JPH11102407A - Differential circuit, ota and squaring circuit - Google Patents

Differential circuit, ota and squaring circuit

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JPH11102407A
JPH11102407A JP27954397A JP27954397A JPH11102407A JP H11102407 A JPH11102407 A JP H11102407A JP 27954397 A JP27954397 A JP 27954397A JP 27954397 A JP27954397 A JP 27954397A JP H11102407 A JPH11102407 A JP H11102407A
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JP
Japan
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differential
pair
output
circuit
transistor
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Application number
JP27954397A
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Japanese (ja)
Inventor
Katsuharu Kimura
克治 木村
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NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To secure a wide linear input voltage range by preparing plural differential circuits, including each differential pair where one of two transistors TR to which the differential input signals are applied is driven by a constant current source with the other TR constructing an output part, securing the cross connection between the input parts of the differential circuits and using differential current as the output of an output pair. SOLUTION: The input differential signals are applied to TR M1 and M2 which construct an input pair, and the TR M2 is driven by a constant current source. Then a 1st differential circuit consists of a differential pair having its output part formed by the TR M1, a constant current source Io which drives the differential pair and a TR M3 which supplies a current to the source Io. Similarly, a 2nd differential circuit consists of the TR M4 and M5 which construct an input pair, the source Io and a IR M6 which supplies current to the source Io. The cross connection is secured between the input pairs (TR M1, M2, M4 and M5) and the differential currents of an output pair (output differential currents of TR M1 and M4) are outputted.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は差動回路に関し、特
に半導体集積回路上に形成される、線形性に優れた差動
回路と差動入力電圧を2乗する2乗回路に関する。
The present invention relates to a differential circuit, and more particularly to a differential circuit formed on a semiconductor integrated circuit and having excellent linearity and a square circuit for squaring a differential input voltage.

【0002】[0002]

【従来の技術】CMOS(相補型MOS)OTA(オペ
レーショナルトランスコンダクタンスアンプ)として例
えば下記の文献が参照される。 文献1.高井伸和、兵庫明、関根慶太郎「CMOS−O
TAの線形化に関する一提案」(ECT−95−4)電
気学会電子回路研究会資料、1995年1月19日。
2. Description of the Related Art For example, the following literature is referred to as a CMOS (Complementary MOS) OTA (Operational Transconductance Amplifier). Reference 1. Nobukazu Takai, Akira Hyogo, Keitaro Sekine "CMOS-O
A Proposal on Linearization of TA "(ECT-95-4), IEICE Electronics Circuit Study Group, January 19, 1995.

【0003】従来のOTAとして、図5に示すCMOS
OTAがある。
As a conventional OTA, a CMOS shown in FIG.
There is OTA.

【0004】始めにこの従来技術を説明する。ただし、
上記文献1においては回路解析が不十分であり、回路動
作を理解できるまでにはいたらないので、本発明者が独
自に回路解析を行うものである。
First, the prior art will be described. However,
In the above document 1, the circuit analysis is insufficient and it is not enough to understand the circuit operation. Therefore, the present inventor independently performs the circuit analysis.

【0005】図5において、素子の整合性は良いものと
し、チャネル長変調と基板効果を無視し、MOSトラン
ジスタのドレイン電流とゲート−ソース間電圧の関係は
2乗則に従うものとすると、MOSトランジスタのドレ
イン電流IDは次式(1)で表される。
[0005] In FIG. 5, assuming that the matching of elements is good, channel length modulation and the body effect are ignored, and the relationship between the drain current and the gate-source voltage of the MOS transistor follows the square law, the MOS transistor the drain current I D is represented by the following formula (1).

【0006】ID=β(VGS−VTH2 …(1)I D = β (V GS −V TH ) 2 (1)

【0007】ここで、βはトランスコンダクタンス・パ
ラメータであり、β=μ(Cox/2)(W/L)と表さ
れる。ただし、μはキャリアの実効モビリティ、Cox
単位面積当たりのゲート酸化膜容量、W、Lはそれぞれ
ゲート幅、ゲート長である。またVGSはゲートーソース
間電圧、VTHはしきい値電圧である。
Here, β is a transconductance parameter, and is expressed as β = μ (C ox / 2) (W / L). Here, μ is the effective mobility of carriers, Cox is the gate oxide film capacity per unit area, and W and L are the gate width and gate length, respectively. V GS is a gate-source voltage, and V TH is a threshold voltage.

【0008】図5において、 VB=(V1+V2)/2 …(2) V1−V2=Vi …(3) とおくと、MOSトランジスタM1、M2のドレイン電
流ID1、ID2は次式(4)、(5)で与えられる。
In FIG. 5, if V B = (V 1 + V 2 ) / 2 (2) V 1 -V 2 = V i (3), drain currents I D1 and I D1 of MOS transistors M1 and M2 are set. D2 is given by the following equations (4) and (5).

【0009】 ID1=β(Vi/2+VB−Vs−VTH2 …(4) ID2=β(−Vi/2+VB−Vs−VTH2 …(5)[0009] I D1 = β (V i / 2 + V B -V s -V TH) 2 ... (4) I D2 = β (-V i / 2 + V B -V s -V TH) 2 ... (5)

【0010】またMOSトランジスタM3のドレイン電
流ID3は次式(6)で与えられる。
[0010] The drain current I D3 of the MOS transistor M3 is given by the following equation (6).

【0011】 ID3=β(VB−Vs−VTH2=IB1 …(6)I D3 = β (V B −V S −V TH ) 2 = I B1 (6)

【0012】ここで、 ID1+ID2+ID3+ID4=IB …(7) であるから、差動出力電流ΔIは次式(8)で表される。Here, since I D1 + I D2 + I D3 + I D4 = I B (7), the differential output current ΔI is expressed by the following equation (8).

【0013】 ΔI=ID1−ID2 =2βVi(VB−Vs−VTH) =2Vi(IB1/β)1/2 …(8)ΔI = I D1 −I D2 = 2βV i (V B −V s −V TH ) = 2V i (I B1 / β) 1/2 (8)

【0014】したがって、差動出力電流ΔIは差動入力
電圧Viに比例する。すなわち、線形動作するOTAと
なっている。ただし、MOSトランジスタM4は、MO
SトランジスタM1、M2が2乗則にしたがって、電流
が流れるように、定電流IBに電流をバイパスしてい
る。したがって、MOSトランジスタM4のドレイン電
流ID4は、
[0014] Therefore, the differential output current ΔI is proportional to the differential input voltage V i. That is, the OTA operates linearly. However, the MOS transistor M4 has an MO
According S transistors M1, M2 are square law, so that a current flows, which bypasses the current to a constant current I B. Therefore, the drain current I D4 of the MOS transistor M4,

【0015】 ID4=IB−(ID1+ID2+ID3) =IB−3IB1−βVi 2/2 …(9) と求まり、MOSトランジスタM4には差動入力電圧V
iの2乗に比例する電流成分を含むバイパス電流が流れ
る。
[0015] I D4 = I B - (I D1 + I D2 + I D3) = I B -3I B1 -βV i 2/2 ... Motomari and (9), the differential input voltage V in MOS transistor M4
A bypass current including a current component proportional to the square of i flows.

【0016】ID4≧0より、動作入力電圧範囲は、 |Vi|≦{2(IB−IB1)/β}1/2 …(10) となる。[0016] than I D4 ≧ 0, the operation input voltage range, | V i | ≦ {2 (I B -I B1) / β} becomes 1/2 (10).

【0017】また、入力信号のV1、V2中点電圧(V1
+V2)/2を発生させるために、上記文献1では、図6
に示すように、差動MOSトランジスタ対M4、M5、
及びM6、M7からなる2つの差動回路を用いている。
Further, the midpoint voltage of the input signal V 1 and V 2 (V 1
+ V 2) / 2, in FIG.
As shown in the figure, the differential MOS transistor pair M4, M5,
And two differential circuits consisting of M6 and M7.

【0018】[0018]

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のOTAでは完全な線形動作を実現しているが、入力信
号の中点電圧を発生させるための回路が必要である。
As described above, the conventional OTA realizes a completely linear operation, but requires a circuit for generating a midpoint voltage of an input signal.

【0019】アナログ信号処理においては、OTAや2
乗回路は欠くことのできない必須のファンクション・ブ
ロックである。特に広い入力範囲にわたって線形、ある
いは、2乗特性を有するOTA、あるいは、2乗回路の
必要性が一層高まってきている。
In analog signal processing, OTA and 2
The multiplication circuit is an essential function block that is indispensable. In particular, the need for an OTA or a square circuit having a linear or square characteristic over a wide input range is increasing.

【0020】したがって、本発明は、上記問題点に鑑み
てなされたものであって、その目的は、CMOS OT
A、あるいは、CMOS2乗回路において、広い線形入
力電圧範囲、あるいは、2乗を特性を有する広い入力電
圧範囲を確保する、OTA及び2乗回路を提供すること
にある。
Accordingly, the present invention has been made in view of the above problems, and has as its object to provide a CMOS OT
An object of the present invention is to provide an OTA and a squaring circuit which secures a wide linear input voltage range or a wide input voltage range having a squared characteristic in a CMOS squaring circuit.

【0021】[0021]

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
本発明のOTAは、入力対を構成する2つのトランジス
タに差動入力信号が印加され、一方のトランジスタが定
電流源で駆動され、他方のトランジスタが出力を構成す
る差動対と、前記差動対を駆動する定電流源とこの定電
流源に電流を流し込むトランジスタから構成され、入力
が交叉接続され、差電流を出力対の出力とする2つの差
動回路を備えている。本発明の2乗回路は、和電流を出
力対の出力とする。
In order to achieve the above object, according to the OTA of the present invention, a differential input signal is applied to two transistors forming an input pair, one of the transistors is driven by a constant current source, and the other is driven by a constant current source. A pair of transistors comprising an output, a constant current source for driving the differential pair, and a transistor for supplying a current to the constant current source. The inputs are cross-connected, and the difference current is output to the output of the output pair. , And two differential circuits. The squaring circuit of the present invention uses the sum current as the output of the output pair.

【0022】[0022]

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について以下
に説明する。本発明のOTAは、その好ましい実施の形
態において、入力対を構成する2つのトランジスタ(図
1のM1、M2)に差動入力信号(図1のVi)が印加
され、該2つのトランジスタの一方のトランジスタ(図
1のM2)が定電流源(図1のIb)で駆動され、他方
のトランジスタ(図1のM1)が出力を構成する差動対
と、この差動対を駆動する定電流源(図1のI0)と、
この差動対を駆動する定電流源に電流を流し込むトラン
ジスタ(図1のM3)と、からなる第1の差動回路と、
入力対を構成する2つの差動対(図1のM4、M5)を
備え、一方のトランジスタ(図1のM5)を駆動する定
電流源(図1のIb)と、差動対(図1のM4、M5)
を駆動する定電流源(図1のI0)と、この差動対を駆
動する定電流源に電流を流し込むトランジスタ(図1の
M6)とからな第2の差動回路の二つの差動回路を備
え、入力対(トランジスタM1、M2、及びM4、M
5)は交叉接続され、第2の差動回路の入力対(図1の
M4、M5)には第1の差動回路の入力対(図1のM
1、M2)と逆相の入力信号電圧が印加され、出力対の
差動電流(トランジスタM1、M4の出力差電流I-
C1−IC4)を出力としたものである。
Embodiments of the present invention will be described below. In a preferred embodiment of the OTA of the present invention, a differential input signal (V i in FIG. 1) is applied to two transistors (M 1 and M 2 in FIG. 1) constituting an input pair, and One transistor (M2 in FIG. 1) is driven by a constant current source ( Ib in FIG. 1), and the other transistor (M1 in FIG. 1) drives a differential pair constituting an output and this differential pair. A constant current source (I 0 in FIG. 1);
A first differential circuit including a transistor (M3 in FIG. 1) for supplying a current to a constant current source for driving the differential pair;
It has two differential pairs (M4 and M5 in FIG. 1) constituting an input pair, and a constant current source (I b in FIG. 1) for driving one transistor (M5 in FIG. 1) and a differential pair (FIG. 1). M4, M5 of 1)
Driving a constant current source and (I 0 in FIG. 1), two differential of the second differential circuit Do from the transistor pouring current to a constant current source (M6 of FIG. 1) which drives the differential pair Circuit and an input pair (transistors M1, M2 and M4, M4
5) are cross-connected, and the input pair of the first differential circuit (M4 and M5 in FIG. 1) is connected to the input pair of the second differential circuit (M4 and M5 in FIG. 1).
1, M2) and a differential current of the output pair (the output difference current I = of the transistors M1 and M4) is applied.
I C1 −I C4 ).

【0023】本発明の2乗回路は、その好ましい実施の
形態において、前記2つの差動回路の出力対の和電流
(トランジスタM1、M4の出力和電流I+=(IC1
C4))を出力とする。
In a preferred embodiment of the squaring circuit of the present invention, the sum current of the output pairs of the two differential circuits (the sum current of the outputs of the transistors M1 and M4, I + = (I C1 +
I C4 )) is output.

【0024】差動対を構成する2つのトランジスタの一
方が定電流駆動され、第3のトランジスタが前記差動対
のテール電流に接続することで電流をバイパスすること
ができ、フローティングトランジスタが実現される。し
たがって、MOSトランジスタの2乗則を仮定すると、
2つの回路の入力を交叉接続し、カレントミラー回路で
この差動電流を出力することで完全に線形なOTAが得
られ、電流加算することで2乗回路が実現できる。
One of the two transistors constituting the differential pair is driven by a constant current, and the third transistor is connected to the tail current of the differential pair, whereby the current can be bypassed, and a floating transistor is realized. You. Therefore, assuming the square law of the MOS transistor,
By cross-connecting the inputs of the two circuits and outputting this differential current with a current mirror circuit, a completely linear OTA can be obtained, and a squaring circuit can be realized by adding currents.

【0025】また、本発明の2乗回路は、その好ましい
第2の実施の形態において、入力対を構成する2つのト
ランジスタ(図3のM1、M2)に差動入力信号(図3
のV i)が印加されて出力対を構成し、第3のトランジ
スタ(図3のM3)が定電流源(図3のIb)で駆動さ
れて、ゲートには前記入力信号(Vi)の中点電圧が印
加される。そしてこれら3つのトランジスタ(図3のM
1、M2、M3)を駆動する定電流源(図3のI0)を
備え、この定電流源(図3のI0)に電流を流し込む第
4のトランジスタ(図3のM4)とから構成された差動
回路であって、出力対(図3のトランジスタM1、M
2)の和電流(ID1+ID2)を出力する。また第4のM
OSトランジスタ(図3のM4)とカレントミラー回路
を構成する第5のトランジスタ(図3のM5)から入力
信号電圧の2乗出力が得られる。
The squaring circuit of the present invention is preferably
In the second embodiment, two tokens forming an input pair
The differential input signal (FIG. 3) is applied to the transistors (M1, M2 in FIG. 3).
V i) Are applied to form an output pair and a third transistor
The star (M3 in FIG. 3) is a constant current source (I3 in FIG. 3).bDriven by
The gate receives the input signal (Vi) The midpoint voltage is marked.
Be added. Then, these three transistors (M in FIG. 3)
1, M2, M3) (I in FIG. 3)0)
This constant current source (I in FIG. 3)0)
4 (M4 in FIG. 3)
A circuit comprising an output pair (transistors M1, M2 of FIG. 3)
2) sum current (ID1+ ID2) Is output. Also the fourth M
OS transistor (M4 in FIG. 3) and current mirror circuit
From the fifth transistor (M5 in FIG. 3)
A square output of the signal voltage is obtained.

【0026】[0026]

【実施例】上記した本発明の実施の形態について更に詳
細に説明すべく、本発明の実施例について図面を参照し
て以下に説明する。
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention;

【0027】図1は、本発明の一実施例のCMOS O
TAの構成を示す図である。図1を参照すると、本発明
の第1の実施例は、ソースが共通接続され、ゲート間に
差動入力信号Viが印加されるトランジスタ対M1、M
2からなり、一方のトランジスタM2のドレインに定電
流源Ibが接続されて駆動され、他方のトランジスタM
1のコレクタから出力を取り出す差動トランジスタ対
と、この差動トランジスタ対M1、M2を駆動する定電
流源I0と、ソースを電源VDD、ゲートをトランジスタ
M2のドレインに接続し、ドレインをトランジスタM
1、M2と共通に定電流源I0に接続して定電流源I0
電流を流し込むトランジスタM3と、からなる第1のC
MOS差動回路と、この第1のCMOS差動回路と同一
構成の第2のCMOS差動回路を備える。すなわち第2
のCMOS差動回路は、入力対を構成する2つの差動ト
ランジスタ対M4、M5と、一方のトランジスタM5を
駆動する定電流源Ibと、差動トランジスタ対M4、M
5を駆動する定電流源I0と、この定電流源Ioに電流
を流し込むトランジスタM6とからなる。二つの差動回
路の各入力対M1、M2、及びM4、M5において、ト
ランジスタM1、M5のゲートが共通接続され、トラン
ジスタM2、M4のゲートが共通接続され、出力対を構
成するトランジスタM1、M4の出力差電流(OTA)
又は和電流(2乗回路)を出力とする。
FIG. 1 is a circuit diagram of a CMOS circuit according to an embodiment of the present invention.
It is a figure showing composition of TA. Referring to FIG. 1, in a first embodiment of the present invention, a pair of transistors M1 and M1 whose sources are commonly connected and a differential input signal V i is applied between gates is provided.
The constant current source Ib is connected to the drain of one transistor M2 to be driven, and the other transistor M2 is driven.
A differential transistor pair to take out the output from the first collector, a constant current source I 0 for driving the differential transistor pair M1, M2, and connect the source power supply V DD, a gate to the drain of the transistors M2, the transistor drain M
1, M2 and transistor M3 pouring current commonly connected to the constant current source I 0 to the constant current source I 0, comprising a first C
It includes a MOS differential circuit and a second CMOS differential circuit having the same configuration as the first CMOS differential circuit. That is, the second
'S CMOS differential circuit, two differential transistor pairs M4, M5 constituting the input pair, a constant current source I b for driving the one transistor M5, the differential transistor pair M4, M
5 a constant current source I 0 that drives, a transistor M6 Metropolitan pouring current to the constant current source Io. In each of the input pairs M1, M2 and M4, M5 of the two differential circuits, the gates of the transistors M1, M5 are commonly connected, the gates of the transistors M2, M4 are commonly connected, and the transistors M1, M4 forming an output pair Output difference current (OTA)
Alternatively, a sum current (squaring circuit) is output.

【0028】CMOS OTAを構成するそれぞれのC
MOS差動回路については、トランジスタM1、M2の
ドレイン電流ID1、ID2は、次式(11)、(12)で与えられ
る。
Each C constituting the CMOS OTA
For the MOS differential circuit, the drain currents I D1 and I D2 of the transistors M1 and M2 are given by the following equations (11) and (12).

【0029】 ID1=β(Vi+VGS2 −VTH2 …(11) ID2=β(VGS2−VTH2=Ib …(12)I D1 = β (V i + V GS2 −V TH ) 2 (11) I D2 = β (V GS2 −V TH ) 2 = I b (12)

【0030】ただし、 ID1+ID2+ID3=Io …(13) であるから、ID1は次式(14)となる。However, since I D1 + I D2 + I D3 = I o (13), I D1 is given by the following equation (14).

【0031】 ID1=βVi 2+2βVi(Ib/β)1/2+Ib =β{Vi+(Ib/β)1/22 …(14)I D1 = βV i 2 + 2βV i (I b / β) 1/2 + I b = β {V i + (I b / β) 1/22 (14)

【0032】またトランジスタM3のドレイン電流ID3
は、次式(15)で与えられる。
The drain current I D3 of the transistor M3
Is given by the following equation (15).

【0033】 ID3=Io−βVi 2−2βVi(Ib /β)1/2 −2Ib …(15)[0033] I D3 = I o -βV i 2 -2βV i (I b / β) 1/2 -2I b ... (15)

【0034】ID3≧0より、動作入力電圧範囲は、From I D3 ≧ 0, the operating input voltage range is

【0035】 −(Ib/β)1/2−{(Io−Ib)/β}1/2 ≦Vi≦−(Ib/β)1/2+{Io−Ib)/β}1/2 …(16)− (I b / β) 1/2 − {(I o −I b ) / β} 1/2 ≦ V i ≦ − (I b / β) 1/2 + ΔI o −I b ) / Β} 1 / 2 … (16)

【0036】となる。## EQU1 ##

【0037】同様に、他方のCMOS差動回路には入力
電圧が逆相で印加されるから、トランジスタM4のドレ
イン電流ID4は次式(17)で与えられる。
[0037] Similarly, since the other CMOS differential circuit input voltage is applied in opposite phase, the drain current I D4 of the transistor M4 is given by the following equation (17).

【0038】 ID4=βVi 2−2βVi(Ib/β)1/2+Ib =β{Vi−(Ib/β)1/22 …(17)I D4 = βV i 2 −2βV i (I b / β) 1/2 + I b = β {V i − (I b / β) 1/22 (17)

【0039】ID6≧0より、動作入力電圧範囲はFrom I D6 ≧ 0, the operating input voltage range is

【0040】 (Ib/β)1/2−{(Io−Ib)/β}1/2 ≦Vi≦(Ib/β)1/2+{Io−Ib)/β}1/2 …(18)(I b / β) 1/2 − {(I o −I b ) / β} 1/2 ≦ V i ≦ (I b / β) 1/2 + {I o −I b ) / β } 1/2 … (18)

【0041】図2に出力電流ID1、ID4(及びID1-
D4、ID1+ID4)の特性を示す。
The output in Figure 2 current I D1, I D4 (and I D1- I
D4 , I D1 + I D4 ).

【0042】したがって、ID1とID4の差電流ΔIは次
式(19)と求まる。
Therefore, the difference current ΔI between I D1 and I D4 is obtained by the following equation (19).

【0043】 ΔI=ID1−ID4=4Vi(IB1/β)1/2 …(19)[0043] ΔI = I D1 -I D4 = 4V i (I B1 / β) 1/2 ... (19)

【0044】ただし、 |Vi|≦(Ib/β)1/2 …(20)Where | V i | ≦ (I b / β) 1/2 (20)

【0045】上式(19)からも判る通り、差動出力電流Δ
Iは上式(20)の範囲内で差動入力電圧Viに比例する。
すなわち、線形動作するOTAとなっている。
As can be seen from the above equation (19), the differential output current Δ
I is proportional to the differential input voltage V i in the range of the equation (20).
That is, the OTA operates linearly.

【0046】さらに、ID1とID4の和電流をとれば、次
式(21)と求まる
Further, if the sum current of I D1 and I D4 is obtained, the following equation (21) is obtained.

【0047】 ID1+ID4=2(βVi 2+Ib) …(21)I D1 + I D4 = 2 (βV i 2 + I b ) (21)

【0048】ただし、 |Vi|≦(Ib/β)1/2 …(20) となり、2乗回路となる。However, | V i | ≦ (I b / β) 1/2 (20), which is a square circuit.

【0049】図3に、本発明の第2の実施例の2乗回路
の構成を示す。図3を参照すると、本実施例では、抵抗
分圧して入力電圧の中点電圧を得ている。ゲートに差動
入力信号Viが印加される差動対を構成する第1、第2
のMOSトランジスタM1、M2が出力対を構成し、第
3のMOSトランジスタM3は定電流源Ibに接続され
て駆動され、そのゲートには、入力信号(Vi)の中点
電圧が印加される。これら3つのトランジスタM1、M
2、M3を駆動する定電流源I0に電流を流し込む第4
のMOSトランジスタM4、及び第4のMOSトランジ
スタとカレントミラー回路を構成し第4のMOSトラン
ジスタのミラー電流を出力するトランジスタM5を備え
ている。図5に示した従来技術と同様に、各ドレイン電
流が求まる。
FIG. 3 shows a configuration of a squaring circuit according to a second embodiment of the present invention. Referring to FIG. 3, in the present embodiment, the midpoint voltage of the input voltage is obtained by dividing the resistance. First configuring the differential pair gates the differential input signal V i is applied, a second
MOS transistors M1 and M2 form an output pair, the third MOS transistor M3 is connected to and driven by a constant current source Ib , and has a gate to which a midpoint voltage of the input signal (V i ) is applied. You. These three transistors M1, M
2, M3 fourth pouring current to the constant current source I 0 which drives the
And a transistor M5 which forms a current mirror circuit with the fourth MOS transistor and outputs a mirror current of the fourth MOS transistor. Each drain current is obtained as in the conventional technique shown in FIG.

【0050】まずトランジスタM1、M2のドレイン電
流ID1、ID2は次式(21)、(22)で与えられる。
First, the drain currents I D1 and I D2 of the transistors M1 and M2 are given by the following equations (21) and (22).

【0051】 ID1=β{Vi/2+(Ib/β)1/22 …(21) ID2=β{Vi/2−(Ib/β)1/22 …(22)I D1 = β {V i / 2 + (I b / β) 1/22 (21) I D2 = β {V i / 2− (I b / β) 1/22 ... ( twenty two)

【0052】またトランジスタM3のドレイン電流ID3
は、次式(23)で与えられる。 ID3=Ib …(23)
The drain current I D3 of the transistor M3
Is given by the following equation (23). I D3 = I b (23)

【0053】出力対を構成するトランジスタM1、M2
のドレイン電流ID1、ID2の和電流をとれば、次式(24)
が成り立つ。
Transistors M1 and M2 forming an output pair
Taking the sum of the drain currents I D1 and I D2 of
Holds.

【0054】 ID1+ID2=βVi 2/2+2Ib …(24)[0054] I D1 + I D2 = βV i 2/2 + 2I b ... (24)

【0055】ただし、 |Vi|≦(Ib/β)1/2 …(20)Where | V i | ≦ (I b / β) 1/2 (20)

【0056】上式(24)からも判る通り、2乗回路が得ら
れる。
As can be seen from the above equation (24), a square circuit is obtained.

【0057】また、図3に示した回路において、トラン
ジスタM4に流れる電流値ID4は、以下のようにして求
められる。
Further, in the circuit shown in FIG. 3, the current value I D4 flowing through the transistor M4 is obtained as follows.

【0058】ID1+ID2+ID3+ID4=Io …(25)I D1 + I D2 + I D3 + I D4 = I o (25)

【0059】であるから、 ID4=Io−(ID1+ID2+ID3) =Io−3Ib−βVi 2/2 …(26)[0059] a since, I D4 = I o - ( I D1 + I D2 + I D3) = I o -3I b -βV i 2/2 ... (26)

【0060】ただし、 |Vi|≦(Ib/β)1/2 …(20) と求まり、トランジスタM4には差動入力電圧の2乗に
比例する電流成分を含むバイパス電流が流れる。
However, | V i | ≦ (I b / β) 1/2 (20) is obtained, and a bypass current including a current component proportional to the square of the differential input voltage flows through the transistor M4.

【0061】したがって、図3に示すように、トランジ
スタM5をトランジスタM4のミラートランジスタとし
て、入力電圧の2乗に比例する電流成分を出力する2乗
回路として動作する。
Therefore, as shown in FIG. 3, the transistor M5 operates as a mirror transistor of the transistor M4, and operates as a squaring circuit that outputs a current component proportional to the square of the input voltage.

【0062】図3における各トランジスタM1〜M4の
ドレイン電流ID1〜ID4と和電流ID1+ID2の関係を、
図4に示す。
The relationship between the drain currents I D1 to I D4 of the transistors M 1 to M 4 and the sum current I D1 + I D2 in FIG.
As shown in FIG.

【0063】[0063]

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば下
記記載の効果を奏する。
As described above, according to the present invention, the following effects can be obtained.

【0064】本発明の第1の効果は、完全な線形動作を
行うOTAを簡易な回路構成で実現することができる、
ということである。これにより、完全に線形な入力電圧
範囲を持つ、理想的なOTAが実現できた。
The first effect of the present invention is that an OTA that performs a complete linear operation can be realized with a simple circuit configuration.
That's what it means. As a result, an ideal OTA having a completely linear input voltage range was realized.

【0065】その理由は、本発明においては、等価的に
フローティングトランジスタを実現し、出力をカレント
ミラー回路として差電流を得ているからである。
The reason is that, in the present invention, a floating transistor is equivalently realized, and a difference current is obtained by using an output as a current mirror circuit.

【0066】本発明の第2の効果は、完全な2乗回路動
作を行う回路を簡易な回路構成で実現することができ
る、ということである。これにより入力電圧の2乗に比
例する出力電流が得られ、理想的な2乗回路が実現でき
た。
A second effect of the present invention is that a circuit for performing a complete squaring circuit operation can be realized with a simple circuit configuration. As a result, an output current proportional to the square of the input voltage was obtained, and an ideal square circuit was realized.

【0067】その理由は、本発明においては、等価的に
フローティングトランジスタを実現し、出力を加算して
和電流を得ているからである。
The reason is that, in the present invention, a floating transistor is equivalently realized and a sum current is obtained by adding outputs.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の第1の実施例の回路構成を示す図であ
る。
FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a first embodiment of the present invention.

【図2】図1に示した回路の各トランジスタのドレイン
電流を示す特性図である。
FIG. 2 is a characteristic diagram showing a drain current of each transistor in the circuit shown in FIG.

【図3】本発明の第2の実施例の回路構成を示す図であ
る。
FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of a second embodiment of the present invention.

【図4】図3に示した回路の各トランジスタのドレイン
電流を表す特性図である。
FIG. 4 is a characteristic diagram illustrating a drain current of each transistor in the circuit illustrated in FIG. 3;

【図5】従来のCMOS OTAの回路構成の一例を示
す図である。
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a conventional CMOS OTA.

【図6】従来のCMOS OTAの分圧回路の構成を示
す図である。
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a conventional CMOS OTA voltage dividing circuit.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

M1〜M6 MOSトランジスタ I0 定電流源 Vi 入力差動電圧M1-M6 MOS transistor I 0 a constant current source V i input differential voltage

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】入力対を構成する2つのトランジスタに差
動入力信号が印加され、前記2つのトランジスタのうち
一方のトランジスタが定電流源で駆動され、他方のトラ
ンジスタが出力を構成する差動対と、前記差動対を駆動
する定電流源と、この定電流源に電流を流し込むトラン
ジスタからなる差動回路を2つ備え、 前記差動回路の入力が交叉接続され、差動電流を出力対
の出力としたことを特徴とするOTA。
1. A differential input signal is applied to two transistors forming an input pair, one of the two transistors is driven by a constant current source, and the other transistor is a differential pair forming an output. A constant current source for driving the differential pair, and two differential circuits each including a transistor for flowing a current into the constant current source. The inputs of the differential circuit are cross-connected, and the differential current is output to the output pair. OTA, characterized in that it is an output.
【請求項2】請求項1の前記2つの差動回路の和電流を
出力対の出力としたことを特徴とする2乗回路。
2. A squaring circuit according to claim 1, wherein a sum current of said two differential circuits is used as an output of an output pair.
【請求項3】入力対を構成する2つのトランジスタに差
動入力信号が印加されて出力対を構成し、第3のトラン
ジスタが定電流源で駆動されて入力信号の中点電圧が印
加され、前記3つのトランジスタを駆動する定電流源
と、この定電流源に電流を流し込む第4のトランジスタ
から構成された差動回路において、出力対の和電流を出
力することを特徴とする2乗回路。
3. A differential input signal is applied to two transistors forming an input pair to form an output pair, and a third transistor is driven by a constant current source to apply a midpoint voltage of the input signal. A differential circuit comprising a constant current source for driving the three transistors and a fourth transistor for supplying a current to the constant current source, and outputs a sum current of an output pair.
【請求項4】請求項3において、第4のトランジスタと
カレントミラー回路を構成する第5のトランジスタを出
力とすることを特徴とする2乗回路。
4. A squaring circuit according to claim 3, wherein a fifth transistor constituting a current mirror circuit together with the fourth transistor is used as an output.
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US09/160,155 US6107858A (en) 1997-09-26 1998-09-25 OTA squarer and hyperbolic sine/cosine circuits using floating transistors

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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002076800A (en) * 2000-08-30 2002-03-15 Nec Corp Voltage subtracter/adder and mos differential amplifier circuit to achieve the same
JP2003531547A (en) * 2000-04-13 2003-10-21 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ Accurate power detection circuit for use in power amplifiers

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003531547A (en) * 2000-04-13 2003-10-21 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ Accurate power detection circuit for use in power amplifiers
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