JPH0831649B2 - レーザダイオード駆動回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、レーザダイオードの温度が変化した場合で
も該レーザダイオードの光出力電力を一定に維持するこ
とのできるレーザダイオード駆動回路に関するものであ
る。

［従来の技術］ 光ファイバ通信の発光源としては、数百MHzないしは
数GHzの高速応答が可能で小形・軽量であるという特徴
を生かして、レーザダイオードがよく用いられている。
第16図は、一般的なレーザダイオードの駆動電流と光出
力電力の関係を表わしたものであって、レーザダイオー
ドの温度が低い場合（T1）と高い場合（T2）について書
いてある。公知のように、レーザダイオードに流れる電
流（すなわち、レーザダイオードの駆動電流）がいわゆ
る閾値電流を越えるとレーザダイオードは発光し、閾値
電流以上の領域では、ほぼ駆動電流に比例した光出力電
力が得られる。そして、閾値電流はレーザダイオードの
温度が高いほど大きく、一方、閾値電流以上の電流領域
での発光効率（駆動電流と光出力電力の比例係数）は、
温度が高いほど小さくなる。

また、駆動電流を（バイアス電流を流さずに）零の状
態から増大させると、いわゆる発振遅延と緩和振動の影
響により、レーザダイオードが高速応答することができ
ない。このため、一般的には、閾値電流に等しいバイア
ス電流を予め流しておく方法がとられている。

つまり、周囲温度に依らずに安定で、しかも高速に応
答する光出力電力を得るための理想的なレーザダイオー
ド駆動方法は、以下のようになる。

（ｉ）高速応答動作を可能とするために、常に閾値電流
に等しい直流バイアス電流（ID1、ID2）を流しておく。

（ii）発光時にのみ、パルス入力信号に同期したパルス
信号電流（IP1、IP2）を流す。

（iii）温度が変化しても常に一定の光出力電力（P0）
が得られるように、温度に応じて直流バイアス電流の大
きさとパルス信号電流の振幅を調整する。

（iv）このため、レーザダイオードの光出力電力をモニ
タし、予め設定した値からズレた場合には直流バイアス
電流の大きさとパルス電流の振幅を調整するように、帰
還ループを構成する。

ここで、光出力をモニタする受光素子としては、通
常、フォトダイオードが用いられる。これは、フォトダ
イオードの光入力電力−電流出力特性が光入力電力の広
い範囲にわたって線形であるとともに、該光入力電力−
電流出力特性が温度の広い範囲にわたって一定であると
いう、フォトダイオードの優れた特性に依るものであ
る。

しかしながら、従来の駆動方法では、温度が変化した
場合に、パルス電流の振幅は変えずに、直流バイアス電
流の大きさだけを調整していた。

この種のレーザダイオード駆動回路の従来例を、第17
図に示す。第17図で、１はレーザダイオード、２はレー
ザダイオードの光出力電力をモニタするためのフォトダ
イオード、３はパルス信号源、４と５は正電圧源であ
る。６は、７で作成した基準電圧と10で作成したモニタ
電圧との差を増幅して電流を出力する電圧／電流変換回
路である。７は、パルス信号源３の出力信号電圧のデュ
ーティ比に比例した基準電圧を作成する回路である。８
は、パルス信号源３の出力信号電圧が高レベルの時は閉
じ、低レベルの時は開くスイッチ回路である。９は、レ
ーザダイオード１に供給するパルス信号電流を作成する
ための定電流源である。10は光出力電力モニタ用フォト
ダイオード２の出力電流のうちの直流分に比例した電圧
を作成する低域通過回路であり、抵抗性素子11と容量性
素子12から成る。また、IDはレーザダイオードに供給す
る直流バイアス電流、IPはレーザダイオードに供給する
パルス信号電流、I0はは定電流源９の電流値である。

次に、第17図の動作原理について説明する。第17図に
おいて、レーザダイオード１の閾値電流をITHとする
と、前述したように、レーザダイオードの光出力電力は
（IP＋ID−ITH）に比例する。一方、フォトダイオード
２の出力電流IOUTはレーザダイオードの光出力電力に比
例する。従って、次の関係式が成り立つ。

IOUT＝ｍ・（IP＋ID−ITH） ここでｍは比例係数であるが、レーザダイオード駆動
電流とフォトダイオード出力電流との間の電流帰還比と
して定義することもできるので、以後、電流帰還比と書
く。

さて、基準電圧作成回路７で作成される電圧は、パル
ス信号源３の出力電圧のデューティ比ｄに比例するが、
これをｄ・V1と書くこととする。また、公知のように、
低域通過回路10で作成される電圧V2はフォトダイオード
の出力電流信号のデューティ比、すなわちパルス入力信
号のデューティ比ｄに比例した値となるので、次式を得
る。

V2＝ｄ・R1・（IOUTの最大値） ＝ｄ・ｍ・R1・（IO＋ID−ITH） R1:抵抗性素子11の抵抗値 これらより、次の関係式を得る。

ID＝G1・（ｄ・V1−V2）＋I01 ＝ｄ・G1・｛V1−ｍ・R1・（IO＋ID−ITH）｝＋I01 I01:電圧／電流変換回路６の平衡出力電流（正相入力ｄ
・V1と逆相入力V2が等しい時の出力電流） G1:電圧／電流変換回路６の電圧／電流変換係数 したがって、V1をｍ・R1・IOに等しい値に設定するとと
もに、 （ｄの最小値）・ｍ・G1・R1が１よりも十分大きく、 （ｄの最小値）・ｍ・G1・R1・（ITHの最小値）がI01よ
りも十分大きくなるように設定することにより次式を得
る。

つまり、ITHが変化しても、それに追随したIDが帰還
ループの働きにより得られることになる。

しかしながら、このような従来の駆動回路では次に述
べるような欠点があり、その解決を要する課題があっ
た。

［発明が解決しようとする課題］ 上記の従来の駆動回路では、周囲温度が変化した場合
に、パルス信号電流の振幅IOは変えずに、直流バイアス
電流IDの大きさだけを調整していたので、高温時に必要
な光出力電力P0が得られるようにパルス信号電流の値を
設定すれば、低温時には光出力電力がP0よりも大きくな
ってしまい、レーザダイオード自身の発熱が大となり、
レーザダイオードの破壊ないしは寿命の低下が生じると
いう欠点があった。逆に、低温時に必要な光出力電力P0
が得られるようにパルス信号電流の値を設定すれば、高
温時に光出力電力が不足してしまい長距離の光ファイバ
伝送をした場合に受光側での信号が小さくなってしまう
という欠点があった。また、この欠点を補うために、閾
値電流以上の電流領域での発光効率（駆動電流と光出力
電力の比例係数）が周囲温度に依らず一定のレーザダイ
オードを選別して適用しようとすると、レーザダイオー
ドの価格が高くなり、発光装置の価格が増大してしまう
という欠点があった。

本発明の目的は、任意の温度特性を持つレーザダイオ
ードに対して適用して所定の出力を得るよう制御できる
レーザダイオード駆動回路を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記の目的を達成するとため、本発明では、レーザダ
イオードの光出力電力を検知する受光素子の出力電流信
号を電圧信号に変換する電流／電圧信号変換手段の出力
電圧から該出力電圧の最小値を検出する最小値検出回路
と、該最小値検出回路の最小値電圧出力と第１の基準電
圧との両者の入力によりレーザダイオードの駆動用直流
電流を得る第１の電圧／電流変換回路とを有して、レー
ザダイオード駆動用直流電流を制御する手段を備えた帰
還ループと、上記電流／電圧信号変換手段の出力電圧か
ら該出力電圧の振幅を検出する振幅検出回路と、該振幅
検出回路の振幅電圧出力と第２の基準電圧との両者の入
力により、出力に、パルス信号電圧源によって開閉する
スイッチ回路を介して上記レーザダイオードの駆動用パ
ルス電流を得る第２の電圧／電流変換回路とを有して、
レーザダイオード駆動用パルス電流を制御する手段を備
えた帰還ループとを具備する構成とした。

［作用］ 後述において数式を用いて作用を適確に詳述するが、
上記手段は概括的に次のような作用によりその目的を達
成する。すなわち、上記第１の電圧／電流変換回路は、
レーザダイオード駆動用直流電流値を制御する帰還ルー
プを構成する中で、受光素子出力の電流／電圧信号変換
手段の出力電圧から検出された最小値電圧の入力を第１
の基準電圧の入力に等しくするように直流電流を出力し
てレーザダイオードを駆動する。

受光素子の出力から検出された最小値電圧は、レーザ
ダイオードを発光させる閾値電流より若干大きい駆動電
流と上記閾値電流との差に比例するから、上記第１の基
準電圧を零に近い所定値にすることにより、第１の電圧
／電流変換回路出力電流をレーザダイオードの閾値電流
に近からしめることになる。

一方、上記第２の電圧／電流変換回路は、レーザダイ
オード駆動用パルス電流値を制御する帰還ループを構成
する中で、受光素子出力の電流／電圧信号変換手段の出
力電圧から検出された振幅電圧を第２の基準電圧に等し
くするよう、パルス出力電流をスイッチ回路を介してレ
ーザダイオードに供給する。

その結果は、レーザダイオードにその閾値電流に重畳
してパルス的に与えられる振幅電流値を前記電流帰還比
ｍに反比例する大きさを持つよう制御することが可能と
なる。

以上の作用により、本発明の構成は、レーザダイオー
ドが任意の温度特性を持っていても、これを所定の出力
になるよう制御することを可能にするものである。

［実施例］ （実施例１） 第１図は、本発明の第１の実施例であって、１はレー
ザダイオード、２はレーザダイオードの光出力電力をモ
ニタするためのフォトダイオード、３はパルス信号源、
４と５は正電圧源、13はフォトダイオードの出力電流信
号を電圧信号に変換する抵抗性素子である。14は、17で
作成した基準電圧と19で検出した最小電圧との差を増幅
して電流を出力する電圧／電流変換回路である。15は、
18で作成した基準電圧と20で検出した振幅電圧との差を
増幅して電流を出力する電圧／電流変換回路である。16
は、パルス信号源３の出力信号電圧が高レベルの時は閉
じ、低レベルの時は開くスイッチ回路である。17と18は
基準電圧作成回路である。19は、抵抗性素子13で作成さ
れる信号電圧の最小値を検出する回路である。20は、抵
抗性素子13で作成される信号電圧の増幅を検出する回路
である。また、IDは電圧／電流変換回路14の出力電流、
IOは電圧／電流変換回路15の出力電流、IPはレーザダイ
オードに供給するパルス信号電流である。

次に、第１図の動作原理について説明する。第１図に
おいて、レーザダイオード１の閾値電流をITHとする
と、光出力電力は（IP＋ID−ITH）に比例する。一方、
フォトダイオード２の出力電流IOUTはレーザダイオード
１の光出力電力に比例する。従って、次の関係式が成り
立つ。

IOUT＝ｍ・（IP＋ID−ITH） m:電流帰還比 さて、最小値検出回路19で検出される最小値V3は、レ
ーザダイオード駆動電流の最小値がIDであるので、次式
となる。

V3＝a1・ｍ・R2・（ID−ITH） R2:抵抗性素子13の抵抗値 a1:最小値検出回路19の電圧利得 また、振幅検出回路20で検出される電圧振幅V4は、レ
ーザダイオード駆動電流の振幅がIOであるので、次式と
なる。

V4＝a2・ｍ・R2・IO a2:振幅検出回路20の電圧利得 これらより、次の関係式を得る。

ID＝G2・（V5−V3）＋I02 ＝G2・｛V5−a1・ｍ・R2・（ID−ITH）｝＋I02 〔１〕 IO＝G3・（V6−V4）＋I03 ＝G3・（V6−a2・ｍ・R2−IO）＋I03 〔２〕 G2:電圧／電流変換回路14の電圧／電流変換係数 G3:電圧／電流変換回路15の電圧／電流変換係数 I02:電圧／電流変換回路14の平衡出力電流 I03:電圧／電流変換回路15の平衡出力電流 V5:基準電圧作成回路17の出力電圧 V6:基準電圧作成回路18の出力電圧 そこで、a1・ｍ・G2・R2とa2・ｍ・G3・R2を１よりも十
分大きい値に設定するとともに、 がITHの最小値よりも十分小さく、G3・V6がI03よりも十
分大きくなるように設定することにより、次式を得る。

すなわち、直流バイアス電流IDは閾値電流ITHにほぼ
等しく、パルス信号電流振幅IOは電流帰還比にほぼ反比
例するような制御出力が得られる。パルス信号電流振幅
を温度の変化に対して追随させるようにするためには、
パルス信号電流振幅をｍに反比例させることが好まし
い。

つまり、上式から、温度の変化により閾値電流ITHや
電流帰還比ｍが変化しても、それに追随した直流バイア
ス電流IDとパルス信号電流振幅IOが、帰還ループの働き
により得られることになる。

（実施例２） 本発明の第２の実施例を、第２図に示す。第２図にお
いて、個々の回路要素は、第１図のものと同じである。
第２図では、抵抗性素子13の出力電圧を正電圧源５との
間で作成するようにした点が、第１図と異なる。（第１
図では、アース電位との間で作成している。） 第２図で、最小値検出回路19は、フォトダオード２の
出力電流の最小値に対応した電圧を検出し、また、振幅
検出回路20は、フォトダイオード２の出力電流の振幅値
に対応した電圧を検出するので、第１図で説明した動作
原理がそのまま適用できることは明らかである。

（実施例３） 本発明の第３の実施例を、第３図に示す。第３図にお
いて、21と23は差動増幅回路、22と24は基準電圧作成回
路、25は高域通過回路、26は直流バイアス電圧設定回
路、27と28は信号電圧のピーク値を検出する回路であ
る。他の回路要素は、第１図のものと同じである。

次に、第３図の動作原理を説明する。第３図で、差動
増幅回路21と23の電圧利得を、それぞれA1とA2とし、基
準電圧作成回路22と24の出力電圧を、それぞれ、V7とV8
とすると、差動増幅回路21と23の出力電圧V9とV10は次
式となる。

V9＝V01＋A1・（V7−R2・IOUT） 〔４〕 V10＝V02＋A2・（V8−R2・IOUT） 〔５〕 V01:差動増幅回路21の出力電圧の平衡中心値（正相入力
電圧と逆相入力電圧が等しい時の出力電圧） V02:差動増幅回路23の出力電圧の平衡中心値 フォトダイオード２の出力電流IOUTはパルス状の電流
であるが、その最大値と最小値を、それぞれ、IMAXとIM
INとする。また、ピーク検出回路27の電圧利得をA3、高
域通過回路25の電圧利得をA4、直流バイアス電圧設定回
路26およびピーク検出回路27の総合の電圧利得をA5、直
流バイアス電圧設定回路26により設定される直流バイア
ス電圧をV03とする。この時、ピーク検出回路27によっ
て検出される電圧V11と、ピーク検出回路28によって検
出される電圧V12は、それぞれ、次式となる。

V11＝A3・（V9の最大値） ＝A3・｛V01＋A1・（V7−R2・IMIN）｝ 〔６〕 V12＝A5・〔｛V03＋A4・（V10の交流成分）｝の最大
値〕 ＝A5・｛V03＋A2・A4・R2・（IMAX−IMIN）｝ 〔７〕 一方、IMAXはｍ・（IO＋ID−ITH）であり、IMINはｍ
・（ID−ITH）である。従って、次の関係式を得る。

V11＝A3・〔V01＋A1・｛V7−ｍ・R2・（ID−ITH）｝〕 V12＝A5・｛V03＋ｍ・A2・A4・R2・IO）｝ これにより、次のように、第１の実施例で述べた式
〔Ｉ〕と式〔２〕と同様な関係式を得る。

ID＝G2・（V11−V5＋I02 ＝G2・｛A3・V01−V5＋A1・A3・V7 −A1・A3・ｍ・R2・（ID−ITH）｝＋I02 IO＝G3・（V6−V12）＋I03 ＝G3・(V6−A5・V03−A2・A4・A5・m・R2・IO)＋I03 ここで、A3・V01−V5＋A1・A3・V7が零となるように
設定するとともにｍ・A1・A3・G2・R2とｍ・A2・A4・A5
・G3・R2を１に比べて十分大きい値に設定し、さらに、
ｍ・A1・A3・G2・R2・（ITHの最小値）をI02よりも十分
大きくし、G3・（V6−A5・V03）をI03よりも十分大きく
することにより、次式を得る。

つまり、温度の変化により閾値電流ITHや電流帰還比
ｍが変化しても、それに追随した直流バイアス電流IDと
パルス信号電流振幅IOが、帰還ループの働きにより得ら
れることになる。

（実施例４） 本発明の第４の実施例を、第４図に示す。第４図にお
いて、個々の回路要素は、第３図のものと同じである。
第４図では、抵抗性素子13の出力電圧を正電圧源５との
間で作成するようにした点が、第３図に示した第３の実
施例と異なる。

次に、第４図の動作原理を説明する。第４図で、正電
圧源５の電圧をVCCとすると、抵抗性素子13の出力電圧
はVCC−R2・IOUTとなる。したがって基準電圧作成回路2
2と24の出力電圧を、それぞれVCC−V7′とVCC−V8′と
なるように設定すれば、本実施例における差動増幅回路
21と23の出力電圧V9とV10は、それぞれ、 V9＝V01＋A1・（V7′−R2・IOUT） V10＝V02＋A2・（V8′−R2・IOUT） V01:差動増幅回路21の出力電圧の平衡中心値 V02:差動増幅回路23の出力電圧の平衡中心値 となり、第３図の式〔４〕、〔５〕と同じになる。つま
り、本実施例においても、温度の変化により閾値電流や
電流帰還比が変化しても、それに追随した直流バイアス
電流とパルス信号電流振幅が得られることになる。

（実施例５） 本発明の第５の実施例を、第５図に示す。第５図で
は、第３図における差動振幅回路21と23を１個の差動増
幅回路21で兼用した点が、第３図と異なる。

次に、第５図の動作原理を説明する。第５図で差動増
幅回路21の電圧利得をA1とし、基準電圧作成回路22の出
力電圧をV7とすると、差動増幅回路21の出力電圧V9は次
式となる。

V9＝V01＋A1・（V7−R2・IOUT） V01:差動増幅回路21の出力電圧の平衡中心値 したがってピーク検出回路27によって検出される電圧
V11と、ピーク検出回路28によって検出される電圧V12
は、それぞれ、次式となる。

V11＝A3・（V9の最大値） ＝A3・｛V01＋A1・（V7−R2・IMIN）｝ V12＝A5・〔｛V03＋A4・（V9の交流成分）｝の最大値〕 ＝A5・｛V03＋A1・A4・R2・（IMAX−IMIN）｝ これらは、第３図の第３の実施例で説明した式〔６〕、
〔７〕でA2をA1で置換えたものと同じである。つまり、
本実施例においても、温度の変化により閾値電流や電流
帰還比が変化しても、それに追随した直流バイアス電流
とパルス信号電流振幅が得られることになる。

（実施例６） 本発明の第６の実施例を、第６図に示す。第６図にお
いて、29は差動増幅回路である。その他の回路要素は、
第５図のものと同じである。第６図では、差動増幅回路
29が正相出力OUT1と逆相出力OUT2の二つの出力を持つ点
が、第５図と異なる。

次に、第６図の動作原理を説明する。第６図で差動増
幅回路29の電圧利得をA1とし、基準電圧作成回路22の出
力電圧をV7とすると、差動増幅回路21の正相出力電圧VO
UT1と逆相出力電圧VOUT2は次式となる。

VOUT1＝V01＋A1・（V7−R2・IOUT） VOUT2＝V01−A1・（V7−R2・IOUT） V01:差動増幅回路21の出力電圧の平衡中心値 したがってピーク検出回路27によって検出される電圧
V11と、ピーク検出回路28にって検出される電圧V12は、
それぞれ、次式となる。

V11＝A3・（VOUT1の最大値） A3・｛V01＋A1・（V7−ｍ・R2・IMIN）｝ V12＝A5・〔{V03＋A4・(VOUT2の交流成分)}の最大値〕 ＝A5・｛V03＋ｍ・A1・A4・R2・（IMAX−IMIN）｝ これらは、第３図の第３の実施例で説明した式
〔６〕、〔７〕でA2をA1で置換えたものと同じである。
つまり、本実施例においても、温度の変化により閾値電
流や電流帰還比が変化しても、それに追随した直流バイ
アス電流とパルス信号電流振幅が得られることになる。

（実施例７） 本発明の第７の実施例を、第７図に示す。第７図にお
いて、30は抵抗性素子である。31は、抵抗性素子30で作
成される信号電圧の振幅を検出する回路である。32は、
パルス信号源３の出力信号電圧が高レベルの時は閉じ、
低レベルの時は開くスイッチ回路である。33は定電流源
である。その他の回路要素は、第２図のものと同じであ
る。第７図の意図するところは、第２図で示した第２の
実施例中の信号電圧を検出する手段20において、帯域特
性により出力電圧V4が設定値からズレた場合に、そのズ
レ分を補正することにある。

次に、第７図の動作原理を説明する。第７図で、振幅
検出回路31の出力電圧V13は、次式で与えられる。

V13＝a3・R3・I1 a3:最小値検出回路31の電圧利得 R3:抵抗性素子30の抵抗値 I1:定電流源33の電流値 従って、上式を前述の式〔３〕に代入することにより、
電圧／電流変換回路15の出力電流IOとして、次式を得
る。

ここで振幅検出回路20と31の回路構成を同一とするこ
とにより、周波数特性も含めて、a2とa3を等しくするこ
とができるので、次式を得る。

つまり、IOが、駆動回路中の周波数依存性を示す項を
含まないことになる。これにより、パルス信号の周波数
が高い場合であっても、設定値どおりのIOを実現するこ
とが可能となる。

（一方、第２図の構成では、式〔３〕から明らかなよう
に、パルス信号の周波数が高くなって電圧利得a2が低下
すると、IOが大きい方にズレてしまう。） （実施例８） 本発明の第８の実施例を、第８図に示す。第８図にお
いて、30は抵抗性素子である。32は、パルス信号源３の
出力信号電圧が高レベルの時は閉じ、低レベルの時は開
くスイッチ回路である。33は定電流源、34は差動増幅回
路、35は基準電圧作成回路、36は高域通過回路、37は直
流バイアス電圧設定回路、38は信号電圧のピーク値を検
出する回路である。その他の回路要素は、第３図のもの
と同じである。第８図の意図するところは、第３図で示
した第３の実施例中の回路要素23〜28から成る信号電圧
の振幅を検出する手段において、帯域特性により出力電
圧V12が設定値からズレた場合に、そのズレ分を補正す
ることにある。

次に、第８図の動作原理を説明する。第８図で、ピー
ク検出回路38の出力電圧V14は、次式で与えられる。

V14＝A8・（V04＋A6・A7・R3・I1） V04:直流バイアス電圧設定回路37の直流バイアス電圧 A6:差動増幅回路34の電圧利得 A7:高域通過回路36の電圧利得 A8:直流バイアス電圧設定回路37とピーク検出回路38の
総合の電圧利得 R3:抵抗性素子30の抵抗値 I1:定電流源33の電流値 従って、上式を前述の式〔８〕に代入することによ
り、電圧／電流変換回路15の出力電流IOとして、次式を
得る。

ここで差動増幅回路23と34、高域通過回路25と36、直
流バイアス電圧設定回路26と37、ピーク検出回路28と38
の回路構成をそれぞれ同一とすることにより、周波数特
性も含めて、A2とA6、A4とA7、A5とA8、V03とV04をそれ
ぞれ等しくすることができるので、次式を得る。

つまり、IOが、駆動回路中の周波数依存性を示す項を含
まないことになる。これにより、パルス信号の周波数が
高い場合であっても、設定値どおりのIOを実現すること
が可能となる。

（一方、第３図の構成では、式〔８〕から明らかなよう
に、パルス信号の週数が高くなって電圧利得A2、A4、A5
のうちのひとつでも低下すると、IOが大きい方にズレて
しまう。） 次に、本発明に適用する具体的な回路構成例について
説明する。

（具体的な回路構成例１） 本発明の実施例中の電圧／電流変換回路14に適用する
回路構成の一例を、第９図に示す。第９図において、39
は電流出力端子、40と41は制御電圧入力端子、42は正電
圧源、43は定電流源、44と45はNPN形トランジスタであ
る。そして、41が電圧／電流変換回路の正相入力端子、
40が逆相入力端子である。

次に、第９図の動作原理を説明する。第９図で、端子
40と41における制御入力電圧の値を、それぞれ、V40とV
41とし、電流源43の電流値をI43とすると、トランジス
タ44と45のコレクタ電流I44とI45は、公知のように次式
となる。

I44＋I45＝I43 k:ボルツマン定数 T:絶対温度 q:単位電荷 したがって と置くことにより、次の関係式を得る。

ここで、通常、ＸはI43/2の半分程度よりも小さいの
で、近似的に次式を得る。

したがって、出力電流I44と入力制御電圧V40、V41の間
には、次の関係が成り立つ。

すなわち、V40をV41よりも大きくするほど出力電流I4
4は増加し、逆に、V40をV41よりも小さくするほど出力
電流I44は減少する。これにより、入力電圧V40とV41の
値を制御して、必要な直流出力電流I44を設定すること
ができる。また、本電圧／電流変換回路の平衡出力電流
I02と変換変換係数G2は、次式となる。

たとえば、I43を100mAに設定した場合には、I02は50m
Aであり、G2は（公知のように、通常VTが26mV程度であ
るので）１（A/V）程度となる。ここで、上の近似式が
成り立つためのI44の範囲は、I43の25〜75％である。ま
た、この時のV40とV41の差は、高々30mV程度である。

（具体的な回路構成例２） 本発明の実施例中の電圧／電流変換回路15とスイッチ
回路16に適用する回路構成の一例を、第10図に示す。第
10図において、46は電流出力端子、47はパルス信号電圧
入力端子、48と49は制御電圧入力端子、50は正電圧源、
51は基準電圧源、52は定電流源、53〜56はNPN形トラン
ジスタである。そして、48が電圧／電流変換回路の正相
入力端子、49が逆相入力端子である。

次に、第10図の動作原理を説明する。まず、電圧／電
流変換回路は、トランジスタ55、56と定電流源52で構成
される。すなわち、端子48と49における制御入力電圧の
値を、それぞれ、V48とV49とし、電流源52の電流値をI5
2とすると、トランジスタ55と56のコレクタ電流I55（す
なわち、出力電流）は、上で説明したのと同様に、次式
となる。

つまり、入力電圧V48とV49の値を制御することによ
り、必要な直流出力電流I55を得ることができる。

次に、スイッチ回路は、トランジスタ53、54と基準電
圧源51で構成される。すなわち、基準電圧源51の電圧
を、端子47に印加するパルス信号電圧の高レベルと低レ
ベルの中間の値に設定する。この時、パルス信号電圧の
高／低レベルと基準電圧との電位差は、200mV程度以上
とする。

パルス信号電圧が高レベルにある期間中は、トランジ
スタ53がオンでトランジスタ54がオフとなり、トランジ
スタ55のコレクタ電流I55はトランジスタ53を通り、出
力端子46を介してレーザダイオードに供給される。一
方、パルス信号電圧が低レベルにある期間中は、トラン
ジスタ53がオフでトランジスタ54がオンとなり、レーザ
ダイオードへのトランジスタ55のコレクタ電流I55の供
給は停止する。これにより、パルス信号に同期した出力
電流が得られる。

本電圧／電流変換回路の平衡出力電流と変換係数G3
は、次式となる。

たとえば、I52を50mAに設定した場合には、I03は25mAで
あり、G3は0.5（A/V）程度となる。

（具体的な回路構成例３） 本発明の実施例中の差動増幅回路21、23、29、34に適
用する回路構成の一例を、第11図に示す。第11図におい
て、57と58は信号電圧出力端子、59と60は信号電圧入力
端子、61は正電圧源、62は定電流源、63と64および67と
68は抵抗性素子、65と66はNPN形トランジスタである。

第11図で、端子59と60を、それぞれ、正相信号電圧入
力端子と逆相信号電圧入力端子とすると、端子57と58
は、それぞれ、逆相信号電圧出力端子と正相信号電圧出
力端子である。（すなわち、端子59と60を、それぞれ、
正相信号電圧入力端子と逆相信号電圧入力端子とする
と、差動増幅回路21、23、34では、出力端子として端子
58が用いられ、また、差動増幅回路29では、端子58がピ
ーク検出回路27に接続され、端子57が高域通過回路25に
接続される。） また、抵抗性素子63と64の抵抗値をR63とし、抵抗性
素子67と68の抵抗値をR67とし、素子端子59と60の入力
信号電圧をV59とV60とし、端子57と58の出力信号電圧を
V57とV58とし、定電流源62の電流値をI62とし、トラン
ジスタ65と66のコレクタ電流を、それぞれ、I65とI66と
し、正電圧源61の電圧をV61とし、 と置くと、次式を得る。

ここで、通常、ＹはI62/4程度以下であるので、次の
近似式を得る。

一方、 V57＝V61−R63・I65 V58＝V61−R63・I66 である。したがって次式を得る。

つまり、本差動増幅回路の平衡出力電圧V01と電圧利
得A1は、それぞれ次式となる。

たとえば、I62を2mAとし、R63を2kΩとし、R67を０Ω
とした場合には、電圧利得A1は約40である。またV61を5
Vとすると、平衡出力電圧V01は、3Vである。

（具体的な回路構成例４） 本発明の実施例中の高域通過回路25、36と直流バイア
ス電圧設定回路26、37に適用する回路構成の一例を、第
12図に示す。第12図において、69は信号電圧入力端子、
70は信号電圧出力端子、71は正電圧源、72は定電流源、
73は容量性素子、74は抵抗性素子である。

第12図で、パルス信号の繰り返し周波数すなわちフォ
トダイオード出力電流信号の繰り返し周波数での容量性
素子73のインピーダンスを、抵抗性素子74や定電流源72
等、端子70に接続される回路要素の総合の対地インピー
ダンスに比べて十分小さい値に設定することにより、端
子70における出力信号電圧V70は、次式となる。

V70V069＋（V71−R74・I72） V069:端子69に印加される入力電圧中の交流成分 V71:正電圧源71の電圧値 R74:抵抗性素子74の抵抗値 I72:定電流源72の電流値 たとえば、V71を5V、R74を2kΩ、I72を1.1mAとする
と、本回路の直流バイアス電圧V03は2.8Vとなる。また
本回路の電圧利得は１である。

（具体的な回路構成例５） 本発明の実施例中の信号電圧ピーク値検出回路27、2
8、38に適用する回路構成例を、第13図に示す。第13図
において、75は信号電圧入力端子、76は信号電圧出力端
子、77は正電圧源、78は基準電圧源、79と80は定電流
源、81はNPN形トランジスタ、82〜84はNPN形トランジス
タ、85は容量性素子である。

次に、第13図の動作原理を説明する。第13図におい
て、トランジスタ81は、エミッタ電流の供給源として定
電流源79が与えられているので、常時オン状態となる。
また、入力端子75に印加される入力信号V75の振幅を400
mV程度以上とし、基準電圧源78の電圧V78をV75の高／低
レベルの中間電圧に設定したとすると、V75が高レベル
の期間中はトランジスタ83はオンで84はオフであり、V7
5が低レベルの期間中はトランジスタ83はオフで84はオ
ンである。このような条件下で、入力電圧V75がパルス
状に変化する場合について考えてみる。

（ｉ）V75が低レベルから高レベルへ遷移するとき V75が低レベルから高レベルへ遷移するときは、トラ
ンジスタ83はオフからオンへ転じ、コレクタ電流として
定電流源80の電流が流れるようになる。一方、トランジ
スタ81のエミッタ電圧V81はV75よりもPN接合電圧１段分
だけ高い電圧を維持しつつ、V75と同様に上昇する。従
って、トランジスタ82のベース・エミッタ接合のインピ
ーダンスは非常に小さくなり、該ベース・エミッタ接合
を介して容量性素子85は充電される。（この充電電流
は、トランジスタ82のコレクタ電流の一部として供給さ
れる。該コレクタ電流の残りの分は、トランジスタ83の
コレクタ電流となる。）そして、充電電圧V76は、V81よ
りもPN接合電圧１段分だけ低い電圧となり、つまり、入
力電圧V75とほぼ等しい電圧が85に充電される。これら
の状態は、V75がピーク値に到り、さらにピーク値を維
持する期間中、維持する。

（ii）V75が高レベルから低レベルへ遷移するとき V75が高レベルから低レベルへと遷移するときは、ト
ランジスタ83はオンからオフへ転じ、トランジスタ82の
コレクタ電流はその分だけ減少する。これと同時にV81
は降下する。これらにより、トランジスタ82のベース・
エミッタ接合のインピーダンスは非常に高くなり、容量
性素子85の放電経路は端子76に接続される負荷回路の入
力インピーダンスのみ（通常、該インピーダンスも非常
に高い。）となる。従って、容量性素子は、上記のピー
ク電圧値を維持する。（正確に言うと、負荷回路の入力
抵抗を介してわずかずつ放電される。）これらの状態
は、V75が低レベルにある期間中、持続する。

（iii）V75が再び低レベルから高レベルへ遷移するとき 次の周期で、再びV75が高レベルと遷移するときは、V
81が前周期のV81のピーク値と同程度にならなければ、
トランジスタ82はオフ状態を維持し、V76は前周期での
値をそのまま維持する。一方、V81が前周期のV81のピー
ク値を越えるとトランジスタ82がオンへ転じ、V76はピ
ーク値を更新する。

以上の回路動作により、出力電圧V76として、入力電
圧V75のピーク値を検出した結果が得られることにな
る。本回路の電圧利得は１である。また、容量性素子の
値としてはピーク値保持時定数TPに関する下記２点を考
慮して設定することが必要である。

（ａ）回路安定動作の上から、TPは長い方がよい。TPが
パルス信号周期と同程度以下であると、ID/IP設定用の
帰還ループを介して、発振状態となる。通常はTPをパル
ス信号周期の100倍以上とする。

（ｂ）レーザダイオードの温度低下によりID/IPが減少
したときに、ピーク値V76がそれに追随しなければなら
ない。通常温度変化の時定数は数秒以上の大きさであ
る。

しかしながら、上記（ａ）と（ｂ）の時定数には16桁
以上の開きがある。（たとえば、パルス信号周波数を10
0MHzとすると、TPは11μ秒以上で、かつ１秒以下であれ
ばよい。）したがって、上記負荷による放電電流（ID/I
P出力用電圧／電流変換回路の入力トランジスタ44と55
のベース電流）をたとえば（該入力トランジスタ44と55
をダーリントン構成として10μＡとしたとき、容量値と
して0.01μＦのものを用いればV76の放電による減少
は、１μ秒につき、1mVとなり（１秒につき1000Vの割
合）となり（ａ）と（ｂ）の両方の状けを満足すること
ができる。

（その他の回路要素） 本発明に適用するその他の回路要素は、公知の回路技
術を用いて容易に構成することができるので、説明を省
略する。（たとえば、スイッチ回路32は、エミッタ結合
形論理ゲート回路で実現することができる。） （上記回路構成例の妥当性の検証） 上記第１〜第３の具体的な回路構成例の妥当性につい
て具体例を挙げて検証する。

今、第９図でI43を100mAとし、第10図でI52を50mAと
し、このときITHは25mA〜75mA、ｍは0.03〜0.1とし、R2
を30Ωとする。また、第１〜第３の回路構成例の回路定
数はそれぞれの項で述べたものを用いる。このとき、本
発明の第３の実施例において、 （ｉ）V5を4V、V7を25mVに設定すれば、 A3・V01−V5＋A1・A3＝V7＝１×３（Ｖ）−４（Ｖ） ＋40×１×25（mV）＝０ を満たす。

（ii）ｍ・A1・A3・G2・R2≧0.03×40×１ ×１（A/V）×30（Ω）＝36 これは１よりも十分大きい （iii）ｍ・A2・A4・A5・G2・R2≧0.03×40 ×１×0.5（A/V）×30（Ω）＝18 これは１よりも十分大きい （iv）ｍ・A1・A3・G2・R2・ITH≧0.03×40 ×１×１（A/V）×30（Ω）×15（mA）＝504（mA） これは、I02（＝50mA）よりも十分大きい。

（ｖ）V6を4Vに設定すれば G3・（V6−A5・V03）＝0.5（A/V） ×｛４（Ｖ）−１×2.8（Ｖ）｝＝600（mA） これはI03（＝25mA）よりも十分に大きい。

このとき、IDとIOは次式となる。

ITHに対するIDの誤差は、50mA/900mA以下、すなわち、
５％以下と十分小さい。

IOの設定誤差は25（mA）/600、すなわち５％と、十分小
さい。

（計算機シミュレーションによる動作確認） 上記の具体的回路例を、本発明の第８の実施例に適用
して計算機シミュレーションにより動作確認した。その
結果の一例を、第14図（IDを示す）と第15図（IOを示
す）に示す。ここではパルス信号周波数として、150MHz
に設定している。また、グラフの縦横の軸は各出力電流
作成用定電流源43と52の電流値I43とI52で正規化してあ
る。また、各出力電流は、実際に使用すると思われる範
囲についてプロットしてある。

第14図から、ほぼITHに等しい直流バイアス電流IDが
得られることがわかる。（ITHが低い方でIDの誤差が大
きくなるのは、前記の電圧／電流変換回路の平衡出力電
流I02による誤差分が相対的に大きくなることに依
る。）また、第15図からほぼｍに反比例したパルス信号
電流振幅が得られることがわかる。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によるレーザダイオード
駆動回路は、直流バイアス電流値とパルス信号電流値
を、レーザダイオードの発光状態に合わせて、それぞれ
独立に設定することができるので、任意の温度特性を持
つレーザダイオードの光出力電力を一定に保つことがで
きる。これにより、レーザダイオードの寿命低下を生ず
ることもなく、またレーザダイオードを選別して使用す
る必要もないので、レーザダイオードを含めた発光装置
全体の製造コストを低減することができるという利点が
ある。さらに受光側（受信側）での受光電力が温度によ
って変動することもなくなるので、温度に対して安定な
光伝送システムを構築できるという利点もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す図、第２図は本発
明の第２の実施例を示す図、第３図は本発明の第３の実
施例を示す図、第４図は本発明の第４の実施例を示す
図、第５図は本発明の第５の実施例を示す図、第６図は
本発明の第６の実施例を示す図、第７図は本発明の第７
の実施例を示す図、第８図は本発明の第８の実施例を示
す図、第９図〜第13図は本発明に適用する具体的な回路
構成例を示す図、第14図と第15図は本発明の回路動作の
計算機シミュレーション結果を示す図、第16図はレーザ
ダイオードの一般的な特性を示す図、第17図は従来のレ
ーザダイオード駆動回路を示す図である。 １……レーザダイオード ２……フォトダイオード ３……パルス信号源 ４、５、42、50、51、61、71、77、78……電圧源 ６、14、15……電圧／電流変換回路 ７、17、18、22、24、35……基準電圧作成回路 ８、16、32……スイッチ回路 ９、33、43、52、62、72、79、80……定電流源 10……低域通過回路 11、13、30、63、64、67、68、74……抵抗性素子 12、73、85……容量性素子 19……信号電圧の最小値を検出する回路 20、31……信号電圧の振幅を検出する回路 21、23、29、34……差動増幅回路 25、36……高域通過回路 26、37……直流バイアス電圧を設定する回路 27、28、38……信号電圧のピーク値を検出する回路 39、40、41、46〜49、57〜60、69、70、75、76……端子 44、45、53〜56、65、66、81〜84……トランジスタ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】レーザダイオードと、該レーザダイオード
   の光出力電力を検知する受光素子と、該受光素子の出力
   電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧信号変換手段
   と、上記レーザダイオードを所要の電流で駆動する手段
   とを有し、かつ上記電流／電圧信号変換手段の出力電圧
   を検出して上記レーザダイオード駆動用直流電流もしく
   は上記レーザダイオード駆動用パルス信号電流の少なく
   とも一方の電流値を制御する帰還ループを具備するレー
   ザダイオード駆動回路において、上記電流／電圧信号変
   換手段の出力電圧から該出力電圧の最小値を検出する最
   小値検出回路と、該最小値検出回路の最小値電圧出力と
   第１の基準電圧との両者の入力によりレーザダイオード
   の駆動用直流電流を得る第１の電圧／電流変換回路とを
   有して、レーザダイオード駆動用直流電流を制御する手
   段を備えた帰還ループと、上記電流／電圧信号変換手段
   の出力電圧から該出力電圧の振幅を検出する振幅検出回
   路と、該振幅検出回路の振幅電圧出力と第２の基準電圧
   との両者の入力により、出力に、パルス信号電圧源によ
   って開閉するスイッチ回路を介して上記レーザダイオー
   ドの駆動用パルス電流を得る第２の電圧／電流変換回路
   とを有して、レーザダイオード駆動用パルス電流を制御
   する手段を備えた帰還ループとを具備することを特徴と
   するレーザダイオード駆動回路。