JPH10341120A

JPH10341120A - 増幅回路

Info

Publication number: JPH10341120A
Application number: JP16797297A
Authority: JP
Inventors: Mare Tan; 希丹
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1997-06-10
Filing date: 1997-06-10
Publication date: 1998-12-22

Abstract

(57)【要約】【課題】広い周波数範囲において、多い帰還量であり
ながら、高い安定度を保ち、初段のクリップによる過渡
歪を発生させない増幅回路を提供する。【解決手段】入力段に少なくとも２つのトランジスタ
により構成される差動増幅器を用いて、負帰還をかける
構成の増幅回路にあって、差動増幅器を構成する２つの
トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のエミッタ抵抗Ｒｅによる
直流電圧降下が、最大入力尖頭電圧の２分の１以上に設
定されるよう、エミッタ抵抗の値を定めている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は高忠実度再生装置に
使用する低周波増幅回路に関し、特にオーディオ信号を
ハイファイ再生する増幅回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のオーディオ信号増幅用アンプ（増
幅回路）は、性能が良くなるにつれて、動特性が大きな
問題となってきた。そこで、電流歪やノイズ特性を改善
するために差動型増幅回路が用いられてきたが、従来の
回路では、高周波域やパルス応答が不完全で過渡歪を発
生させていた。従来の差動入力で高負帰還の回路では、
立ち上がりの速いステップ入力があった場合、２段目以
降の回路定数で決まる応答時間中フィードバックが戻っ
てこないので、初段のダイナミックレンジをオーバーし
てクリップあるいはカットオフすることにより、増幅作
用が失われ、大きなトランジェット歪を生じていた。こ
の歪は、従来、定量的に測定することが困難であった
が、オシロスコープで波形観測すると、容易に認められ
るものであった。つまり、初段がクリップすると、差動
増幅の特質として無信号時の２倍の一定電流となり、こ
の一定電流で２段目コレクタ・ベース間容量を充電する
ことになり、立ち上がり波形が、一定の傾きを持った直
線になっていた。そして入力信号の振幅により立ち上が
り時間が変化していた。

【０００３】このことは、トランジェット歪の発生ばか
りでなく、小出力時と大出力時の立ち上がり時間が変化
し、周波数特性も変化するので、位相余裕の変化となり
安定性を損なっていた。これは、小出力時と大出力時の
音質が変化する大きな要因となっていた。そして音質変
化の少ない範囲で使用しようとすると、過剰なまでの出
力余裕度が必要となり、使用者にとって、大きな経済的
負担を強いることになっていた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】したがって、各メーカ
ーとも、このトランジェット歪を低減しようとして開回
路における周波数特性の改善や、帰還量の低減などを試
みてきた。しかし開回路の周波数特性を拡大すると、位
相余裕が少なくなり、回路が不安定になりやすく多量の
ネガティブフィードバックを安定にかけられなかった。
また、フィードバック量を低減すると、歪やノイズが増
え、出力インピーダンスも大きくなるという問題があっ
た。このように、ネガティブフィードバックで全ての特
性を満足させることができず、ネガティブフィードバッ
クは、必要悪であるとまで言われてきた。

【０００５】本発明は、こうした欠点を除いて、広い周
波数範囲において、多い帰還量でありながら、高い安定
度を保ち、初段のクリップによる過渡歪を発生させない
増幅回路を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明では差動増幅器を構成する２つのトランジス
タのエミッタ抵抗による直流電圧降下が、最大入力尖頭
電圧の２分の１以上に設定されるよう、エミッタ抵抗の
値を定めたものである。

【０００７】すなわち、本発明によれば入力段に少なく
とも２つのトランジスタにより構成される差動増幅器を
用いて、負帰還をかける構成の増幅回路において、前記
差動増幅器を構成する２つのトランジスタのエミッタ抵
抗による直流電圧降下が、最大入力尖頭電圧の２分の１
以上に設定されるよう、前記エミッタ抵抗の値を定めた
ことを特徴とする増幅回路が提供される。

【０００８】本発明の増幅回路は上記のように構成され
ているので、次のように動作する。すなわち、エミッタ
抵抗が上記のように設定されているので、初段トランジ
スタが、いかなる瞬時においてもクリップやカットオフ
を起こさない。このための条件を求めると、最大振幅に
おいて、初段エミッタ抵抗に流れる電流の方向が反転し
ないことである。つまり、負帰還がかかっていない状態
でも、負帰還をかけた状態と同じ入力電圧を許容するこ
とである。初段は差動増幅なので、無信号時に、最大入
力尖頭電圧の２分の１以上の直流電圧が各エミッタ抵抗
にかかっていればよいことになる。このように構成する
と、どのようなパルス入力でも初段トランジスタが、ク
リップやカットオフしないので、増幅作用が失われるこ
とがない。そして次段のコンデンサＣｃｂを、小振幅か
ら最大振幅までリニアリティよく充電するので、パルス
応答波形が素直になる。また、初段トランジスタに多量
の電流負帰還がかかるので、高周波特性が良くなり、位
相余裕も大きくなるので、多量の負帰還を安定してかけ
ることができる。したがって、本発明によれば、低歪、
低トランジェット歪、広帯域、高安定のアンプを構成す
ることができる。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下、図面と共に本発明の好まし
い実施の形態について説明する。図１は本発明増幅回路
の好ましい第１の実施の形態を示す回路図である。本発
明の実施の形態としてはオーディオ信号を増幅する入力
段（初段）のプッシュプル回路構成の２つの差動増幅回
路として実現されるが、その性能の評価のため、本発明
をも含む高い安定度の要求されるパワーアンプを構成し
た。このパワーアンプは、本発明の増幅回路に平衡プッ
シュプル回路構成の電力増幅部を追加したものである。
図１中、２つのトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２はコレクタ
同士がそれぞれのコレクタ抵抗Ｒｃで接続され、またエ
ミッタ同士がそれぞれのエミッタ抵抗Ｒｅで接続されて
第１の差動増幅回路を構成している。もう１組のトラン
ジスタＴｒ３、Ｔｒ４もコレクタ同士がそれぞれのコレ
クタ抵抗Ｒｃで接続され、またエミッタ同士がそれぞれ
のエミッタ抵抗Ｒｅで接続されて第２の差動増幅回路を
構成している。トランジスタＴｒ１のエミッタは２つの
直列接続された抵抗Ｒｆを介してトランジスタＴｒ３の
エミッタに接続され、同様にトランジスタＴｒ２のエミ
ッタは２つの直列接続された抵抗Ｒｆを介してトランジ
スタＴｒ４のエミッタに接続されている。

【００１０】各トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、
Ｔｒ４のコレクタは次段の２つの差動増幅回路を構成す
る４つのトランジスタＴｒ５、Ｔｒ６、Ｔｒ７、Ｔｒ８
のベースに接続されている。Ｃｃｂはこれらの各トラン
ジスタＴｒ５、Ｔｒ６、Ｔｒ７、Ｔｒ８のベース・コレ
クタ間に接続されたコンデンサ（キャパシタ）である。
なお、入力端子ＩＮ１はトランジスタＴｒ１、Ｔｒ３の
ベースにそれぞれ接続され、もう１つの入力端子ＩＮ２
はトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４のベースにそれぞれ接続
されている。出力端子ＯＵＴ１は直列接続された抵抗Ｒ
ｆの接続点に接続され、もう１つの出力端子ＯＵＴ２は
直列接続されたもう１組の抵抗Ｒｆの接続点に接続され
ている。なお、＋Ｖｃｃと−Ｖｃｃは正負の電源ライン
であり、Ｉ１、Ｉ２はこれらの電源ライン＋Ｖｃｃと−
Ｖｃｃとエミッタ抵抗Ｒｅの接続点間に接続された定電
流源である。

【００１１】このアンプの概要を示すと、最大出力８オ
ームで２５Ｗ、電圧増幅度３０ｄｂ、増幅段の供給電圧
は、正負それぞれ３５Ｖ、各増幅素子はトランジスタで
ある。諸定数は、Ｒｅ＝１ｋΩ、Ｒｆ＝３０ｋΩ、Ｒｃ
＝３３ｋΩ、Ｃｃｂ＝１０ｐＦ、初段無信号時電流＝
０．５ｍＡ、出力段は、２段ダーリントンである。初段
エミッタ抵抗Ｒｅの求め方は、まず、出力尖頭電圧を負
荷抵抗と最大出力から求め２０Ｖとなる。この値を電圧
増幅度で割った値が尖頭入力電圧となり０．６７Ｖを得
る。この２分の１の０．３３５Ｖ以上をＲｅにかけるの
で、初段電流０．５ｍＡから、Ｒｅ＝６７０Ω以上とな
り、ここでは１ｋΩとした。

【００１２】このアンプの周波数特性は、ＤＣ〜４００
ｋＨｚで −３ｄＢ、立ち上がり時間も小出力から最大
出力まで一定で、０．７μＳ、このときの立ち上がり波
形は、ＣＲ１段のローパスフィルターと同じであり、非
常に素直で綺麗なものであった。また、出力インピーダ
ンスを測定すると、低域で０．０１Ωでダンピングファ
クターに換算すると９００、１００ｋＨｚで０．０５Ω
で同じく換算すると１６０という値になった。また、負
荷に０．０１μＦのコンデンサーを並列に接続しても、
発振や波形の乱れは認められなかった。このアンプのネ
ガティブフィードバック量は、およそ５５ｄＢであり、
オープンループでの周波数特性は、１７００Ｈｚで−３
ｄＢであった。

【００１３】次に、本発明の第２の実施の形態として初
段をＦＥＴとした電圧増幅回路について実験した。この
増幅回路を含むアンプは、図２に示す構成である。な
お、図１のエミッタ抵抗Ｒｅは、各ＦＥＴのソース側抵
抗Ｒｅとなっている。したがって、本明細書でいうエミ
ッタ抵抗Ｒｅには、各ＦＥＴのソース側抵抗Ｒｅも含ま
れるものとする。本実験は最大出力電圧１０ボルト、電
圧増幅度２０ｄＢ、電源電圧は正負それぞれ２４ボル
ト、初段無信号時電流０．３ｍＡという設定で行った。
回路定数はそれぞれＲｅ＝２．２ｋΩ、Ｒｆ＝２０ｋ
Ω、Ｒｃ＝２７ｋΩ、とした。また、Ｃｃｂは２ｐＦ
と、２段目トランジスタの内部帰還容量である１．６〜
１．８ｐＦの合成値とした。このアンプの立ち上がり時
間は、０．２μＳ以下、周波数帯域は、１．７ＭＨｚ以
上であり、第１の実施の形態と同じく、小振幅から最大
振幅まで変化しなかった。ネガティブフィードバック量
は５４ｄＢで、オープンループの周波数特性は４ｋＨｚ
で−３ｄＢであった。出力インピーダンスは、低域にお
いて０．３２Ω、１００ｋＨｚで０．７２Ωであった。

【００１４】次に本発明の効果を確認するために、図１
のエミッタ抵抗Ｒｅを様々に変化させたときの動作につ
いて実験を行った。すなわち、図１の増幅回路を変形し
た図３に示す回路により、入力段を構成する差動増幅回
路の２つのトランジスタＴ₁、Ｔ₂のエミッタ抵抗Ｒｅを
下記の４段階の抵抗値に変化させるととともに、それぞ
れの抵抗値にて小出力（出力電圧１．４ＶＰ．Ｐ．）及
び大出力時（１４ＶＰＰ）での出力信号の波形観測を行
った。図４〜図７はこれら、４段階における出力信号の
オシロスコープ写真である。図３は図１のプッシュプル
回路構成の片側に対応するものであり、図３のトランジ
スタＴ₁、Ｔ₂が図１のトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２に対
応し、図３のトランジスタＴ₃、Ｔ₄、Ｔ₈及び周辺の抵
抗などが定電流源Ｉ１を構成している。

【００１５】初段電流はトランジスタＴ₈のエミッタ抵
抗により設定される。トランジスタＴ₈のベース・エミ
ッタ間に接続されたダイオードＤ₁の電圧降下は１．８
Ｖとなるので、エミッタ抵抗にかかる電圧は１．２Ｖに
なる。初段差動増幅回路の電流の合計値を１．１ｍＡと
するため、トランジスタＴ₈のエミッタ抵抗を１．１ｋ
Ωとした。同様に２段目の電流もトランジスタＴ₇のエ
ミッタ抵抗により設定される。ここでは、電流を８ｍＡ
とし、トランジスタＴ₇のエミッタ抵抗を１５０Ωとし
た。

【００１６】初段の差動増幅回路が２つのトランジスタ
Ｔ₁、Ｔ₂で構成されているので、ベース電流がそれぞれ
流れる。そこで、ベース抵抗を同じ値とすれば、出力端
子電位差を０Ｖとすることができる。この回路ではベー
ス抵抗を２７ｋΩとした。また、ベース電流によって発
生する電圧をカットするため、それぞれのベース回路に
２２０μＦのコンデンサを入れた。なお、出力段は一般
的な２段ダーリントン接続回路とした。

【００１７】

【表１】１Ｒｅ＝０Ω 図４２Ｒｅ＝３３０Ω 図５３Ｒｅ＝６６０Ω 図６４Ｒｅ＝１２８０Ω 図７

【００１８】なお、図４〜図７の写真において、（Ａ）
で示す左側の写真は上記小出力時（出力電圧１．４Ｖ
Ｐ．Ｐ．）のもの、（Ｂ）で示す右側の写真は上記大出
力時（１４ＶＰＰ）のものである。

【００１９】これらのオシロスコープによる波形観測か
ら次のことが分かる。（１）Ｒｅ＝０Ωでは、小出力時と大出力時で大きく
波形が変わっており、大出力時では、その波形の立ち上
がりと立ち下がりでのレスポンスの遅れが目立つ。（２）Ｒｅ＝３３０Ωでは、大出力時にわずかに立ち
上がり、立ち下がりに直線部分があるが出力の大小に対
する波形の変化は少ない。なお、大出力時の立ち上が
り、立ち下がりおける直線部分は、クリップによるもの
であり、音質に悪影響がある。（３）Ｒｅ＝６６０Ω及び１２８０Ωでは、出力の大
小に対する波形の変化はほとんど認められない。また波
形そのものは、ＣＲ１段のローパスフィルターと同等と
見られる。

【００２０】以上の実験から、Ｒｅ ≧ ６６０Ωで出力
の大小による波形の変化はほとんどなく、かつクリップ
の影響もないことから、Ｒｅ ≧ ６６０Ω となるよう
エミッタ抵抗Ｒｅを設定すればよいことがわかる。な
お、測定誤差などを考慮した安全率をみると、Ｒｅ ≧
１ｋΩに設定することは好ましい態様である。

【００２１】一方、エミッタ抵抗Ｒｅの値を計算値より
下げた場合について検討すると、Ｒｅ＝３３０Ω は計
算値の約１／３であるがＲｅ＝０Ω の場合に比較する
と大きな改善効果が見られる。この場合初段増幅度が上
がりフィードバック量が増え歪み率及び出力インピーダ
ンスの低下が期待できる。

【００２２】

【表２】上記実験の条件は下記のとおりである。（１）使用した計測器オシロスコープ岩通ＳＳ−５７１１ＤＣ〜１００ＭＨｚオシロ用プローブ岩通ＳＳ−００１２ＤＣ〜１００ＭＨｚ 10:1 発振器岩通ＰＧ−２３０方形波パルスジェネレーター出力設定パルス幅４μＳ繰り返し３０μＳ出力電圧５０ｍＶＰ．Ｐ．及び０．５ＶＰ．Ｐ．（２）実験に使用したアンプ出力６０Ｗ／８Ωのパワーアンプ回路差動入力１段オールバイポーラトランジスタ形コンプリメンタリーＢ級プッシュプル出力段抵抗値の算出出力６０Ｗ／８Ωよりピーク出力電圧は、３０．９８Ｖ増幅度２８より入力ピーク電圧は、１．１Ｖ初段電流０．５５ｍＡからＲｅ＝１ｋΩ以上となる。また実験では、様々な抵抗値に変化させてみるため０Ω・３３０Ω・６６０Ω・１２８０Ωという設定とした。これは、基板上に設けたスイッチにより切り換わるようにした。（３）位相補正用コンデンサ初段のＲｅを変化させると初段増幅度が変化し、フィードバック量が変化するそこで適度な周波数特性と安定度を確保するため各Ｒｅ値に合わせた位相補正用コンデンサーを設定した。Ｒｅ＝０Ω １６０ｐＦＲｅ＝３３０Ω ２８ｐＦＲｅ＝６６０Ω ２８ｐＦＲｅ＝１２８０Ω １０ｐＦ

【００２３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明では入力段
の差動増幅回路を構成する２つのトランジスタのエミッ
タ抵抗を６６０Ω以上としたので、増幅信号の周波数特
性は、出力の大小によって変化しない。すなわち大出力
時も小出力時と同様な波形が得られる、出力信号レベル
の増大によって悪化しない。また、出力信号の立ち上が
り時間は、小出力から最大出力まで一定である。さらに
パルス応答波形は、ＣＲ１段のローパスフィルターと同
等で、素直であり、出力の大小による変化が無い。ま
た、本発明ではネガティブフィードバックが超高域まで
多量にかかり、出力インピーダンスが１００ｋＨｚとい
う超高域まで十分に低い。また本発明の増幅回路は、広
帯域、高帰還にもかかわらず高い負荷安定度を有してい
る。このように、本発明の増幅回路は、出力の大小によ
る特性の変化がなく、広帯域にわたり安定であり、従来
のアンプに比べ、その性能が著しく向上していることが
わかる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の増幅回路の好ましい実施の形態の回路
図である。

【図２】本発明の増幅回路の他の実施の形態として初段
増幅素子をＦＥＴに置き換えて構成した増幅回路の回路
図である。

【図３】本発明の効果を示すために行った実験に用いた
回路構成を示す回路ずである。

【図４】実験結果を示すオシロスコープの波形写真であ
る。

【図５】実験結果を示すオシロスコープの波形写真であ
る。

【図６】実験結果を示すオシロスコープの波形写真であ
る。

【図７】実験結果を示すオシロスコープの波形写真であ
る。

【符号の説明】

ＣｃｂコンデンサＲｅエミッタ抵抗Ｒｃコレクタ抵抗Ｒｆフィードバック抵抗Ｔｒ１〜Ｔｒ８、Ｔ₁〜Ｔ₁₃ トランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力段に少なくとも２つのトランジスタ
により構成される差動増幅器を用いて、負帰還をかける
構成の増幅回路において、前記差動増幅器を構成する２つのトランジスタのエミッ
タ抵抗による直流電圧降下が、最大入力尖頭電圧の２分
の１以上に設定されるよう、前記エミッタ抵抗の値を定
めたことを特徴とする増幅回路。
【請求項２】前記エミッタ抵抗の値が６７０Ω以上で
あることを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
【請求項３】前記差動増幅器が２つ設けられ、これら
がプッシュプル接続されている請求項１又は２に記載の
増幅回路。