JPH1079552A - レーザダイオード駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】任意の温度特性を持つレーザダイオードの光出
力電力を一定に保ち、受信側での受光電力が温度によっ
て変動することもない、安定した光伝送システムを構築
する。 【解決手段】出力電圧の最小値と、基準電圧との両者の
入力によりレーザダイオードの駆動用直流電流を得る電
圧／電流変換回路１４，１５を有して、レーザダイオー
ド駆動用直流電流を制御する手段を備えた帰還ループ
と、電流／電圧信号変換手段の振幅電圧と、基準電圧発
生手段１７，１８の出力との両者の入力により、該駆動
用パルス電流を得る電圧／電流変換回路とを有して、駆
動用パルス電流を制御する手段を備えた帰還ループとを
備え、かつ、基準電圧発生手段は、レーザダイオード駆
動用パルス電流を開閉するのと同じ駆動用パルス信号電
圧源４，５によって同期して開閉するパルス電流から得
た電圧信号を用いて作成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、レーザダイオードの温
度が変化した場合でも該レーザダイオードの光出力電力
を一定に維持することのできるレーザダイオード駆動回
路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】光ファイバ通信の発光源としては、数百
ＭＨｚないしは数ＧＨｚの高速応答が可能で小形・軽量
であるという特徴を生かして、レーザダイオードがよく
用いられている。第１６図は、一般的なレーザダイオー
ドの駆動電流と光出力電力の関係を表わしたものであっ
て、レーザダイオードの温度が低い場合（Ｔ１）と高い
場合（Ｔ２）について書いてある。公知のように、レー
ザダイオードに流れる電流（すなわち、レーザダイオー
ドの駆動電流）がいわゆる閾値電流を越えるとレーザダ
イオードは発光し、閾値電流以上の領域では、ほぼ駆動
電流に比例した光出力電力が得られる。そして、閾値電
流はレーザダイオードの温度が高いほど大きく、一方、
閾値電流以上の電流領域での発光効率（駆動電流と光出
力電力の比例係数）は、温度が高いほど小さくなる。

【０００３】また、駆動電流を（バイアス電流を流さず
に）零の状態から増大させると、いわゆる発振遅延と緩
和振動の影響により、レーザダイオードが高速応答する
ことができない。このため、一般的には、閾値電流に等
しいバイアス電流を予め流しておく方法がとられてい
る。

【０００４】つまり、周囲温度に依らずに安定で、しか
も高速に応答する光出力電力を得るための理想的なレー
ザダイオード駆動方法は、以下のようになる。 （ｉ）高速応答動作を可能とするために、常に閾値電流
に等しい直流バイアス電流（ＩＤ１、ＩＤ２）を流して
おく。 （ｉｉ）発光時にのみ、パルス入力信号に同期したパル
ス信号電流（ＩＰ１、ＩＰ２）を流す。 （ｉｉｉ）温度が変化しても常に一定の光出力電力（Ｐ
Ｏ）が得られるように、温度に応じて直流バイアス電流
の大きさとパルス信号電流の振幅を調整する。 （ｉｖ）このため、レーザダイオードの光出力電力をモ
ニタし、予め設定した値からズレた場合には直流バイア
ス電流の大きさとパルス電流の振幅を調整するように、
帰還ループを構成する。ここで、光出力をモニタする受
光素子としては、通常、フォトダイオードが用いられ
る。これは、フォトダイオードの光入力電力−電流出力
特性が光入力電力の広い範囲にわたって線形であるとと
もに、該光入力電力−電流出力特性が温度の広い範囲に
わたって一定であるという、フォトダイオードの優れた
特性に依るものである。

【０００５】しかしながら、従来の駆動方法では、温度
が変化した場合に、パルス電流の振幅は変えずに、直流
バイアス電流の大きさだけを調整していた。

【０００６】この種のレーザダイオード駆動回路の従来
例を、第１７図に示す。第１７図で、１はレーザダイオ
ード、２はレーザダイオードの光出力電力をモニタする
ためのフォトダイオード、３はパルス信号源、４と５は
正電圧源である。６は、７で作成した基準電圧と１０で
作成したモニタ電圧との差を増幅して電流を出力する電
圧／電流交換回路である。７は、パルス信号源３の出力
信号電圧のデューティ比に比例した基準電圧を作成する
回路である。８は、パルス信号源３の出力信号電圧が高
レベルの時は閉じ、低レベルの時は開くスイッチ回路で
ある。９は、レーザダイオード１に供給するパルス信号
電流を作成するための定電流源である。１０は、光出力
電力モニタ用フォトダイオード２の出力電流のうちの直
流分に比例した電圧を作成する低域通過回路であり、抵
抗性素子１１と容量性素子１２から成る。また、ＩＤは
レーザダイオードに供給する直流バイアス電流、ＩＰは
レーザダイオードに供給するパルス信号電流、ＩＯは定
電流源９の電流値である。

【０００７】次に、第１７図の動作原理について説明す
る。第１７図において、レーザダイオード１の閾値電流
をＩＴＨとすると、前述したように、レーザダイオード
の光出力電力は（ＩＰ＋ＩＤ−ＩＴＨ）に比例する。一
方、フォトダイオード２の出力電流ＩＯＵＴはレーザダ
イオードの光出力電力に比例する。従って、次の関係式
が成り立つ。 ＩＯＵＴ＝ｍ・（ＩＰ＋ＩＤ−ＩＴＨ） ここでｍは比例係数であるが、レーザダイオード駆動電
流とフォトダイオード出力電流との間の電流帰還比とし
て定義することもできるので、以後、電流帰還比と書
く。

【０００８】さて、基準電圧作成回路７で作成される電
圧は、パルス信号源３の出力電圧のデューティ比ｄに比
例するが、これをｄ・Ｖ１と書くこととする。また、公
知のように、低域通過回路１０で作成される電圧Ｖ２は
フォトダイオードの出力電流信号のデューティ比、すな
わちパルス入力信号のデューティ比ｄに比例した値とな
るので、次式を得る。 Ｖ２＝ｄ−Ｒ１・（ＩＯＵＴの最大値） ＝ｄ−ｍ−Ｒ１・（ＩＯ＋ＩＤ−ＩＴＨ） Ｒ１：抵抗性素子１１の抵抗値 これらより、次の関係式を得る。 ＩＤ＝Ｇ１・（ｄ・Ｖ１−Ｖ２）＋ＩＯ１ ＝ｄ・Ｇ１｛Ｖ１−ｍ・Ｒ１・（ＩＯ＋ＩＤ−ＩＴ
Ｈ）｝＋ＩＯ１ ＩＯ１：電圧／電流変換回路６の平衡出力電流（正相入
力ｄ・Ｖ１と逆相入力Ｖ２が等しい時の出力電流） Ｇ１ ：電圧／電流変換回路６の電圧／電流変換係数 したがって、Ｖ１をｍ・Ｒ１・ＩＯに等しい値に設定す
るとともに、 （ｄの最小値）・ｍ・Ｇ１・Ｒ１が１よりも十分大き
く、 （ｄの最小値）・ｍ・Ｇ１・Ｒ１・（ＩＴＨの最小値）
がＩＯ１よりも十分大きくなるように設定することによ
り次式を得る つまり、ＩＴＨが変化しても、それに追随したＩＤが帰
還ループの働きにより得られることになる。

【０００９】しかしながら、このような従来の駆動回路
では次に述べるような欠点があり、その解決を要する課
題があった。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来の駆動回路
では、周囲温度が変化した場合に、パルス信号電流の振
幅ＩＯは変えずに、直流バイアス電流ＩＤの大きさだけ
を調整していたので、高温時に必要な光出力電力ＰＯが
得られるようにパルス信号電流の値を設定すれば、低温
時には光出力電力がＰＯよりも大きくなってしまい、レ
ーザダイオード自身の発熱が大となり、レーザダイオー
ドの破壊ないしは寿命の低下が生じるという欠点があっ
た。逆に、低温時に必要な光出力電力ＰＯが得られるよ
うにパルス信号電流の値を設定すれば、高温時に光出力
電力が不足してしまい長距離の光ファイバ伝送をした場
合に受光側での信号が小さくなってしまうという欠点が
あった。また、この欠点を補うために、閾値電流以上の
電流領域での発光効率（駆動電流と光出力電力の比例係
数）が周囲温度に依らず一定のレーザダイオードを選別
して適用しようとすると、レーザダイオードの価格が高
くなり、発光装置の価格が増大してしまうという欠点が
あった。

【００１１】本発明の目的は、任意の温度特性を持つレ
ーザダイオードに対して適用して所定の出力を得るよう
制御できるレーザダイオード駆動回路を提供することに
ある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明のレーザダイオード駆動回路では、レーザダ
イオードと、上記レーザダイオードの光出力電力を検知
する受光素子と、上記受光素子の出力電流信号を電圧信
号に変換する第１の電流／電圧信号変換手段と、上記レ
ーザダイオードを所要の電流で駆動する手段とを有し、
かつ上記電流／電圧信号変換手段の出力電圧を検出して
上記レーザダイオード駆動用直流電流もしくは上記レー
ザダイオード駆動用パルス信号電流の少なくとも一方の
電流値を制御する帰還ループを具備するレーザダイオー
ド駆動回路において、上記第１の電流／電圧信号変換手
段の出力電圧の最小値を検出する最小値検出回路と、上
記最小値検出回路の最小値電圧出力と第１の基準電圧と
の両者の入力によりレーザダイオードの駆動用直流電流
を得る第１の電圧／電流変換回路とを有して、レーザダ
イオード駆動用直流電流を制御する手段を備えた帰還ル
ープと、上記第１の電流／電圧信号変換手段の振幅を検
出する第１の振幅検出回路と、上記第１の振幅検出回路
の振幅電圧出力と第２の基準電圧を発生する基準電圧発
生手段の出力との両者の入力により、出力に、パルス信
号電圧源によって開閉する第１のスイッチ回路を介して
上記レーザダイオードの駆動用パルス電流を得る第２の
電圧／電流変換回路とを有して、レーザダイオード駆動
用パルス電流を制御する手段を備えた帰還ループとを具
備し、かつ、上記第２の基準電圧を発生する上記基準電
圧発生手段は、第２の電流／電圧信号変換手段と、電流
源と、第２の振幅検出回路と、上記パルス信号電圧源に
よって開閉動作を行う第２のスイッチ回路とからなり、
上記第２の電流／電圧信号変換手段は、上記第２のスイ
ッチ回路を介して上記電流源に接続され、上記第２のス
イッチ回路で開閉動作される上記電流源の電流を電圧に
変換し、上記第２の振幅検出回路は上記第２の電流／電
圧信号変換手段の出力電圧の振幅を検出し、該第２の振
幅検出回路の出力を該基準電圧発生手段の出力端とす
る、ことを特徴とした。

【００１３】

【作用】後述において数式を用いて作用を的確に詳述す
るが、上記手段は概括的に次のような作用によりその目
的を達成する。すなわち、上記第１の電圧／電流変換回
路は、レーザダイオード駆動用直流電流値を制御する帰
還ループを構成する中で、受光素子出力の電流／電圧信
号変換手段の出力電圧から検出された最小値電圧の入力
を第１の基準電圧の入力に等しくするように直流電流を
出力してレーザダイオードを駆動する。

【００１４】受光素子の出力から検出された最小値電圧
は、レーザダイオードを発光させる閾値電流より若干大
きい駆動電流と上記閾値電流との差に比例するから、上
記第１の基準電圧を零に近い所定値にすることにより、
第１の電圧／電流変換回路出力電流をレーザダイオード
の閾値電流に近からしめることになる。

【００１５】一方、上記第２の電圧／電流変換回路は、
レーザダイオード駆動用パルス電流値を制御する帰還ル
ープを構成する中で、受光素子出力の電流／電圧信号変
換手段の出力電圧から検出された振幅電圧を第２の基準
電圧に等しくするよう、パルス出力電流をスイッチ回路
を介してレーザダイオードに供給する。

【００１６】その結果は、レーザダイオードにその閾値
電流に重畳してパルス的に与えられる振幅電流値を前記
電流帰還比ｍに反比例する大きさを持つよう制御するこ
とが可能となる。

【００１７】さらに、振幅検出回路において、帯域特性
により出力電圧が設定値からズレた場合に、そのズレ分
を補正する。すなわち第１の振幅検出回路と第２の振幅
検出回路との構成を同一とすることにより、周波数特性
も含めてこれらの振幅検出回路の電圧利得を等しくする
ことができるので、レーザダイオード駆動電流の振幅
が、駆動回路中の周波数依存性を示す項を含まないこと
になる。

【００１８】以上の作用により、本発明の構成は、レー
ザダイオードが任意の温度特性を持っていても、これを
所定の出力になるよう制御することを可能にするもので
ある。

【００１９】

【参考例】

【参考例１】第１図は、本発明に関連した第１の参考例
であって、１は、レーザダイオード、２はレーザダイオ
ードの光出力電力をモニタするためのフォトダイオー
ド、３はパルス信号源、４と５は正電圧源、１３はフォ
トダイオードの出力電流信号を電圧信号に変換する抵抗
性素子である。１４は、１７で作成した基準電圧と１９
で検出した最小電圧との差を増幅して電流を出力する電
圧／電流変換回路である。１５は、１８で作成した基準
電圧と２０で検出した振幅電圧との差を増幅して電流を
出力する電圧／電流変換回路である。１６は、パルス信
号源３の出力信号電圧が高レベルの時は閉じ、低レベル
の時は開くスイッチ回路である。１７と１８は基準電圧
作成回路である。１９は、抵抗性素子１３で作成される
信号電圧の最小値を検出する回路である。２０は、抵抗
性素子１３で作成される信号電圧の振幅を検出する回路
である。また、ＩＤは電圧／電流変換回路１４の出力電
流、ＩＯは電圧／電流変換回路１５の出力電流、ＩＰは
レーザダイオードに供給するパルス信号電流である。

【００２０】次に、第１図の動作原理について説明す
る。第１図において、レーザダイオード１の閾値電流を
ＩＴＨとすると、光出力電力は（ＩＰ＋ＩＤ−ＩＴＨ）
に比例する。一方、フォトダイオード２の出力電流ＩＯ
ＵＴはレーザダイオード１の光出力電力に比例する。従
って、次の関係式が成り立つ。 ＩＯＵＴ＝ｍ・（ＩＰ＋ＩＤ−ＩＴＨ） ｍ：電流帰還比

【００２１】さて、最小値検出回路１９で検出される最
小値Ｖ３は、レーザダイオード駆動電流の最小値がＩＤ
であるので、次式となる。 Ｖ３＝ａ１・ｍ・Ｒ２・（ＩＤ−ＩＴＨ） Ｒ２：抵抗性素子１３の抵抗値 ａ１：最小値検出回路１９の電圧利得 また、振幅検出回路２０で検出される電圧振幅Ｖ４は、
レーザダイオード駆動電流の振幅がＩＯであるので、次
式となる。 Ｖ４＝ａ２・ｍ・Ｒ２・ＩＯ ａ２：振幅検出回路２０の電圧利得 これらより、次の関係式を得る。 ＩＤ＝Ｇ２・（Ｖ５−Ｖ３）＋ＩＯ２ ＝Ｇ２・｛Ｖ５−ａ１・ｍ・Ｒ２・（ＩＤ−ＩＴＨ）｝＋ＩＯ２〔１〕 ＩＯ＝Ｇ３・（Ｖ６−Ｖ４）＋ＩＯ３ ＝Ｇ３・（Ｖ６−ａ２・ｍ・Ｒ２・ＩＯ）＋ＩＯ３ 〔２〕 Ｇ２ ：電圧／電流変換回路１４の電圧／電流変換係数 Ｇ３ ：電圧／電流変換回路１５の電圧／電流変換係数 ＩＯ２：電圧／電流変換回路１４の平衡出力電流 ＩＯ３：電圧／電流変換回路１５の平衡出力電流 Ｖ５ ：基準電圧作成回路１７の出力電圧 Ｖ６ ：基準電圧作成回路１８の出力電圧 そこで、ａ１・ｍ・Ｇ２・Ｒ２とａ２・ｍ・Ｇ３・Ｒ２
を１よりも十分大きい値に設定するとともに、Ｖ５／
（ａ１・ｍ・Ｒ２）とＩＯ２／（ａ１・ｍ・Ｇ２・Ｒ
２）とがＩＴＨの最小値よりも十分小さく、Ｇ３・Ｖ６
がＩＯ３よりも十分大きくなるように設定することによ
り、次式を得る。

【００２２】すなわち、直流バイアス電流ＩＤは閾値電
流ＩＴＨにほぼ等しく、パルス信号電流振幅ＩＯは電流
帰還比にほぼ反比例するような制御出力が得られる。パ
ルス信号電流振幅を温度の変化に対して追随させるよう
にするためには、パルス信号電流振幅をｍに反比例させ
ることが好ましい。

【００２３】つまり、上式から、温度の変化により閾値
電流ＩＴＨや電流帰還比ｍが変化しても、それに追随し
た直流バイアス電流ＩＤとパルス信号電流振幅ＩＯが、
帰還ループの働きにより得られることになる。

【００２４】

【参考例２】第２の参考例を、第２図に示す。第２図に
おいて、個々の回路要素は、第１図のものと同じであ
る。第２図では、抵抗性素子１３の出力電圧を正電圧源
５との間で作成するようにした点が、第１図と異なる。
（第１図では、アース電位との間で作成している。）

【００２５】第２図で、最小値検出回路１９は、フォト
ダイオード２の出力電流の最小値に対応した電圧を検出
し、また、振幅検出回路２０は、フォトダイオード２の
出力電流の振幅値に対応した電圧を検出するので、第１
図で説明した動作原理がそのまま適用できることは明ら
かである。

【００２６】

【参考例３】第３の参考例を、第３図に示す。第３図に
おいて、２１と２３は差動増幅回路、２２と２４は基準
電圧作成回路、２５は高域通過回路、２６は直流バイア
ス電圧設定回路、２７と２８は信号電圧のピーク値を検
出する回路である。他の回路要素は、第１図のものと同
じである。

【００２７】次に、第３図の動作原理を説明する。第３
図で、差動増幅回路２１と２３の電圧利得を、それぞれ
Ａ１とＡ２とし、基準電圧作成回路２２と２４の出力電
圧を、それぞれ、Ｖ７とＶ８とすると、差動増幅回路２
１と２３の出力電圧Ｖ９とＶ１０は次式となる。 Ｖ９＝ＶＯ１＋Ａ１・（Ｖ７−Ｒ２・ＩＯＵＴ） 〔４〕 Ｖ１０＝ＶＯ２＋Ａ２・（Ｖ８−Ｒ２・ＩＯＵＴ） 〔５〕 ＶＯ１：差動増幅回路２１の出力電圧の平衡中心値（正
相入力電圧と逆相入力電圧が等しい時の出力電圧） ＶＯ２：差動増幅回路２３の出力電圧の平衡中心値 フォトダイオード２の出力電流ＩＯＵＴはパルス状の電
流であるが、その最大値と最小値を、それぞれ、ＩＭＡ
ＸとＩＭＩＮとする。また、ピーク検出回路２７の電圧
利得をＡ３、高域通過回路２５の電圧利得をＡ４、直流
バイアス電圧設定回路２６およびピーク検出回路２７の
総合の電圧利得をＡ５、直流バイアス電圧設定回路２６
により設定される直流バイアス電圧をＶＯ３とする。こ
の時、ピーク検出回路２７によって検出される電圧Ｖ１
１と、ピーク検出回路２８によって検出される電圧Ｖ１
２は、それぞれ、次式となる。 Ｖ１１＝Ａ３・（Ｖ９の最大値） ＝Ａ３・｛ＶＯ１＋Ａ１・（Ｖ７−Ｒ２・ＩＭＩＮ）｝ 〔６〕 Ｖ１２＝Ａ５・〔｛ＶＯ３＋Ａ４・（Ｖ１０の交流成分）｝の最大値〕 ＝Ａ５・｛ＶＯ３＋Ａ２・Ａ４・Ｒ２・（ＩＭＡＸ−ＩＭＩＮ）｝ 〔７〕 一方、ＩＭＡＸはｍ・（ＩＯ＋ＩＤ−ＩＴＨ）であり、
ＩＭＩＮはｍ・（ＩＤ−ＩＴＨ）である。従って次の関
係式を得る。 Ｖ１１＝Ａ３・〔ＶＯ１＋Ａ１・｛Ｖ７−ｍ・Ｒ２・（ＩＤ−ＩＴＨ）｝〕 Ｖ１２＝Ａ５・｛ＶＯ３＋ｍ・Ａ２・Ａ４・Ｒ２・ＩＯ）｝ これにより、次のように、第１の参考例で述べた式
〔１〕と式〔２〕と同様な関係式を得る。 ＩＤ＝Ｇ２・（Ｖ１１−Ｖ５）＋ＩＯ２ ＝Ｇ２・｛Ａ３・ＶＯＩ−Ｖ５＋Ａ１・Ａ３・Ｖ７ −Ａ１・Ａ３・ｍ・Ｒ２・（ＩＤ−ＩＴＨ）｝＋ＩＯ２ ＩＯ＝Ｇ３・（Ｖ６−Ｖ１２）＋ＩＯ３ ＝Ｇ３・（Ｖ６−Ａ５・ＶＯ３−Ａ２・Ａ４・Ａ５・ｍ・Ｒ２・ＩＯ） ｓ＋ＩＯ３ ここで、Ａ３・ＶＯ１−Ｖ５＋Ａ１・Ａ３・Ｖ７が零と
なるように設定するとともにｍ・Ａ１・Ａ３・Ｇ２・Ｒ
２とｍ・Ａ２・Ａ４・Ａ５・Ｇ３・Ｒ２を１に比べて十
分大きい値に設定し、さらに、ｍ・Ａ１・Ａ３・Ｇ２・
Ｒ２・（ＩＴＨの最小値）をＩＯ２よりも十分大きく
し、Ｇ３・（Ｖ６−Ａ５・ＶＯ３）をＩＯ３よりも十分
大きくすることにより、次式を得る。

【００２８】つまり、温度の変化により閾値電流ＩＴＨ
や電流帰還比ｍが変化しても、それに追随した直流バイ
アス電流ＩＤとパルス信号電流振幅ＩＯが、帰還ループ
の働きにより得られることになる。

【００２９】

【参考例４】第４の参考例を、第４図に示す。第４図に
おいて、個々の回路要素は、第３図のものと同じであ
る。第４図では、抵抗性素子１３の出力電圧を正電圧源
５との間で作成するようにした点が、第３図に示した第
３の参考例と異なる。

【００３０】次に、第４図の動作原理を説明する。第４
図で正電圧源５の電圧をＶＣＣとすると、抵抗性素子１
３の出力電圧はＶＣＣ−Ｒ２・ＩＯＵＴとなる。したが
って基準電圧作成回路２２と２４の出力電圧を、それぞ
れＶＣＣ−Ｖ７′とＶＣＣ−Ｖ８′となるように設定す
れば、本実施例における差動増幅回路２１と２３の出力
電圧Ｖ９とＶ１０は、それぞれ、 Ｖ９ ＝ＶＯ１＋Ａ１・（Ｖ７′−Ｒ２・ＩＯＵＴ） Ｖ１０＝ＶＯ２＋Ａ２・（Ｖ８′−Ｒ２・ＩＯＵＴ） ＶＯ１：差動増幅回路２１の出力電圧の平衡中心値 ＶＯ２：差動増幅回路２３の出力電圧の平衡中心値 となり、第３図の式〔４〕、〔５〕と同じになる。つま
り、本実施例においても、温度の変化により閾値電流や
電流帰還比が変化しても、それに追随した直流バイアス
電流とパルス信号電流振幅が得られることになる。

【００３１】

【参考例５】第５の参考例を第５図に示す。第５図で
は、第３図における差動増幅回路２１と２３を１個の差
動増幅回路２１で兼用した点が、第３図と異なる。次
に、第５図の動作原理を説明する。第５図で差動増幅回
路２１の電圧利得をＡ１とし、基準電圧作成回路２２の
出力電圧をＶ７とすると、差動増幅回路２１の出力電圧
Ｖ９は次式となる。 Ｖ９＝ＶＯ１＋Ａ１・（Ｖ７−Ｒ２・ＩＯＵＴ） ＶＯ１：差動増幅回路２１の出力電圧の平衡中心値 したがってピーク検出回路２７によって検出される電圧
Ｖ１１と、ピーク検出回路２８によって検出される電圧
Ｖ１２は、それぞれ、次式となる。 Ｖ１１＝Ａ３・（Ｖ９の最大値） ＝Ａ３・｛ＶＯ１＋Ａ１・（Ｖ７−Ｒ２・ＩＭＩＮ）｝ Ｖ１２＝Ａ５・〔｛ＶＯ３＋Ａ４・（Ｖ９の交流成分）｝の最大値〕 ＝Ａ５・｛ＶＯ３＋Ａ１・Ａ４・Ｒ２・（ＩＭＡＸ−ＩＭＩＮ）｝ これらは、第３図の第３の参考例で説明した式〔６〕、
〔７〕でＡ２をＡ１で置換えたものと同じである。つま
り、本参考例においても、温度の変化により閾値電流や
電流帰還比が変化しても、それに追随した直流バイアス
電流とパルス信号電流振幅が得られることになる。

【００３２】

【参考例６】第６の参考例を、第６図に示す。第６図に
おいて、２９は差動増幅回路である。その他の回路要素
は、第５図のものと同じである、第６図では、差動増幅
回路２９が正相出力ＯＵＴＩと逆相出力ＯＵＴ２の二つ
の出力を持つ点が、第５図と異なる。

【００３３】次に、第６図の動作原理を説明する。第６
図で差動増幅回路２９の電圧利得をＡ１とし、基準電圧
作成回路２２の出力電圧をＶ７とすると、差動増幅回路
２１の正相出力電圧ＶＯＵＴ１と逆相出力電圧ＶＯＵＴ
２は次式となる。 ＶＯＵＴ１＝ＶＯ１＋Ａ１・（Ｖ７−Ｒ２・ＩＯＵＴ） ＶＯＵＴ２＝ＶＯ１−Ａ１・（Ｖ７−Ｒ２・ＩＯＵＴ） ＶＯ１：差動増幅回路２１の出力電圧の平衡中心値 したがってピーク検出回路２７によって検出される電圧
Ｖ１１と、ピーク検出回路２８によって検出される電圧
Ｖ１２は、それぞれ、次式となる。 Ｖ１１＝Ａ３・（ＶＯＵＴ１の最大値） ＝Ａ３・｛ＶＯ１＋Ａ１・（Ｖ７−ｍ・Ｒ２・ＩＭＩＮ）｝ Ｖ１２＝Ａ５・〔｛ＶＯ３＋Ａ４・（ＶＯＵＴ２の交流成分）｝の最大値〕 ＝Ａ５・｛ＶＯ３＋ｍ・Ａ１・Ａ４・Ｒ２・（ＩＭＡＸ−ＩＭＩＮ）｝ これらは、第３図の第３の参考例で説明した式〔６〕、
〔７〕でＡ２をＡ１で置き換えたものと同じである。つ
まり、本参考例においても、温度の変化により閾値電流
や電流帰還比が変化しても、それに追随した直流バイア
ス電流とパルス信号電流振幅が得られることになる。

【００３４】

【実施例】

【実施例１】本発明の第１の実施例を、第７図に示す、
第７図において、３０は抵抗性素子である。３１は、抵
抗性素子３０で作成される信号電圧の振幅を検出する回
路である。３２は、パルス信号源３の出力信号電圧が高
レベルの時は閉じ、低レベルの時は開くスイッチ回路で
ある。３３は定電流源である。その他の回路要素は、第
２図のものと同じである。第７図の意図するところは、
第２図で示した第２の参考例中の信号電圧を検出する手
段２０において、帯域特性により出力電圧Ｖ４が設定値
からズレた場合に、そのズレ分を補正することにある。

【００３５】次に、第７図の動作原理を説明する。第７
図で、振幅検出回路３１の出力電圧Ｖ１３は、次式で与
えられる。 Ｖ１３＝ａ３・Ｒ３・Ｉ１ ａ３：最小値検出回路３１の電圧利得 Ｒ３：抵抗性素子３０の抵抗値 Ｉ１：定電流源３３の電流値 従って、上式を前述の式〔３〕に代入することにより、
電圧／電流変換回路１５の出力電流ＩＯとして、次式を
得る。 ここで振幅検出回路２０と３１の回路構成を同一とする
ことにより、周波数特性も含めて、ａ２とａ３を等しく
することができるので、次式を得る。

【００３６】つまり、ＩＯが、駆動回路中の周波数依存
性を示す項を含まないことになる。これにより、パルス
信号の周波数が高い場合であっても、設定値とおりのＩ
Ｏを実現することが可能となる。（一方、第２図の構成
では、式〔３〕から明らかなように、パルス信号の周波
数が高くなって電圧利得ａ２が低下すると、ＩＯが大き
い方にズレてしまう。）

【００３７】

【実施例２】本発明の第２の実施例を、第８図に示す、
第８図において、３０は抵抗性素子である。３２は、パ
ルス信号源３の出力信号電圧が高レベルの時は閉じ、低
レベルの時は開くスイッチ回路である、３３は定電流
源、３４は差動増幅回路、３５は基準電圧作成回路、３
６は高域通過回路、３７は直流バイアス電圧設定回路、
３８は信号電圧のピーク値を検出する回路である。その
他の回路要素は、第３図のものと同じである。第８図の
意図するところは、第３図で示した第３の参考例中の回
路要素２３〜２８から成る信号電圧の振幅を検出する手
段において、帯域特性により出力電圧Ｖ１２が設定値か
らズレた場合に、そのズレ分を補正することにある。

【００３８】次に、第８図の動作原理を説明する。第８
図で、ピーク検出回路３８の出力電圧Ｖ１４は、次式で
与えられる。 Ｖ１４＝Ａ８・（ＶＯ４＋Ａ６・Ａ７・Ｒ３・Ｉ１） ＶＯ４：直流バイアス電圧設定回路３７の直流バイアス
電圧 Ａ６ ：差動増幅回路３４の電圧利得 Ａ７ ：高域通過回路３６の電圧利得 Ａ８ ：直流バイアス電圧設定回路３７とピーク検出回
路３８の総合の電圧利得 Ｒ３ ：抵抗性素子３０の抵抗値 Ｉ１ ：定電流源３３の電流値 従って、上式を前述の式〔８〕に代入することにより、
電圧／電流変換回路１５の出力電流ＩＯとして、次式を
得る。 ここで差動増幅回路２３と３４、高域通過回路２５と３
６、直流バイアス電圧設定回路２６と３７、ピーク検出
回路２８と３８の回路構成をそれぞれ同一とすることに
より、周波数特性も含めて、Ａ２とＡ６、Ａ４とＡ７、
Ａ５とＡ８、ＶＯ３とＶＯ４をそれぞれ等しくすること
ができるので、次式を得る。

【００３９】つまり、ＩＯが、駆動回路中の周波数依存
性を示す項を含まないことになる、これにより、パルス
信号の周波数が高い場合であっても、設定値どおりのＩ
Ｏを実現することが可能となる。（一方、第３図の構成
では、式〔８〕から明らかなように、パルス信号の周波
数が高くなって電圧利得Ａ２、Ａ４、Ａ５のうちのひと
つでも低下すると、ＩＯが大きい方にズレてしまう。）

【００４０】次に、本発明に適用する具体的な回路構成
例について説明する。

【００４１】

【具体的な回路構成例１】参考例及び本発明の実施例中
の電圧／電流変換回路１４に適用する回路構成の一例
を、第９図に示す。第９図において、３９は電流出力端
子、４０と４１は制御電圧入力端子、４２は正電圧源、
４３は定電流源、４４と４５はＮＰＮ形トランジスタで
ある。そして、４１が電圧／電流変換回路の正相入力端
子、４０が逆相入力端子である。

【００４２】次に、第９図の動作原理を説明する。第９
図で、端子４０と４１における制御入力電圧の値を、そ
れぞれ、Ｖ４０とＶ４１とし、電流源４３の電流値をＩ
４３とすると、トランジスタ４４と４５のコレクタ電流
Ｉ４４とＩ４５は、公知のように次式となる。 したがって Ｉ４４＝（Ｉ４３／２）＋Ｘ Ｉ４５＝（Ｉ４３／２）−Ｘ と置くことにより、次の関係式を得る。

【００４３】ここで、通常、Ｘは（Ｉ４３／２）の半分
程度よりも小さいので、近似的に次式を得る。 したがって、出力電流Ｉ４４と入力制御電圧Ｖ４０、Ｖ
４１の間には、次の関係が成り立つ。

【００４４】すなわち、Ｖ４０をＶ４１よりも大きくす
るほど出力電流Ｉ４４は増加し、逆に、Ｖ４０をＶ４１
よりも小さくするほど出力電流Ｉ４４は減少する。これ
により、入力電圧Ｖ４０とＶ４１の値を制御して、必要
な直流出力電流Ｉ４４を設定することができる。また、
本電圧／電流変換回路の平衡出力電流ＩＯ２と変換係数
Ｇ２は、次式となる。 たとえば、Ｉ４３を１００ｍＡに設定した場合には、Ｉ
Ｏ２は５０ｍＡであり、Ｇ２は（公知のように、通常Ｖ
Ｔが２６ｍＶ程度であるので）１（Ａ／Ｖ）程度とな
る、ここで、上の近似式が成り立つためのＩ４４の範囲
は、Ｉ４３の２５〜７５％である。また、この時のＶ４
０とＶ４１の差は、高々３０ｍＶ程度である。

【００４５】

【具体的な回路構成例２】参考例及び本発明の実施例中
の電圧／電流変換回路１５とスイッチ回路１６に適用す
る回路構成の一例を、第１０図に示す。第１０図におい
て、４６は電流出力端子、４７はパルス信号電圧入力端
子、４８と４９は制御電圧入力端子、５０は正電圧源、
５１は基準電圧源、５２は定電流源、５３〜５６はＮＰ
Ｎ形トランジスタである。そして、４８が電圧／電流変
換回路の正相入力端子、４９が逆相入力端子である。

【００４６】次に、第１０図の動作原理を説明する。ま
ず、電圧／電流変換回路は、トランジスタ５５、５６と
定電流源５２で構成される。すなわち、端子４８と４９
における制御入力電圧の値を、それぞれ、Ｖ４８とＶ４
９とし、電流源５２の電流値をＩ５２とすると、トラン
ジスタ５５と５６のコレクタ電流Ｉ５５（すなわち、出
力電流）は、上で説明したのと同様に、次式となる。 つまり、入力電圧Ｖ４８とＶ４９の値を制御することに
より、必要な直流出力電流１５５を得ることができる。

【００４７】次に、スイッチ回路は、トランジスタ５
３、５４と基準電圧源５１で構成される。すなわち、基
準電圧源５１の電圧を、端子４７に印加するパルス信号
電圧の高レベルと低レベルの中間の値に設定する。この
時、パルス信号電圧の高／低レベルと基準電圧との電位
差は、２００ｍＶ程度以上とする。

【００４８】パルス信号電圧が高レベルにある期間中
は、トランジスタ５３がオンでトランジスタ５４がオフ
となり、トランジスタ５５のコレクタ電流Ｉ５５はトラ
ンジスタ５３を通り、出力端子４６を介してレーザダイ
オードに供給される。一方、パルス信号電圧が低レベル
にある期間中は、トランジスタ５３がオフでトランジス
タ５４がオンとなり、レーザダイオードへのトランジス
タ５５のコレクタ電流１５５の供給は停止する。これに
より、パルス信号に同期した出力電流が得られる。

【００４９】本電圧／電流変換回路の平衡出力電流ＩＯ
３と変換係数Ｇ３は、次式となる。 たとえば、Ｉ５２を５０ｍＡに設定した場合には、ＩＯ
３は２５ｍＡであり、Ｇ３は０．５（Ａ／Ｖ）程度とな
る。

【００５０】

【具体的な回路構成例３】参考例及び本発明の実施例中
の差動増幅回路２１、２３、２９、３４に適用する回路
構成の一例を、第１１図に示す。第１１図において、５
７と５８は信号電圧出力端子、５９と６０は信号電圧入
力端子、６１は正電圧源、６２は定電流源、６３と６４
および６７と６８は抵抗性素子、６５と６６はＮＰＮ形
トランジスタである。

【００５１】第１１図で、端子５９と６０を、それぞ
れ、正相信号電圧入力端子と逆相信号電圧入力端子とす
ると、端子５７と５８は、それぞれ、逆相信号電圧出力
端子と正相信号電圧出力端子である。（すなわち、端子
５９と６０を、それぞれ、正相信号電圧入力端子と逆相
信号電圧入力端子とすると、差動増幅回路２１、２３、
３４では、出力端子として端子５８が用いられ、また、
差動増幅回路２９では、端子５８がピーク検出回路２７
に接続され、端子５７が高域通過回路２５に接続され
る。）

【００５２】また、抵抗性素子６３と６４の抵抗値をＲ
６３とし、抵抗性素子６７と６８の抵抗値をＲ６７と
し、素子端子５９と６０の入力信号電圧をＶ５９とＶ６
０とし、端子５７と５８の出力信号電圧をＶ５７とＶ５
８とし、定電流源６２の電流値を１６２とし、トランジ
スタ６５と６６のコレクタ電流を、それぞれ、１６５と
１６６とし、正電圧源６１の電圧をＶ６１とし、 Ｉ６５＝（Ｉ６２／２）＋Ｙ Ｉ６６＝（Ｉ６２／２）−Ｙ と置くと、次式を得る。

【００５３】ここで通常、Ｙは（Ｉ６２／４）程度以下
であるので、次の近似式を得る。 一方、 Ｖ５７＝Ｖ６１−Ｒ６３・Ｉ６５ Ｖ５８＝Ｖ６１−Ｒ６３・Ｉ６６ である。したがって次式を得る。 つまり、本差動増幅回路の平衡出力電圧ＶＯ１と電圧利
得Ａ１は、それぞれ次式となる。 たとえば、１６２を２ｍＡとし、Ｒ６３を２ｋΩとし、
Ｒ６７を０Ωとした場合には、電圧利得Ａ１は約４０で
ある。またＶ６１を５Ｖとすると、平衡出力電圧ＶＯ１
は、３Ｖである。

【００５４】

【具体的な回路構成例４】参考例及び本発明の実施例中
の高域通過回路２５、３６と直流バイアス電圧設定回路
２６、３７に適用する回路構成の一例を、第１２図に示
す。第１２図において、６９は信号電圧入力端子、７０
は信号電圧出力端子、７１は正電圧源、７２は定電流
源、７３は容量性素子、７４は抵抗性素子である。

【００５５】第１２図で、パルス信号の繰り返し周波数
すなわちフォトダイオード出力電流信号の繰り返し周波
数での容量性素子７３のインピーダンスを、抵抗性素子
７４や定電流源７２等、端子７０に接続される回路要素
の総合の対地インピーダンスに比べて十分小さい値に設
定することにより、端子７０における出力信号電圧Ｖ７
０は、次式となる。 Ｖ０６９：端子６９に印加される入力電圧中の交流成分 Ｖ７１ ：正電圧源７１の電圧値 Ｒ７４ ：抵抗性素子７４の抵抗値 Ｉ７２ ：定電流源７２の電流値 たとえば、Ｖ７１を５Ｖ、Ｒ７４を２ｋΩ、Ｉ７２を
１．１ｍＡとすると、本回路の直流バイアス電圧ＶＯ３
は２．８Ｖとなる。また本回路の電圧利得は１である。

【００５６】

【具体的な回路構成例５】参考例及び本発明の実施例中
の信号電圧ピーク値検出回路２７、２８、３８に適用す
る回路構成例を、第１３図に示す。第１３図において、
７５は信号電圧入力端子、７６は信号電圧出力端子、７
７は正電圧源、７８は基準電圧源、７９と８０は定電流
源、８１はＮＰＮ形トランジスタ、８２〜８４はＮＰＮ
形トランジスタ、８５は容量性素子である。

【００５７】次に、第１３図の動作原理を説明する。第
１３図において、トランジスタ８１は、エミッタ電流の
供給源として定電流源７９が与えられているので、常時
オン状態となる。また、入力端子７５に印加される入力
信号Ｖ７５の振幅を４００ｍＶ程度以上とし、基準電圧
源７８の電圧Ｖ７８をＶ７５の高／低レベルの中間電圧
に設定したとすると、Ｖ７５が高レベルの期間中はトラ
ンジスタ８３はオンで８４はオフであり、Ｖ７５が低レ
ベルの期間中はトランジスタ８３はオフで８４はオンで
ある。このような条件下で、入力電圧Ｖ７５がパルス状
に変化する場合について考えてみる。

【００５８】（ｉ）Ｖ７５が低レベルから高レベルへ遷
移するとき Ｖ７５が低レベルから高レベルへ遷移するときは、トラ
ンジスタ８３はオフからオンへ転じ、コレクタ電流とし
て低電流源８０の電流が流れるようになる。一方、トラ
ンジスタ８１のエミッタ電圧Ｖ８１はＶ７５よりもＰＮ
接合電圧１段分だけ高い電圧を維持しつつ、Ｖ７５と同
様に上昇する。従って、トランジスタ８２のベース・エ
ミッタ接合のインピーダンスは非常に小さくなり、該ベ
ース・エミッタ接合を介して容量性素子８５は充電され
る。（この充電電流は、トランジスタ８２のコレクタ電
流の一部として供給される。該コレクタ電流の残り分
は、トランジスタ８３のコレクタ電流となる。）そし
て、充電電圧Ｖ７６は、Ｖ８１よりもＰＮ接合電圧１段
分だけ低い電圧となり。つまり、入力電圧Ｖ７５とほぼ
等しい電圧が８５に充電される。これらの状態は、Ｖ７
５がピーク値に到り、さらにピーク値を維持する期間
中、接続する。 （ｉｉ）Ｖ７５が高レベルから低レベルへ遷移するとき Ｖ７５が高レベルから低レベルへと遷移するときは、ト
ランジスタ８３はオンからオフへ転じ、トランジスタ８
２のコレクタ電流はその分だけ減少する。これと同時に
Ｖ８１は降下する。これらにより、トランジスタ８２の
ベース・エミッタ接合のインピーダンスは非常に高くな
り、容量性素子８５の放電経路は端子７６に接続される
負荷回路の入力インピーダンスのみ（通常、該インピー
ダンスも非常に高い。）となる。従って、容量性素子
は、上記のピーク電圧値を維持する。（正確に言うと、
負荷回路の入力抵抗を介してわずかずつ放電される。）
これらの状態は、Ｖ７５が低レベルにある期間中、接続
する。 （ｉｉｉ）Ｖ７５が再び低レベルから高レベルへ遷移す
るとき 次の周期で、再びＶ７５が高レベルへと遷移するとき
は、Ｖ８１が前周期のＶ８１のピーク値と同程度になら
なければ、トランジスタ８２はオフ状態を維持し、Ｖ７
６は前周期での値をそのまま維持する。一方、Ｖ８１が
前周期のＶ８１のピーク値を越えるとトランジスタ８２
がオンへ転じ、Ｖ７６はピーク値を更新する。以上の回
路動作により、出力電圧Ｖ７６として、入力電圧Ｖ７５
のピーク値を検出した結果が得られることになる。本回
路の電圧利得は１である。また、容量性素子の値として
はピーク値保持時定数ＴＰに関する下記２点を考慮して
設定することが必要である。

【００５９】（ａ）回路安定動作の上から、ＴＰは長い
方がよい。ＴＰがパルス信号周期と同程度以下である
と、ＩＤ／ＩＰ設定用の帰還ループを介して、発振状態
となる。通常はＴＰをパルス信号周期の１００倍以上と
する。 （ｂ）レーザダイオードの温度低下によりＩＤ／ＩＰが
減少したときに、ピーク値Ｖ７６がそれに追随しなけれ
ばならない。通常温度変化の時定数は数秒以上の大きさ
である。

【００６０】しかしながら、上記（ａ）と（ｂ）の時定
数には１６桁以上の開きがある。（たとえば、パルス信
号周波数を１００ＭＨｚとすると、ＴＰは１１μ秒以上
で、かつ１秒以下であればよい。）したがって、上記負
荷による放電電流（ＩＤ／ＩＰ出力用電圧／電流変換回
路の入力トランジスタ４４と５５のベース電流）をたと
えば（該入力トランジスタ４４と５５をダーリントン構
成として１０μＡとしたとき、容量値として０．０１μ
Ｆのものを用いればＶ７６の放電による減少は、１μ秒
につき、１ｍＶとなり（１秒につき１０００Ｖの割合）
となり（ａ）と（ｂ）の両方の条件を満足することがで
きる。

【００６１】

【その他の回路要素】本発明に適用するその他の回路要
素は、公知の回路技術を用いて容易に構成することがで
きるので、説明を省略する。（たとえば、スイッチ回路
３２は、エミッタ結合形論理ゲート回路で実現すること
ができる。）

【００６２】

【上記回路構成例の妥当性の検証】上記第１〜第３の具
体的な回路構成例の妥当性について具体例を挙げて検証
する。

【００６３】今、第９図でＩ４３を１００ｍＡとし、第
１０図でＩ５２を５０ｍＡとし、このときＩＴＨは２５
ｍＡ〜７５ｍＡ、ｍは０．０３〜０．１とし、Ｒ２を３
０Ωとする。また、第１〜第３の回路構成例の回路定数
はそれぞれの項で述べたものを用いる。このとき、第３
の参考例において、 （ｉ）Ｖ５を４Ｖ、Ｖ７を２５ｍＶに設定すれば、 Ａ３・ＶＯ１−Ｖ５＋Ａ１・Ａ３・Ｖ７＝１×３（Ｖ）
−４（Ｖ）＋４０×１×２５（ｍＶ）＝０ を満たす。 （ｉｉ）ｍ・Ａ１・Ａ３・Ｇ２・Ｒ２≧０．０３×４０
×１×１（Ａ／Ｖ）×３０（Ω）＝３６ これは１よりも十分大きい （ｉｉｉ）ｍ・Ａ２・Ａ４・Ａ５・Ｇ２・Ｒ２≧０．０
３×４０×１×０．５（Ａ／Ｖ）×３０（Ω）＝１８ これは１よりも十分大きい （ｉｖ）ｍ・Ａ１・Ａ３・Ｇ２・Ｒ２・ＩＴＨ≧０．０
３×４０×１×１（Ａ／Ｖ）×３０（Ω）×１５（ｍ
Ａ）＝５４０（ｍＡ） これは、ＩＯ２（＝５０ｍＡ）よりも十分大きい。 （ｖ）Ｖ６を４Ｖに設定すれば Ｇ３・（Ｖ６−Ａ５・ＶＯ３）＝０．５（Ａ／Ｖ）×１
４（Ｖ）−１×２．８（Ｖ）｝＝６００（ｍＡ） これはＩＯ３（＝２５ｍＡ）よりも十分に大きい。 このとき、ＩＤとＩＯは次式となる。

【００６４】ＩＴＨに対するＩＤの誤差は、（５０ｍＡ
／９００ｍＡ）以下、すなわち、５％以下と十分小さ
い。 ＩＯの設定誤差は、（２５ｍＡ／６００）、すなわち５
％と十分小さい。

【００６５】

【計算機シミュレーションによる動作確認】上記の具体
的回路例を、本発明の第２の実施例に適用して計算機シ
ミュレーションにより動作確認した。その結果の一例
を、第１４図（ＩＤを示す）と第１５図（ＩＯを示す）
に示す。ここではパルス信号周波数として、１５０ＭＨ
ｚに設定している。また、グラフの縦横の軸は各出力電
流作成用定電流源４３と５２の電流値Ｉ４３とＩ５２で
正規化してある。また、各出力電流は、実際に使用する
と思われる範囲についてプロットしてある。

【００６６】第１４図から、ほぼＩＴＨに等しい直流バ
イアス電流ＩＤが得られることがわかる。（ＩＴＨが低
い方でＩＤの誤差が大きくなるのは、前記の電圧／電流
変換回路の平衡出力電流ＩＯ２による誤差分が相対的に
大きくなることに依る。）また、第１５図からほぼｍに
反比例したパルス信号電流振幅が得られることがわか
る。

【００６７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によるレー
ザダイオード駆動回路は、直流バイアス電流値とパルス
信号電流値を、レーザダイオードの発光状態に合わせ
て、それぞれ独立に設定することができるので、任意の
温度特性を持つレーザダイオードの光出力電力を一定に
保つことができる。これにより、レーザダイオードの寿
命低下を生ずることもなく、またレーザダイオードを選
別して使用する必要もないので、レーザダイオードを含
めた発光装置全体の製造コストを低減することができる
という利点がある。さらに受光側（受信側）での受光電
力が温度によって変動することもなくなるので、温度に
対して安定な光伝送システムを構築できるという利点も
ある。

【００６８】さらに、振幅検出回路において、帯域特性
により出力電圧が設定値からズレた場合に、そのズレ分
を補正するので、レーザダイオード駆動電流の振幅が、
駆動回路中の周波数依存性を示す項を含まないことにな
る。これにより、パルス信号の周波数が高い場合であっ
ても、設定値とおりのレーザダイオード駆動電流の振幅
を実現することが可能となる。

【００６９】

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に関連した技術の第１の参考例を示す
図、第２図は第２の参考例を示す図、第３図は第３の参
考例を示す図、第４図は第４の参考例を示す図、第５図
は第５の参考例を示す図、第６図は第６の参考例を示す
図、第７図は本発明の第１の実施例を示す図、第８図は
本発明の第２の実施例を示す図、第９図〜第１３図は本
発明等に適用する具体的な回路構成例を示す図、第１４
図と第１５図は本発明の回路動作の計算機シミュレーシ
ョン結果を示す図、第１６図はレーザダイオードの一般
的な特性を示す図、第１７図は、従来のレーザダイオー
ド駆動回路を示す図である。 １…レーザダイオード ２…フォトダイオード ３…パルス信号源 ４、５、４２、５０、５１、６１、７１、７７、７８…
電圧源 ６、１４、１５…電圧／電流変換回路 ７、１７、１８、２２、２４、３５…基準電圧作成回路 ８、１６、３２…スイッチ回路 ９、３３、４３、５２、６２、７２、７９、８０…定電
流源 １０…低域通過回路 １１、１３、３０、６３、６４、６７、６８、７４…抵
抗性素子 １２、７３、８５…容量性素子 １９…信号電圧の最小値を検出する回路 ２０、３１…信号電圧の振幅を検出する回路 ２１、２３、２９、３４…差動増幅回路 ２５、３６…高域通過回路 ２６、３７…直流バイアス電圧を設定する回路 ２７、２８、３８…信号電圧のピーク値を検出する回路 ３９、４０、４１、４６〜４９、５７〜６０、６９、７
０、７５、７６…端子 ４４、４５、５３〜５６、６５、６６、８１〜８４…ト
ランジスタ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】レーザダイオードと、上記レーザダイオー
   ドの光出力電力を検知する受光素子と、上記受光素子の
   出力電流信号を電圧信号に変換する第１の電流／電圧信
   号変換手段と、上記レーザダイオードを所要の電流で駆
   動する手段とを有し、かつ上記電流／電圧信号変換手段
   の出力電圧を検出して上記レーザダイオード駆動用直流
   電流もしくは上記レーザダイオード駆動用パルス信号電
   流の少なくとも一方の電流値を制御する帰還ループを具
   備するレーザダイオード駆動回路において、 上記第１の電流／電圧信号変換手段の出力電圧の最小値
   を検出する最小値検出回路と、上記最小値検出回路の最
   小値電圧出力と第１の基準電圧との両者の入力によりレ
   ーザダイオードの駆動用直流電流を得る第１の電圧／電
   流変換回路とを有して、レーザダイオード駆動用直流電
   流を制御する手段を備えた帰還ループと、 上記第１の電流／電圧信号変換手段の振幅を検出する第
   １の振幅検出回路と、上記第１の振幅検出回路の振幅電
   圧出力と第２の基準電圧を発生する基準電圧発生手段の
   出力との両者の入力により、出力にパルス信号電圧源に
   よって開閉する第１のスイッチ回路を介して上記レーザ
   ダイオードの駆動用パルス電流を得る第２の電圧／電流
   変換回路とを有して、レーザダイオード駆動用パルス電
   流を制御する手段を備えた帰還ループとを具備し、 かつ、上記第２の基準電圧を発生する上記基準電圧発生
   手段は、第２の電流／電圧信号変換手段と、電流源と、
   第２の振幅検出回路と、上記パルス信号電圧源によって
   開閉動作を行う第２のスイッチ回路とからなり、上記第
   ２の電流／電圧信号変換手段は、上記第２のスイッチ回
   路を介して上記電流源に接続され、上記第２のスイッチ
   回路で開閉動作される上記電流源の電流を電圧に変換
   し、上記第２の振幅検出回路は上記第２の電流／電圧信
   号変換手段の出力電圧の振幅を検出し、該第２の振幅検
   出回路の出力を該基準電圧発生手段の出力端とする、こ
   とを特徴とするレーザダイオード駆動回路。