ｃ）の環流電流成分と電流路
（ｄ）の負荷電流Ｉｏにより、Ｌ１の磁気エネルギがＣ
１，Ｃ１０１の電荷に変換されていく。そのためＬ１の
電流Ｉ_L１は急に減少し、電圧成分Ｖｃ１も負電圧から
減少していく。

【００２９】ここで、Ｌ１のＳ１側電位Ｖ５はＣ１０
１，Ｃ１０４間の電位にＣ１の電圧Ｖｃ１を加算した電
圧となる。ここで、Ｌ１のエネルギが移動するため、Ｃ
１の充電は負極性の電圧電位が減少する方向に働き、や
がて、零を過ぎて今度は正の極性に充電するようにな
る。それに伴いＬ１のＳ１側電位Ｖ５も変化していく。
しかし、出力電圧Ｖｏについては、Ｄ１３が通電を継続
しているので、電源Ｐの電位＋Ｖｄｃ／２に一定に保た
れる。

【００３０】モード３Ｌ１の磁気エネルギが減少し、Ｌ１の電流Ｉ_L１が負荷
電流以下となると、Ｄ１３に流れていた循環電流（ｃ）
は零となる。そして電流路（ｄ）の電流分だけでは負荷
電流を供給できないため、新たに電流路（ｅ）が形成さ
れる。（ｅ）Ｌ１０，Ｄ１０，Ｃ４，Ｌ４，負荷の電流路。

【００３１】モード３の期間中にＣ１の充電電圧Ｖｃ１
が高くなるにつれ、電流路（ｄ）の電流は電流路（ｅ）
に転流を行い、モード３の終了後には電流路（ｄ）の電
流は零となる。

【００３２】このとき、Ｃ１のＤ７側電位Ｖ２は電源Ｐ
の電位＋Ｖｄｃ／２からＣ１０１の電圧を引いたものと
なり、更に、電位Ｖ２からＣ１の電圧Ｖｃ１を引いたも
のがＬ１のＳ１側電位Ｖ５となる。また、Ｌ４のＳ４側
電位Ｖ６はモード３の直前までは出力電圧Ｖｏと同じで
あったが、電流路（ｅ）が発生すると電源Ｎの電位−Ｖ
ｄｃ／２からＬ１０とＣ４の電位を合成した電位に急変
する。そのため、出力電位Ｖｏは電位Ｖ５，Ｖ６をＬ１
とＬ４で分圧した電位となるため、出力電圧Ｖｏも電流
路（ｅ）が通電開始時に電位Ｖ６と同様の変化が生じ
る。

【００３３】モード４さらに、Ｌ１の磁気エネルギが減少し零となると、負荷
電流Ｉｏのうち電流路（ｄ）の成分も零となる。そうす
ると、負荷電流Ｉｏをすべて電流路（ｅ）が供給するよ
うになる。そして、短絡防止期間（モード２〜４）中は
このモードを継続する電流路（ｄ）の通電が終了した時
点でダイオードＤ１，Ｄ７およびＳ１がハイインピーダ
ンスになるため、Ｌ１のＳ１側電位Ｖ５は出力電圧Ｖｏ
と同電位になる。この出力電圧Ｖｏは負荷電流の変化が
少なければほぼＬ４のＳ４側電位Ｖ６と等しくなり、
（−Ｖｄｃ／２＋Ｖｃ４）の電位となる。モード４の期
間中に、負荷電流によりＣ４の電圧Ｖｃ４は減少するの
で、出力電圧も同様に変化する。

【００３４】モード５短絡防止期間が終了すると、スイ
ッチＳ４のゲートＧＳ４にＯＮ信号が与えられる。スイ
ッチＳ４がＯＮすると、矢印（ｄ），（ｆ），（ｇ）で
示す次の３つの電流路が発生する。（ｄ）Ｃ１０１，Ｄ１，Ｃ１，Ｌ１，負荷の電流路（ｆ）Ｃ１０１，Ｄ１，Ｃ１，Ｌ１，Ｌ４，Ｓ４の電流
路（ｇ）Ｃ４，Ｓ４，Ｌ１０，Ｄ１０の電流路。これはＣ
４の電荷を放電する環流ループとなっている。

【００３５】電流路（ｄ）と（ｆ）の電流成分は、Ｃ１
の電圧Ｖｃ１を正方向に充電していき、Ｌ１の磁気エネ
ルギがＣ１０１とＣ１の電荷に変換されていく。逆に、
電流路（ｇ）の電流によりＣ４の電荷は放電し、Ｌ１０
の磁気エネルギに変換されていく。

【００３６】Ｌ１のＳ１側電位Ｖ５は＋Ｖｄｃ／２から
Ｃ１０１とＣ１の電圧を引いたものとなり、Ｌ４のＳ４
側電位Ｖ６はＳ４がＯＮのため−Ｖｄｃ／２となる。そ
のため、出力電圧は電位Ｖ５とＶ６をＬ１とＬ４で分圧
した電位になる。

【００３７】モード６モード５の期間中にＣ１の充電電位が増加し、Ｌ１のＳ
１側電位Ｖ５が−Ｖｄｃ／２相当に達すると、電流路
（ｆ）の電流成分は減少する。それに伴い、Ｌ４の電流
を維持するために、代わりに矢印（ｈ）のように電流ル
ープが発生する。（ｈ）Ｌ４，Ｓ４，Ｄ１６の環流電流路。

【００３８】この電流路（ｈ）はＤ１６を導通させてお
り、出力電圧Ｖｏは−Ｖｄｃ／２に固定されることにな
る。また、電流路（ｇ）の電流はＣ４の電圧が零になっ
ても、Ｌ１０の磁気エネルギにより電流が継続して流れ
るため、今度はＣ４を逆極性に充電するようになる。

【００３９】モード７モード６で、Ｃ４の充電電圧がＣ１０４の充電電圧より
大きくなると、Ｌ１０の電流はＣ４以外にもＣ１０４に
流れ込むようになり、矢印（ｉ）で示す電流ループが生
ずる。（ｉ）Ｌ１０，Ｄ１０，Ｄ４，Ｃ１０４の環流電流路。ここで、Ｃ４よりＣ１０４の静電容量が大きい場合に
は、Ｃ４よりＣ１０４の方が電流が多く流れることにな
る。

【００４０】モード８Ｃ１の電圧が増え、Ｃ１０１とＣ１の合成電位がＶｄｃ
を越えると、Ｌ１の電流が零となり、電流路（ｄ），
（ｆ）の電流は消滅する。その代わりに、負荷電流Ｉｏ
はＤ１６を通る矢印（ｊ）で示す環流路を形成する。
（ｊ）負荷，Ｄ１６，負荷の環流電流路。

【００４１】電流路（ｉ）と（ｇ）の電流はやがてＬ１
０の磁気エネルギが無くなると共に消滅し、この時点で
Ｓ１からＳ４への転流動作が完了する。この時点で、モ
ード１とは逆にＣ１は正の電圧に、Ｃ４は負の電圧に充
電される。

【００４２】モード９モード８が完了すると、電流路（ｈ）と（ｊ）の環流電
流のみとなる。これが、次の転流の開始であるモード１
０まで継続する。

【００４３】モード１０ここからモード１５までの間が、Ｓ４からＳ１への転流
動作となる。まず、Ｓ４がＯＦＦされる。こうすると、
Ｌ４に流れている電流路（ｈ）の電流は、矢印（ｋ）で
示す電流ループに転流する。（ｋ）Ｌ４，Ｃ４，Ｄ４，Ｃ１０４，Ｄ１６の電流路。

【００４４】Ｌ４の磁気エネルギは電流路（ｋ）の電流
により、Ｃ４とＣ１０４の電荷に変換されるため、Ｌ４
の電流は減少し、Ｃ４の電圧が正方向に変化する。この
とき、出力電圧Ｖｏは電流路（ｊ）によりＤ１６が導通
しているため、−Ｖｄｃ／２に固定されている。

【００４５】モード１１電流路（ｋ）の電流は、Ｌ４の磁気エネルギが減少して
零になると消滅し電流路（ｊ）のみとなる。短絡防止期
間（モード１０，１１）中はこの状態が継続する。

【００４６】モード１２短絡防止期間が経過すると、Ｓ１がＯＮする。そうする
と、電流路（ｊ）の電流は零となり、新たに矢印
（ｂ），（ｌ），（ｍ）で示す３通りの電流路が発生す
る。（ｌ）Ｃ１，Ｄ７，Ｌ７，Ｓ１の環流電流路（ｍ）Ｓ１，Ｌ１，Ｌ４，Ｃ４，Ｄ４，Ｃ１０４の電流
路。

【００４７】電流路（ｂ）の電流は負荷電流Ｉｏを供給
し、電流路（ｍ）の電流はＣ４，Ｃ１０４を充電する。
電流路（ｌ）の電流はＣ１の充電電荷をＤ７，Ｌ７，Ｓ
１で短絡することになり、Ｃ１の電荷からＬ１の磁気エ
ネルギへエネルギが移動していく。

【００４８】このときＬ１のＳ１側電位Ｖ５はＳ１がＯ
Ｎするため＋Ｖｄｃ／２に急変する。Ｌ４のＳ４側電位
Ｖ６は−Ｖｄｃ／２とＣ１０４，Ｃ４の電圧との合成と
なる。そして、出力電圧Ｖｏは電位Ｖ５とＶ６がＬ１，
Ｌ４により分圧されたものであるため、モード１２が開
始時に出力電圧Ｖｏは一旦変化したのち、Ｃ４の電位変
化に伴ってゆっくりと変化する。

【００４９】モード１３電流路（ｍ）の電流によりＣ４が充電され、Ｃ１０４と
Ｃ４の合成電圧がＶｄｃを越えると、電流路（ｍ）の電
流は減少を始める。そのため、Ｌ１の電流を維持するた
め、また電流路（ａ）の環流電流が発生し、電流路
（ｍ）の減少と相反して増加していく。出力電圧は、Ｄ
１３が導通することにより、＋Ｖｄｃ／２に固定され
る。

【００５０】モード１４Ｃ１の電荷がＬ７に移動し、Ｃ１の電位が零になって
も、Ｌ７の電流が流れ続けるため、更に逆の極性までＣ
１は充電を行う。そうして、Ｃ１の電圧がＣ１０１の電
圧を越えると、新たにＣ１０１に流れ込む矢印（ｎ）で
示す電流路も発生する。（ｎ）Ｌ７，Ｃ１０１，Ｄ７の電流路。

【００５１】この電流路により、Ｌ７の電流は電流路
（ｌ）と（ｎ）に分流することになる。ここで、Ｃ１０
１の静電容量がＣ１より大きいと電流路（ｎ）の電流の
方が大きな値となる。出力電圧はモード１３のままであ
り、＋Ｖｄｃ／２に固定される。

【００５２】モード１５Ｌ４の電流が零になると、モード１５になる。この点で
Ｃ４は正方向の最大電圧に、また、Ｃ１は負方向の最大
電圧に充電される。出力電圧はモード１３のままであ
り、＋Ｖｄｃ／２に固定される。

【００５３】モード１６Ｌ７を流れる電流路（ｎ）と（ｌ）の電流が零となった
時点で、転流動作が完了する。このとき、電流路（ａ）
と（ｂ）の電流成分のみとなり、各部の電位もモード１
と同じ初期条件となる。

【００５４】上記１〜１６のモードにおいて、出力電圧
が比較的速く変化するのは、モード３の開始時刻と終了
時刻、モード４から５への切替り時刻、およびモード１
１から１２への切替り時刻の４か所である。しかし、こ
れらは電流路の変化に伴うダイオードの通電のＯＮ／Ｏ
ＦＦにより発生するものばかりであり、そのため、実際
には、ダイオードの電流の大きさに対する非線形特性が
あるため、出力電圧は従来の場合より比較的緩やかに変
化する。従って、この変化によるノイズは少なくなる。

【００５５】実施の形態２図７に実施の形態２にかかる昇降圧タイプの単相コンバ
ータ回路を示す。このコンバータは、実施の形態１（図
１）の直流電源Ｐ，Ｎ部分を、単相交流電源ｅ_sとＬＣ
フィルタＦおよび、ダイオード全波ブリッジにより構成
される、全波整流電源に置き換えたものである。

【００５６】この単相コンバータは、電源に流れる入力
電流を検出して、電流制御することにより、電源電流を
正弦波状にすることができる。

【００５７】実施の形態３図８に実施の形態３にかかる単相インバータ回路を示
す。このインバータは実施の形態１（図１）の１アーム
分の回路Ａを２個直流電源ＰＮに並列に接続し、１アー
ム分の回路Ａ１，Ａ２の中間点間に負荷３を接続し、回
路Ａ１とＡ２の制御タイミングをＰＷＭ制御するもので
ある。

【００５８】１アーム分の回路Ａ１，Ａ２は図１の１ア
ーム分の回路Ａと同じく構成されているので、実施の形
態１と同様にノイズの発生が減少する。

【００５９】実施の形態４図９に実施の形態４にかかるＮ相インバータ回路を示
す。このインバータは、実施の形態１（図１）の１アー
ム分の回路ＡをＮ個直流電源ＰＮに並列に接続し、１ア
ーム分の回路Ａ１，Ａ２，Ａ３の中間点にＮ相負荷３を
接続し、回路Ａ１，Ａ２，Ａ３の制御タイミングをＰＷ
Ｍ制御するものである。

【００６０】実施の形態５図１０に実施の形態５にかかる単相インバータ回路を示
す。このインバータは主回路Ｂを、上記実施の形態３
（図８）の単相インバータにおける直流電源に並列なコ
ンデンサＣ１０１，Ｃ１０２とＣ１０４，Ｃ１０５およ
びリアクトルＬ７，Ｌ８とＬ１０，Ｌ１１をそれぞれ共
通化してコンデンサＣ１０１とＣ１０４およびリアクト
ルＬ７とＬ１０としたものである。そして、このように
コンデンサとリアクトルを共通しても動作上問題がない
ことは図６のタイミングチャートから明らかである。こ
こで、コンデンサのみ、Ｌのみを共通化するだけでも動
作することができる。

【００６１】実施の形態６図１１に実施の形態６にかかる３相インバータの回路を
示す。このインバータは主回路Ｂを、上記実施の形態４
（図９）の三相インバータにおける直流電源に並列なコ
ンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３とＣ１０４〜Ｃ１０６およ
びリアクトルＬ７〜Ｌ９とＬ１０〜Ｌ１２をそれぞれ共
通化して共通のコンデンサＣ１０１とＣ１０４および共
通のリアクトルＬ７とＬ１０としたものである。また、
コンデンサのみ、Ｌのみを共通化しても同様に動作す
る。

【００６２】

【発明の効果】この発明は、上述のとおり構成されてい
るので、以下に記載する効果を奏する。

【００６３】（１）出力電圧が比較的速く変化するの
は、電流路の変化に伴うダイオードの通電のＯＮ／ＯＦ
Ｆにより発生するものばかりとなり、ダイオードは電流
の大きさに対する非線特性があるため、出力電圧は比較
的緩やかに変化する。従って出力電圧の変化によるノイ
ズが減少する。

【００６４】（２）従来電力変換器に対して、新たにス
イッチング素子を追加することなく、Ｌ，Ｃ，ダイオー
ドなどの受動部品を組み合わせただけであるから安価に
ノイズを減少させることができる。

【００６５】（３）制御方式は従来同様に、ＰＷＭ信号
発生回路と短絡防止時間発生回路だけで、安定に制御で
きる。

【００６６】（４）このＰＷＭ制御にフィードバック制
御が必要でないことから、センサ自体も必要なく、他の
転流方式などで生じるセンサのノイズの問題がない。

【００６７】（５）過電流などの異常が発生し、運転中
に全素子が一斉に遮断動作した場合でも、すべてのイン
ダクタンス成分はコンデンサとダイオードによる電流回
路を有しているため、インダクタンスがサージ電圧を発
することがない。そのため、特別な保護機器も不要であ
る。

【００６８】（６）スイッチング素子のＯＦＦ時はスイ
ッチング素子の電圧がコンデンサにより０に維持された
まま電流が０になるため過渡的なスイッチング損失が少
なくなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施の形態１にかかる昇降圧チョッパの回路構
成図。

【図２】電流モード構成の分類図（その１）。

【図３】同（その２）。

【図４】同（その３）。

【図５】同（その４）。

【図６】電流と電圧のタイミングチャート。

【図７】実施の形態２にかかる単相コンバータの回路構
成図。

【図８】実施の形態３にかかる単相インバータの回路構
成図。

【図９】実施の形態４にかかる３相インバータの回路構
成図。

【図１０】実施の形態５にかかる単相インバータの回路
構成図。

【図１１】実施の形態６にかかる三相インバータの回路
構成図。

【図１２】従来例にかかる三相インバータの回路構成
図。

【図１３】従来三相インバータのノイズ対策例を示す回
路図。

【符号の説明】

Ａ…１アーム分の回路（基本回路）Ｂ…インバータ主回路Ｓ１〜Ｓ６…スイッチング素子（スイッチ）。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源に第１，第２のスイッチング素
子（Ｓ１，Ｓ４）を直列に接続し、それらのスイッチン
グ素子の間から負荷を接続し２個のスイッチング素子を
交互に導通させ、その導通幅を制御することにより負荷
に出力する平均電圧を制御するＰＷＭ方式の電力変換器
において、前記電源に２個のコンデンサ（Ｃ１０１，Ｃ１０４）を
直列に接続し、前記電源の正の端子と負荷端子との間に第１のスイッチ
ング素子と第１のインダクタ（Ｌ１）を直列に接続し、前記２個のコンデンサの直列接続点と第１のスイッチン
グ素子と第１のインダクタの接続点との間に第１のダイ
オード（Ｄ１）と第１のコンデンサ（Ｃ１）を直列に接
続し、前記第１のダイオードと第１のコンデンサの接続点と電
源の正端子との間に第２のダイオード（Ｄ７）と第２の
インダクタ（Ｌ７）を直列に接続し、前記負荷端子と電源の負端子との間に第３のインダクタ
（Ｌ４）と第２のスイッチング素子を直列に接続し、前記第３のインダクタと第２のスイッチング素子の接続
点と前記２個のコンデンサの直列接続点との間に第３の
コンデンサ（Ｃ４）と第３のダイオード（Ｄ４）とを直
列に接続し、前記電源の負の端子と前記第３のコンデンサと第３のダ
イオードの接続点との間に第４のインダクタ（Ｌ１０）
と第４のダイオード（Ｄ１０）を直列に接続し、さらに、負荷端子と電源の正端子との間および電源の負
端子と負荷端子との間に、それぞれダイオード（Ｄ１
３，Ｄ１６）を接続し、てなることを特徴とする電力変換器。
【請求項２】請求項１において、直流電源を、単相交流電源とＬＣフィルタと全波ダイオ
ードブリッジで構成したことを特徴とする電力変換器。
【請求項３】請求項１の電力変換器を多相分並列に接
続したことを特徴とする多相交流電力変換器。
【請求項４】請求項３において、各相電力変換器の、それぞれ直流電源に接続されている
２個のコンデンサを１相分として各相変換器共通の２個
のコンデンサとしたことを特徴とする多相交流電力変換
器。
【請求項５】請求項３または４において、各相電力変換器の、それぞれ、第２のダイオードと電源
の正の端子間に接続された第２のインダクタを１相分の
みとして各相電力変換器共通の第２のインダクタとする
と共に、電源の負端子と第４のダイオードとの間に接続
された第４のインダクタを１相分のみとして各相電力変
換器共通の第４のインダクタとしたことを特徴とする多
相交流電力変換器。