JPH10337093A - 回転電機の方形波電圧駆動システム - Google Patents
回転電機の方形波電圧駆動システムInfo
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- JPH10337093A JPH10337093A JP9138324A JP13832497A JPH10337093A JP H10337093 A JPH10337093 A JP H10337093A JP 9138324 A JP9138324 A JP 9138324A JP 13832497 A JP13832497 A JP 13832497A JP H10337093 A JPH10337093 A JP H10337093A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 回転位置検出装置の簡略化とともに制御自体
の簡略化も図り得る回転電機の方形波電圧駆動システム
を提供する。 【解決手段】ＰＭモータ１１の回転磁極位置をパルスジ
ェネレータ１２で検出してその出力パルスＰ1 ，Ｐ2 ，
Ｐ3 が表す位置情報に基づくインバータ１８の制御によ
り当該ＰＭモータ１１を駆動する場合において、電機子
電流の波高値を制御し、方形波電圧の位相をフィードフ
ォワードで与えるようにしたものである。
の簡略化も図り得る回転電機の方形波電圧駆動システム
を提供する。 【解決手段】ＰＭモータ１１の回転磁極位置をパルスジ
ェネレータ１２で検出してその出力パルスＰ1 ，Ｐ2 ，
Ｐ3 が表す位置情報に基づくインバータ１８の制御によ
り当該ＰＭモータ１１を駆動する場合において、電機子
電流の波高値を制御し、方形波電圧の位相をフィードフ
ォワードで与えるようにしたものである。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は回転電機の方形波電
圧駆動システムに関し、特に永久磁石形回転電機の制御
に用いて有用なものである。 【０００２】 【従来の技術】永久磁石回転子を界磁とする同期電動機
を直流電動機と同様の特性で運転する方式としてベクト
ル制御が提案されている。このベクトル制御には回転子
の磁極位置を表す情報に基づいて電流及び電圧を座標変
換することで同期回転座標（ｄ−ｑ軸）を用いて制御す
るものがある（例えば特開平９−５１７００号公報）。
かかるベクトル制御による永久磁石形回転電機の正弦波
駆動では、永久磁石形回転電機の回転子の磁極の微小位
置を検出する必要がある。このための従来技術を開示す
るものとして特開平８−５４２０５号公報がある。 【０００３】上記公報（特開平８−５４２０５号）に開
示する「回転電機の回転位置検出装置」を図６〜図９に
基づき説明する。本例は８極の回転界磁形の同期電動機
に適用するものであり、図６に示すように、電気角で６
０°（機械角で１５°）毎の回転軸の絶対位置を検出す
るための絶対位置検出部Ｉ、隣接する絶対位置間の相対
位置を細分割して検出するための相対位置検出部II並び
に絶対位置検出部Ｉ及び相対位置検出部IIの出力信号を
処理して回転軸の回転位置を演算する演算部III を有す
る。 【０００４】絶対位置検出部Ｉは、図７に示すように、
回転軸１に固着され、この回転軸１と一体的に回転する
円板２と３個のセンサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃとを有する。 【０００５】円板２は、図７（ａ）に特にこの部分を抽
出して示すように、その最外周部に円周方向に亘り凸部
２ａと凹部２ｂとが電気角で１８０°（機械角で４５
°）毎に交互に形成してある。センサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ
は、図７（ｂ）に特にこの部分を抽出して示すように、
発光部３ａ及び受光部３ｂを有しており、発光部３ａと
受光部３ｂとの間に円板２の凸部２ａ若しくは凹部２ｂ
が位置するよう周方向に亘り等配に配設してある。すな
わち、センサ３Ａ〜３Ｃは、図７（ｃ）に示すように、
固定子巻線のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ対応するよう周方
向に亘り機械角で１２０°隔てた位置にそれぞれ配設・
固定してある。また、このとき、回転磁界に伴ない固定
子巻線のＵ相に誘起される電圧とセンサ３Ａとの位相が
一致するよう、すなわち図８に示す関係となるよう円板
２の位置を調整してある。 【０００６】このように円板２の位置を調整することに
より、出力パルスＰ1 が立上がる際の磁界位置をＵ相巻
線と一致させることができるので、これを磁界の絶対位
置の基準点とすることができる。 【０００７】図６に示すパルス発生回路４は、各センサ
３Ａ，３Ｂ，３Ｃの出力パルスＰ1，Ｐ2 ，Ｐ3 の立上
り及び立下り時点に基づき電気角でπ／３毎の絶対位置
パルスＰ4 を発生するものである。このときの波形を図
９に示す。同図に示すように、出力パルスＰ1 ，Ｐ2 ，
Ｐ3 はそれぞれ固定子巻線のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の誘起電
圧Ｕ，Ｖ，Ｗに位相が一致するように構成してあり、図
中のＰ4-0 ，Ｐ4-1 ，Ｐ4-2 ，Ｐ4-3 ，…が絶対位置パ
ルスである。 【０００８】相対位置検出部IIは円板部５，センサ部６
ａ，６ｂ、正転／逆転パルス発生回路７及びカウンタ８
からなるロータリエンコーダで構成したものである。円
板部５は周方向に亘り多数のスリットが等間隔で形成し
てあり、π／３毎の絶対位置の間の細分割された回転角
度を検出するよう回転軸１に固着してある。センサ部６
ａ，６ｂは円板部５のスリットを透過する光に感応して
これを電気信号に変換するもので、回転軸１の回転量に
応じた数のＡ相パルス信号Ｐ5 とＢ相パルス信号Ｐ6 を
それぞれ送出する。Ａ相パルス信号Ｐ5 とＢ相パルス信
号Ｐ6 とは、周波数は同じであるが位相がπ／２ずれて
おり、したがってＡ相パルス信号Ｐ5 とＢ相パルスＰ6
との関係に基づき回転軸１の回転方向を検出し得る。 【０００９】正転／逆転パルス発生回路７はＡ相パルス
信号Ｐ5 及びＢ相パルス信号Ｐ6 に基づき回転軸１の回
転方向を検出するとともに、センサ部６ａ，６ｂが発生
したパルス数に応じた加算パルス信号Ｐ7 若しくは減算
パルス信号Ｐ8 を送出する。本実施例においては、円板
部５の１回転で７２０個のＡ，Ｂ相パルス信号Ｐ5 ，Ｐ
6 が発生するように構成してあるが、これでは３６０°
／７２０パルス＝０．５／１パルスと精度が充分ではな
いため、正転／逆転パルス発生回路７ではＡ相若しくは
Ｂ相パルス信号Ｐ5 ，Ｐ6 を４逓倍、すなわちＡ相若し
くはＢ相パルス信号Ｐ5 ，Ｐ6 の周波数を４倍に上げた
加減算パルス信号Ｐ7 ，Ｐ8 としている。カウンタ８に
は絶対位置パルスＰ4 の入力毎に所定の値がプリセット
され、さらに入力された加減算パルス信号Ｐ7 ，Ｐ8 の
パルス数が所定値に対し加算若しくは減算される。すな
わち、正転時には絶対位置からの回転位置が所定値に加
算したパルスの数として、また逆転時には絶対位置から
の回転位置が所定位置から減算したパルスの数としてカ
ウントされる。かくしてカウンタ８は絶対位置間の相対
位置情報であるカウント信号Ｐ9 を送出する。 【００１０】このように、プリセット値から加減算パル
ス信号Ｐ7 ，Ｐ8 に基づくパルス数を加減算することに
より演算部III ではプリセット値とカウント値との差を
検出することで正、逆転の判別をする事なく相対的な位
置情報を得ることができる。 【００１１】演算部III は高速演算プロセッサ（ＤＳ
Ｐ）で構成してあり、センサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃの出力パ
ルスＰ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 を処理してＵ相巻線と一致した位
置を０°とした電気角で６０°毎の絶対位置を求めると
ともにカウント信号Ｐ9 に基づき相対位置を求める。具
体的には、表１のテーブルにより絶対位置を求める。な
お、このテーブルは円板１の時計方向を正に採り、出力
パルスＰ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3の「Low 状態」を「１」に、ま
た「High状態」を「０」に対応させたものである。 【００１２】 【表１】 【００１３】また、相対位置θ1 は次式［数１］で求め
る。 【００１４】 【数１】 【００１５】したがって、回転位置は、絶対位置θ0 と
相対位置θ1 との和として求まる。このとき、θ1 ＜
０、すなわち逆転時には絶対位置として前記表１に基づ
いて求めた絶対位置θ1 に６０°を加算した値を用い
る。 【００１６】 【発明が解決しようとする課題】かかる「回転位置検出
装置」によれば、エンコーダパルスの分解能の精度で絶
対位置の高精度の検出が可能となる等の種々の優れた効
果を奏するが、構成が複雑であり、また高価であるとい
う問題がある。 【００１７】本発明は、上記従来技術に鑑み、回転位置
検出装置の簡略化とともに制御自体の簡略化も図り得る
回転電機の方形波電圧駆動システムを提供することを目
的とする。 【００１８】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明の構成は次の点を特徴とする。 【００１９】１） 電機子電流の波高値を制御し、方形
波電圧の位相をフィードフォワードで与えることを特徴
とする。 ２） １）の回転電機の方形波電圧駆動システムにおい
て、電流制御系の出力に回転電機の誘起電圧波高値をフ
ィードフォワードで補償したことを特徴とする。 ３）１）又は２）の回転電機の方形波電圧駆動システム
において、無負荷指令時には電流制御系の出力信号を遮
断し、回転電機の誘起電圧分と位相をフィードフォワー
ドで与えることを特徴とする。 【００２０】 【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態を図面に
基づき詳細に説明する。本発明の実施の形態は、何れも
図６〜図９に示す「回転電機の回転位置検出装置」の絶
対位置検出部Ｉの円板２及びセンサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃを
有するものであり、これらの出力信号である出力パルス
Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 のみを利用するものである。 【００２１】図１は本発明の第１の実施の形態を示すブ
ロック線図である。同図に示すように、この場合の制御
対象である永久磁石形回転電機であるＰＭモータ１１は
パルスジェネレータ１２を有しており、その回転磁極位
置を表す信号を送出するようになっている。このパルス
ジェネレータ１２が、前述の如き絶対位置検出部Ｉの円
板２及びセンサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃで形成してあり、出力
パルスＰ1 ，Ｐ2 ，Ｐ 3 を送出する。位置検出器１３及
び速度検出器１４は出力パルスＰ1 ，Ｐ2 ，Ｐ 3 に基づ
きＰＭモータ１１の回転子の回転位置を表す位置信号θ
及びＰＭモータ１１の電気角周波数ωを形成してこれら
を三相電圧指令部１５及びトルク制御部１６にそれぞれ
送出する。 【００２２】トルク制御部１６は、トルク指令及び電気
角周波数ωから、予めオフラインで求めマップ化して記
憶してある交流の電流波高値指令Ｉm * 及び電圧出力位
相指令φ* を出力する。電流制御系１７では、電流波高
値指令Ｉm * とフィードバックされた電流波高値Ｉm と
に基づき両者の差分についてＰＩ演算を行い、三相の電
圧波高値指令Ｖm * を出力する。三相電圧指令部１５
は、位置信号θを参照して電圧出力位相指令φ* と電圧
波高値指令Ｖm * とに基づき１２０°通流となる電圧指
令を求め、ＰＷＭ変換を行ってインバータ１８へ三相の
各相の電圧指令Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* を送出する。イ
ンバータ１８は電圧指令Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* に基づ
きＰＭモータ１１を駆動する。このときＰＭモータ１１
に供給する電流は電流検出器１９ａ、１９ｂで検出さ
れ、電流検出値Ｉu ，Ｉw として電流波高値演算部２１
に供給される。電流波高値演算部２１では電流検出値Ｉ
u ，Ｉ w に基づき電流波高値Ｉm を演算する。 【００２３】かかる実施の形態において、理想の状態で
は、電圧波高値及び位相ともフィードフォワードで制御
しても実現可能であるが、実際には電力変換素子（ＩＧ
ＢＴ等）の電圧降下及びデッドタイムの影響により指令
通りの電流が流れない。したがって、ここでは電流の波
高値（大きさ）を電流制御系１７（ＰＩ制御部）により
制御し、電圧の位相はフィードフォワードで与えてい
る。このときの各部の波形は、図２に示す通りであり、
出力パルスＰ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 と電気角周波数ω及び制御
サンプリング時間ＴS から電圧出力位相指令φ* を決定
している。この結果ＰＭモータ１１には方形波電圧が印
加され、この電圧により駆動される。 【００２４】図３には正弦波制御（従来技術）と方形波
制御（本願発明）のそれぞれの場合における電機子電流
に対するトルク特性を示す。同図を参照すれば、方形波
制御によっても正弦波制御とほぼ同様の制御特性が得ら
れることが分かる。 【００２５】図４は本発明の第２の実施の形態を示すブ
ロック線図である。第１の実施の形態においてＰＭモー
タ１１が回転中に制御を開始した場合、電流制御（ＰＩ
制御）系１７は瞬時にＰＭモータ１１が持つ誘起電圧分
を補償することができないため、ＰＭモータ１１側から
バッテリ側に回生電流が流れて制動力が働いてしまう。
本形態は、かかる問題点を解消するもので、図４に示す
ように、電流制御系１７と三相電圧指令部１５との間に
加算器２２を設け、この加算器２２で電圧波高値指令Ｖ
m * にＰＭモータ１１の誘起電圧の波高値ωΛ分を加算
している。 【００２６】このように、ＰＭモータ１１の誘起電圧の
波高値ωΛ分をフィードフォワードで補償しておくこと
で上述の如き制動力の発生を防止し、安定したトルク制
御が可能となる。なお、図４中、図１と同一部分には同
一番号を付し重複する説明は省略する。 【００２７】図５は本発明の第３の実施の形態を示すブ
ロック線図である。第１の実施の形態においては電流の
波高値（大きさ）のみを制御しているため、全くの無負
荷状態（トルク指令及び電流指令がともにゼロ）におい
ては、電流検出器１９ａ、１９ｂの検出値に誤差が生じ
る。このため制御が不安定となる場合がある。本形態
は、かかる問題点を解消するもので、図５に示すよう
に、電流制御系１７と加算器２２との間にスイッチ手段
２３を設けるとともに、加算器２２には誘起電圧指令手
段２４の出力信号である誘起電圧成分指令ωΛ* を供給
するようになっている。誘起電圧指令手段２４は誘起電
圧の波高値ωΛに基づき誘起電圧成分指令ωΛ* を送出
するものである。ここで、ＰＭモータ１１の誘起電圧が
インバータ１８の最大出力電圧を越えるような場合に
は、誘起電圧成分指令ωΛ* をインバータ１８の最大電
圧電圧の波高値で一定（Ｖmax * ）とし、自動的に弱め
界磁となる電流を流すように制御する。 【００２８】かかる本形態において、通常時には図４に
示す第２の実施の形態と略同様の制御を行うが、無負荷
指令の場合には、スイッチ手段２３を開放して電流制御
系１７の出力信号である電圧波高値指令Ｖm * を遮断
し、誘起電圧指令手段２４の出力信号である誘起電圧成
分指令ωΛ* を電圧波高値指令Ｖm * として制御する。
これにより無負荷時であっても制御不安定となることを
防止し得る。なお、図５中、図１及び図４と同一部分に
は同一番号を付し重複する説明は省略する。 【００２９】 【発明の効果】以上実施例とともに具体的に説明したよ
うに、本発明によれば次の効果が得られる。 【００３０】1) 回転電機の電流波高値を制御し、方形
波電圧の位相をフィードフォワードで与えて駆動するこ
とで、制御及び位置検出装置の簡略化を図り得る。 【００３１】2) 方形波電圧指令に対し、回転電機の誘
起電圧分をフィードフォワードで補償することで、回転
電機の回転時に制御を開始しても安定したトルク制御を
行うことがてきる。 【００３２】3) 無負荷指令( トルク指令がゼロ) 時
に、電流制御系を遮断し、回転電機の誘起電圧分と位相
をフィードフォワードで与えることで、安定した制御を
行うことができる。
圧駆動システムに関し、特に永久磁石形回転電機の制御
に用いて有用なものである。 【０００２】 【従来の技術】永久磁石回転子を界磁とする同期電動機
を直流電動機と同様の特性で運転する方式としてベクト
ル制御が提案されている。このベクトル制御には回転子
の磁極位置を表す情報に基づいて電流及び電圧を座標変
換することで同期回転座標（ｄ−ｑ軸）を用いて制御す
るものがある（例えば特開平９−５１７００号公報）。
かかるベクトル制御による永久磁石形回転電機の正弦波
駆動では、永久磁石形回転電機の回転子の磁極の微小位
置を検出する必要がある。このための従来技術を開示す
るものとして特開平８−５４２０５号公報がある。 【０００３】上記公報（特開平８−５４２０５号）に開
示する「回転電機の回転位置検出装置」を図６〜図９に
基づき説明する。本例は８極の回転界磁形の同期電動機
に適用するものであり、図６に示すように、電気角で６
０°（機械角で１５°）毎の回転軸の絶対位置を検出す
るための絶対位置検出部Ｉ、隣接する絶対位置間の相対
位置を細分割して検出するための相対位置検出部II並び
に絶対位置検出部Ｉ及び相対位置検出部IIの出力信号を
処理して回転軸の回転位置を演算する演算部III を有す
る。 【０００４】絶対位置検出部Ｉは、図７に示すように、
回転軸１に固着され、この回転軸１と一体的に回転する
円板２と３個のセンサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃとを有する。 【０００５】円板２は、図７（ａ）に特にこの部分を抽
出して示すように、その最外周部に円周方向に亘り凸部
２ａと凹部２ｂとが電気角で１８０°（機械角で４５
°）毎に交互に形成してある。センサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ
は、図７（ｂ）に特にこの部分を抽出して示すように、
発光部３ａ及び受光部３ｂを有しており、発光部３ａと
受光部３ｂとの間に円板２の凸部２ａ若しくは凹部２ｂ
が位置するよう周方向に亘り等配に配設してある。すな
わち、センサ３Ａ〜３Ｃは、図７（ｃ）に示すように、
固定子巻線のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ対応するよう周方
向に亘り機械角で１２０°隔てた位置にそれぞれ配設・
固定してある。また、このとき、回転磁界に伴ない固定
子巻線のＵ相に誘起される電圧とセンサ３Ａとの位相が
一致するよう、すなわち図８に示す関係となるよう円板
２の位置を調整してある。 【０００６】このように円板２の位置を調整することに
より、出力パルスＰ1 が立上がる際の磁界位置をＵ相巻
線と一致させることができるので、これを磁界の絶対位
置の基準点とすることができる。 【０００７】図６に示すパルス発生回路４は、各センサ
３Ａ，３Ｂ，３Ｃの出力パルスＰ1，Ｐ2 ，Ｐ3 の立上
り及び立下り時点に基づき電気角でπ／３毎の絶対位置
パルスＰ4 を発生するものである。このときの波形を図
９に示す。同図に示すように、出力パルスＰ1 ，Ｐ2 ，
Ｐ3 はそれぞれ固定子巻線のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の誘起電
圧Ｕ，Ｖ，Ｗに位相が一致するように構成してあり、図
中のＰ4-0 ，Ｐ4-1 ，Ｐ4-2 ，Ｐ4-3 ，…が絶対位置パ
ルスである。 【０００８】相対位置検出部IIは円板部５，センサ部６
ａ，６ｂ、正転／逆転パルス発生回路７及びカウンタ８
からなるロータリエンコーダで構成したものである。円
板部５は周方向に亘り多数のスリットが等間隔で形成し
てあり、π／３毎の絶対位置の間の細分割された回転角
度を検出するよう回転軸１に固着してある。センサ部６
ａ，６ｂは円板部５のスリットを透過する光に感応して
これを電気信号に変換するもので、回転軸１の回転量に
応じた数のＡ相パルス信号Ｐ5 とＢ相パルス信号Ｐ6 を
それぞれ送出する。Ａ相パルス信号Ｐ5 とＢ相パルス信
号Ｐ6 とは、周波数は同じであるが位相がπ／２ずれて
おり、したがってＡ相パルス信号Ｐ5 とＢ相パルスＰ6
との関係に基づき回転軸１の回転方向を検出し得る。 【０００９】正転／逆転パルス発生回路７はＡ相パルス
信号Ｐ5 及びＢ相パルス信号Ｐ6 に基づき回転軸１の回
転方向を検出するとともに、センサ部６ａ，６ｂが発生
したパルス数に応じた加算パルス信号Ｐ7 若しくは減算
パルス信号Ｐ8 を送出する。本実施例においては、円板
部５の１回転で７２０個のＡ，Ｂ相パルス信号Ｐ5 ，Ｐ
6 が発生するように構成してあるが、これでは３６０°
／７２０パルス＝０．５／１パルスと精度が充分ではな
いため、正転／逆転パルス発生回路７ではＡ相若しくは
Ｂ相パルス信号Ｐ5 ，Ｐ6 を４逓倍、すなわちＡ相若し
くはＢ相パルス信号Ｐ5 ，Ｐ6 の周波数を４倍に上げた
加減算パルス信号Ｐ7 ，Ｐ8 としている。カウンタ８に
は絶対位置パルスＰ4 の入力毎に所定の値がプリセット
され、さらに入力された加減算パルス信号Ｐ7 ，Ｐ8 の
パルス数が所定値に対し加算若しくは減算される。すな
わち、正転時には絶対位置からの回転位置が所定値に加
算したパルスの数として、また逆転時には絶対位置から
の回転位置が所定位置から減算したパルスの数としてカ
ウントされる。かくしてカウンタ８は絶対位置間の相対
位置情報であるカウント信号Ｐ9 を送出する。 【００１０】このように、プリセット値から加減算パル
ス信号Ｐ7 ，Ｐ8 に基づくパルス数を加減算することに
より演算部III ではプリセット値とカウント値との差を
検出することで正、逆転の判別をする事なく相対的な位
置情報を得ることができる。 【００１１】演算部III は高速演算プロセッサ（ＤＳ
Ｐ）で構成してあり、センサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃの出力パ
ルスＰ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 を処理してＵ相巻線と一致した位
置を０°とした電気角で６０°毎の絶対位置を求めると
ともにカウント信号Ｐ9 に基づき相対位置を求める。具
体的には、表１のテーブルにより絶対位置を求める。な
お、このテーブルは円板１の時計方向を正に採り、出力
パルスＰ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3の「Low 状態」を「１」に、ま
た「High状態」を「０」に対応させたものである。 【００１２】 【表１】 【００１３】また、相対位置θ1 は次式［数１］で求め
る。 【００１４】 【数１】 【００１５】したがって、回転位置は、絶対位置θ0 と
相対位置θ1 との和として求まる。このとき、θ1 ＜
０、すなわち逆転時には絶対位置として前記表１に基づ
いて求めた絶対位置θ1 に６０°を加算した値を用い
る。 【００１６】 【発明が解決しようとする課題】かかる「回転位置検出
装置」によれば、エンコーダパルスの分解能の精度で絶
対位置の高精度の検出が可能となる等の種々の優れた効
果を奏するが、構成が複雑であり、また高価であるとい
う問題がある。 【００１７】本発明は、上記従来技術に鑑み、回転位置
検出装置の簡略化とともに制御自体の簡略化も図り得る
回転電機の方形波電圧駆動システムを提供することを目
的とする。 【００１８】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明の構成は次の点を特徴とする。 【００１９】１） 電機子電流の波高値を制御し、方形
波電圧の位相をフィードフォワードで与えることを特徴
とする。 ２） １）の回転電機の方形波電圧駆動システムにおい
て、電流制御系の出力に回転電機の誘起電圧波高値をフ
ィードフォワードで補償したことを特徴とする。 ３）１）又は２）の回転電機の方形波電圧駆動システム
において、無負荷指令時には電流制御系の出力信号を遮
断し、回転電機の誘起電圧分と位相をフィードフォワー
ドで与えることを特徴とする。 【００２０】 【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態を図面に
基づき詳細に説明する。本発明の実施の形態は、何れも
図６〜図９に示す「回転電機の回転位置検出装置」の絶
対位置検出部Ｉの円板２及びセンサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃを
有するものであり、これらの出力信号である出力パルス
Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 のみを利用するものである。 【００２１】図１は本発明の第１の実施の形態を示すブ
ロック線図である。同図に示すように、この場合の制御
対象である永久磁石形回転電機であるＰＭモータ１１は
パルスジェネレータ１２を有しており、その回転磁極位
置を表す信号を送出するようになっている。このパルス
ジェネレータ１２が、前述の如き絶対位置検出部Ｉの円
板２及びセンサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃで形成してあり、出力
パルスＰ1 ，Ｐ2 ，Ｐ 3 を送出する。位置検出器１３及
び速度検出器１４は出力パルスＰ1 ，Ｐ2 ，Ｐ 3 に基づ
きＰＭモータ１１の回転子の回転位置を表す位置信号θ
及びＰＭモータ１１の電気角周波数ωを形成してこれら
を三相電圧指令部１５及びトルク制御部１６にそれぞれ
送出する。 【００２２】トルク制御部１６は、トルク指令及び電気
角周波数ωから、予めオフラインで求めマップ化して記
憶してある交流の電流波高値指令Ｉm * 及び電圧出力位
相指令φ* を出力する。電流制御系１７では、電流波高
値指令Ｉm * とフィードバックされた電流波高値Ｉm と
に基づき両者の差分についてＰＩ演算を行い、三相の電
圧波高値指令Ｖm * を出力する。三相電圧指令部１５
は、位置信号θを参照して電圧出力位相指令φ* と電圧
波高値指令Ｖm * とに基づき１２０°通流となる電圧指
令を求め、ＰＷＭ変換を行ってインバータ１８へ三相の
各相の電圧指令Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* を送出する。イ
ンバータ１８は電圧指令Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* に基づ
きＰＭモータ１１を駆動する。このときＰＭモータ１１
に供給する電流は電流検出器１９ａ、１９ｂで検出さ
れ、電流検出値Ｉu ，Ｉw として電流波高値演算部２１
に供給される。電流波高値演算部２１では電流検出値Ｉ
u ，Ｉ w に基づき電流波高値Ｉm を演算する。 【００２３】かかる実施の形態において、理想の状態で
は、電圧波高値及び位相ともフィードフォワードで制御
しても実現可能であるが、実際には電力変換素子（ＩＧ
ＢＴ等）の電圧降下及びデッドタイムの影響により指令
通りの電流が流れない。したがって、ここでは電流の波
高値（大きさ）を電流制御系１７（ＰＩ制御部）により
制御し、電圧の位相はフィードフォワードで与えてい
る。このときの各部の波形は、図２に示す通りであり、
出力パルスＰ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 と電気角周波数ω及び制御
サンプリング時間ＴS から電圧出力位相指令φ* を決定
している。この結果ＰＭモータ１１には方形波電圧が印
加され、この電圧により駆動される。 【００２４】図３には正弦波制御（従来技術）と方形波
制御（本願発明）のそれぞれの場合における電機子電流
に対するトルク特性を示す。同図を参照すれば、方形波
制御によっても正弦波制御とほぼ同様の制御特性が得ら
れることが分かる。 【００２５】図４は本発明の第２の実施の形態を示すブ
ロック線図である。第１の実施の形態においてＰＭモー
タ１１が回転中に制御を開始した場合、電流制御（ＰＩ
制御）系１７は瞬時にＰＭモータ１１が持つ誘起電圧分
を補償することができないため、ＰＭモータ１１側から
バッテリ側に回生電流が流れて制動力が働いてしまう。
本形態は、かかる問題点を解消するもので、図４に示す
ように、電流制御系１７と三相電圧指令部１５との間に
加算器２２を設け、この加算器２２で電圧波高値指令Ｖ
m * にＰＭモータ１１の誘起電圧の波高値ωΛ分を加算
している。 【００２６】このように、ＰＭモータ１１の誘起電圧の
波高値ωΛ分をフィードフォワードで補償しておくこと
で上述の如き制動力の発生を防止し、安定したトルク制
御が可能となる。なお、図４中、図１と同一部分には同
一番号を付し重複する説明は省略する。 【００２７】図５は本発明の第３の実施の形態を示すブ
ロック線図である。第１の実施の形態においては電流の
波高値（大きさ）のみを制御しているため、全くの無負
荷状態（トルク指令及び電流指令がともにゼロ）におい
ては、電流検出器１９ａ、１９ｂの検出値に誤差が生じ
る。このため制御が不安定となる場合がある。本形態
は、かかる問題点を解消するもので、図５に示すよう
に、電流制御系１７と加算器２２との間にスイッチ手段
２３を設けるとともに、加算器２２には誘起電圧指令手
段２４の出力信号である誘起電圧成分指令ωΛ* を供給
するようになっている。誘起電圧指令手段２４は誘起電
圧の波高値ωΛに基づき誘起電圧成分指令ωΛ* を送出
するものである。ここで、ＰＭモータ１１の誘起電圧が
インバータ１８の最大出力電圧を越えるような場合に
は、誘起電圧成分指令ωΛ* をインバータ１８の最大電
圧電圧の波高値で一定（Ｖmax * ）とし、自動的に弱め
界磁となる電流を流すように制御する。 【００２８】かかる本形態において、通常時には図４に
示す第２の実施の形態と略同様の制御を行うが、無負荷
指令の場合には、スイッチ手段２３を開放して電流制御
系１７の出力信号である電圧波高値指令Ｖm * を遮断
し、誘起電圧指令手段２４の出力信号である誘起電圧成
分指令ωΛ* を電圧波高値指令Ｖm * として制御する。
これにより無負荷時であっても制御不安定となることを
防止し得る。なお、図５中、図１及び図４と同一部分に
は同一番号を付し重複する説明は省略する。 【００２９】 【発明の効果】以上実施例とともに具体的に説明したよ
うに、本発明によれば次の効果が得られる。 【００３０】1) 回転電機の電流波高値を制御し、方形
波電圧の位相をフィードフォワードで与えて駆動するこ
とで、制御及び位置検出装置の簡略化を図り得る。 【００３１】2) 方形波電圧指令に対し、回転電機の誘
起電圧分をフィードフォワードで補償することで、回転
電機の回転時に制御を開始しても安定したトルク制御を
行うことがてきる。 【００３２】3) 無負荷指令( トルク指令がゼロ) 時
に、電流制御系を遮断し、回転電機の誘起電圧分と位相
をフィードフォワードで与えることで、安定した制御を
行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示すブロック線
図。 【図２】図１に示す実施の形態に係る各部の波形を示す
波形図。 【図３】図１に示す実施の形態に係る方形波電圧駆動シ
ステムで駆動する回転電機の電機子電流−トルク特性を
示す特性図。 【図４】本発明の第２の実施の形態を示すブロック線
図。 【図５】本発明の第３の実施の形態を示すブロック線
図。 【図６】従来技術に係る回転電機の回転位置検出装置を
示すブロック線図。 【図７】図６に示す装置の絶対位置検出部Ｉの円板２及
びセンサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃを示す説明図。 【図８】図６に示す装置の絶対位置検出部Ｉのセンサ３
Ａの出力信号とＵ相巻線に誘起される電圧波形の関係を
示す波形図。 【図９】図６に示す装置の絶対位置検出部Ｉのセンサ３
Ａ，３Ｂ，３Ｃの出力パルスＰ 1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 とＵ，
Ｖ，Ｗ相電圧の位相関係を示す波形図。 【符号の説明】 Ｉ 絶対位置検出部 II 相対位置検出部 III 演算部 １ 回転軸 ２ 円板 ２ａ 凸部 ２ｂ 凹部 ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ センサ １１ ＰＭモータ １２ パルスジェネレータ １５ 三相電圧指令部 １６ トルク制御部 １７ 電流制御系 １８ インバータ ２２ 加算器 ２３ スイッチ手段 ２４ 誘起電圧指令手段
図。 【図２】図１に示す実施の形態に係る各部の波形を示す
波形図。 【図３】図１に示す実施の形態に係る方形波電圧駆動シ
ステムで駆動する回転電機の電機子電流−トルク特性を
示す特性図。 【図４】本発明の第２の実施の形態を示すブロック線
図。 【図５】本発明の第３の実施の形態を示すブロック線
図。 【図６】従来技術に係る回転電機の回転位置検出装置を
示すブロック線図。 【図７】図６に示す装置の絶対位置検出部Ｉの円板２及
びセンサ３Ａ，３Ｂ，３Ｃを示す説明図。 【図８】図６に示す装置の絶対位置検出部Ｉのセンサ３
Ａの出力信号とＵ相巻線に誘起される電圧波形の関係を
示す波形図。 【図９】図６に示す装置の絶対位置検出部Ｉのセンサ３
Ａ，３Ｂ，３Ｃの出力パルスＰ 1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 とＵ，
Ｖ，Ｗ相電圧の位相関係を示す波形図。 【符号の説明】 Ｉ 絶対位置検出部 II 相対位置検出部 III 演算部 １ 回転軸 ２ 円板 ２ａ 凸部 ２ｂ 凹部 ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ センサ １１ ＰＭモータ １２ パルスジェネレータ １５ 三相電圧指令部 １６ トルク制御部 １７ 電流制御系 １８ インバータ ２２ 加算器 ２３ スイッチ手段 ２４ 誘起電圧指令手段
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 電機子電流の波高値を制御し、方形波電
圧の位相をフィードフォワードで与えることを特徴とす
る回転電機の方形波電圧駆動システム。 【請求項２】 〔請求項１〕の回転電機の方形波電圧駆
動システムにおいて、 電流制御系の出力に回転電機の誘起電圧波高値をフィー
ドフォワードで補償したことを特徴とする回転電機の方
形波電圧駆動システム。 【請求項３】 〔請求項１〕又は〔請求項２〕の回転電
機の方形波電圧駆動システムにおいて、 無負荷指令時には電流制御系の出力信号を遮断し、回転
電機の誘起電圧分と位相をフィードフォワードで与える
ことを特徴とする回転電機の方形波電圧駆動システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9138324A JPH10337093A (ja) | 1997-05-28 | 1997-05-28 | 回転電機の方形波電圧駆動システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9138324A JPH10337093A (ja) | 1997-05-28 | 1997-05-28 | 回転電機の方形波電圧駆動システム |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10337093A true JPH10337093A (ja) | 1998-12-18 |
Family
ID=15219250
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9138324A Withdrawn JPH10337093A (ja) | 1997-05-28 | 1997-05-28 | 回転電機の方形波電圧駆動システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10337093A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004173340A (ja) * | 2002-11-18 | 2004-06-17 | Mitsubishi Electric Corp | 同期電動機の制御システム |
| CN107070320A (zh) * | 2016-11-21 | 2017-08-18 | 北京控制工程研究所 | 一种无位置传感器永磁同步电机起动方法 |
| WO2017221320A1 (ja) * | 2016-06-21 | 2017-12-28 | 日産自動車株式会社 | モータの制御装置、及び、制御方法 |
-
1997
- 1997-05-28 JP JP9138324A patent/JPH10337093A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004173340A (ja) * | 2002-11-18 | 2004-06-17 | Mitsubishi Electric Corp | 同期電動機の制御システム |
| WO2017221320A1 (ja) * | 2016-06-21 | 2017-12-28 | 日産自動車株式会社 | モータの制御装置、及び、制御方法 |
| US10622930B2 (en) | 2016-06-21 | 2020-04-14 | Nissan Motor Co., Ltd. | Motor control device and control method |
| CN107070320A (zh) * | 2016-11-21 | 2017-08-18 | 北京控制工程研究所 | 一种无位置传感器永磁同步电机起动方法 |
| CN107070320B (zh) * | 2016-11-21 | 2019-04-09 | 北京控制工程研究所 | 一种无位置传感器永磁同步电机起动方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20040803 |