JPH1032524A - スペクトラム拡散通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】周波数ホッピング変調信号とスペクトラム拡散
変調信号が互いに干渉し合うことなく同時に伝送でき、
また、拡散変調信号によってホッピング変調信号の同期
タイミング信号を伝送して伝送効率の向上等を図る。 【解決手段】周波数ｆT のクロックにより発生する拡散
符号長Ｎビットの最大周期系列符号により帯域幅ＢＷ1
が、ＢＷ1 ＜ｆT ／Ｎである狭帯域信号を乗積変調して
スペクトラム拡散した直接方式スペクトラム拡散変調信
号を伝送するとともに、帯域幅ＢＷ2 が、ＢＷ2 ＜ｆT
／Ｎ−ＢＷ1 である狭帯域信号を、その中心周波数がス
ペクトラム拡散変調信号の中心周波数ｆ1 に対して、ｆ
1 ±（１＋２ｍ）ｆT ／２Ｎなる周波数位置にホッピン
グする周波数ホッピング変調信号を同時に伝送し、ホッ
ピング変調信号は、スペクトラム拡散変調信号の相関同
期タイミングを基準としたタイミングでホッピングす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、同じ周波数帯域を
共用して２つの異なる方式のスペクトラム拡散信号を同
時に伝送するスペクトラム拡散通信方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】直接方式スペクトラム拡散通信方式は、
１次変調器において発振器から供給される搬送波を情報
信号でＦＳＫ（周波数シフトキーイング）やＰＳＫ（位
相シフトキ―イング）などの通常の変調を行ない、その
変調出力に対し２次変調器（拡散変調器）において拡散
符号発生回路より発生させた拡散符号でさらに２次変調
を行ない、情報信号スペクトラムがもつ帯域に比較して
極めて広い帯域にスペクトラムを拡散して送信するもの
である。従来、このような直接方式スペクトラム拡散信
号に対し、狭帯域信号スペクトラムを持つ変調信号を同
時に伝送する方式が種々提案され、その１つとして本願
発明者も特公平７−８３３４７号公報に開示されている
方式を提案した。この特公平７−８３３４７号公報に開
示されている通信方式は、図１４に示す回路構成により
実現している。すなわち、送信側をスペクトラム拡散変
調部１、狭帯域信号変調部２、加算器３、送信アンテナ
４で構成し、受信側を受信アンテナ５、増幅器６、スペ
クトラム拡散復調部７、狭帯域信号復調部８で構成して
いる。

【０００３】スペクトラム拡散変調部１は、入力端子１
１から入力するデ―タ信号ｄ(t) 及び搬送波発振器１２
からの周波数ｆ1 を１次変調器１３に供給して１次変調
し、帯域幅がＢＷ1 の狭帯域信号ａ(t) を得る。この狭
帯域信号ａ(t) を２次変調器である拡散変調器１６に供
給する。一方、拡散符号クロック発生器１４を設け、こ
のクロック発生器１４からの周波数ｆT のクロックを拡
散符号発生器１５に供給して拡散符号ｓ(t) を発生し拡
散変調器１６に供給する。拡散変調器１６は狭帯域信号
ａ(t) を拡散符号ｓ(t) によって乗積変調してスペクト
ラム拡散変調信号ｖ(t) を得、これを加算器３に供給し
ている。

【０００４】狭帯域信号変調部２は、入力端子２１ａ，
２ｂ，…２１ｎから入力するデ―タ信号ｇa(t)，ｇb
(t)，…ｇn(t)及び搬送波発振器２２ａ，２２ｂ，…２
２ｎからの周波数ｆ2a，ｆ2b，…ｆ2nを狭帯域変調器２
３ａ，２３ｂ，…２３ｎにそれぞれ供給して１次変調
し、帯域幅がＢＷ2 の狭帯域信号ｂa(t)，ｂb(t)，…ｂ
n(t)を得る。そして、この狭帯域信号ｂa(t)，ｂb(t)，
…ｂn(t)を加算器３に供給している。加算器３はスペク
トラム拡散変調信号ｖ(t) と狭帯域信号ｂa(t)，ｂb
(t)，…ｂn(t)を加算した送信信号ｘ(t) を送信アンテ
ナ４を介して送信している。

【０００５】送信アンテナ４から送信される送信信号ｘ
(t) は受信アンテナ５で受信した後増幅器６を介してス
ペクトラム拡散復調部７並びに狭帯域信号復調部８にそ
れぞれ供給される。

【０００６】狭帯域信号復調部８は、増幅器６からの信
号を、通過帯域の中心周波数を狭帯域信号ｂa(t)，ｂb
(t)，…ｂn(t)の中心周波数ｆ2a，ｆ2b，…ｆ2nに、ま
た通過帯域幅を狭帯域信号ｂa(t)，ｂb(t)，…ｂn(t)の
帯域幅と同じＢＷ2 に設定した帯域通過フイルタ８１
ａ，８１ｂ，…８１ｎを通過させ、狭帯域信号復調器８
２ａ，８２ｂ，…８２ｎに入力している。この狭帯域信
号復調器８２ａ，８２ｂ，…８２ｎに入力する信号には
スペクトラム拡散変調信号ｖ(t) の成分は含まれてない
ので、スペクトラム拡散変調信号ｖ(t) は狭帯域信号ｂ
a(t)，ｂb(t)，…ｂn(t)の復調に干渉しないことにな
る。こうして狭帯域信号ｂa(t)，ｂb(t)，…ｂn(t)の復
調信号のみが出力端子８３ａ，８３ｂ，…８３ｎから取
出されることになる。

【０００７】また、スペクトラム拡散復調部７は、増幅
器６からの信号を、帯域通過フイルタ７１を通過させた
後逆拡散変調器７４に供給する。帯域通過フイルタ７１
はスペクトラム拡散変調信号ｖ(t) の帯域以外の信号を
除去するものである。また、拡散符号用クロック発生器
７２から周波数ｆT のクロックが発生して拡散符号発生
器７３に供給し、この拡散符号発生器７３から拡散符号
ｓ(t) が逆拡散変調器７４に供給する。逆拡散変調器７
４では受信信号ｘ(t) と拡散符号ｓ(t) との乗積変調を
行なって受信信号ｘ(t) の逆拡散を行なう。この逆拡散
変調した後の信号ｙ(t) は中心周波数がｆ1 で通過帯域
幅がＢＷ1 の帯域通過フイルタ７５を通過した後、局部
発振器７６から発振信号を受けている１次復調器７７に
供給して復調され、さらに低域通過フイルタ７８で不要
周波数成分を除去した後出力端子７９から取出すことに
なる。このスペクトラム拡散通信方式では、スペクトラ
ム拡散変調信号ｖ(t) のスペクトラムと狭帯域信号ｂa
(t)，ｂb(t)，…ｂn(t)のスペクトラムとの間に、ある
一定の関係があることが特徴である。その関係は以下に
述べるものであった。

【０００８】拡散符号は、周波数ｆT のクロックパルス
を用いて発生する拡散符号長Ｎビットの最大周期系列符
号とする。入力端子１１より入力するデ―タ信号ｄ(t)
の帯域幅ＢＷ1 は、 ＢＷ1 ＜ｆT ／Ｎ …(1) であること、また、入力端子２１ａ，２ｂ，…２１ｎか
ら入力するデ―タ信号ｇa(t)，ｇb(t)，…ｇn(t)を狭帯
域変調器２３ａ，２３ｂ，…２３ｎで変調した狭帯域信
号ｂa(t)，ｂb(t)，…ｂn(t)の帯域幅ＢＷ2 は、 ＢＷ2 ＜ｆT ／Ｎ−ＢＷ1 …(2) であることが条件となる。そして、スペクトラム拡散変
調信号ｖ(t) の中心周波数ｆ1 に対して、狭帯域信号ｂ
a(t)，ｂb(t)，…ｂn(t)は、 ｆ1 ±（１＋２ｍ）ｆT ／２Ｎ …(3) なる式で示される周波数位置に配置され、スペクトラム
拡散変調信号ｖ(t) と同時に伝送される。

【０００９】ところで、上記(1) 式で示されるスペクト
ラム拡散変調信号ｖ(t) のスペクトラムは、図１５に示
すように、ｆT ／Ｎの間隔でＢＷ1 の帯域を持ったスペ
クトラムの集合として現れる。これに上記(2) 式の条件
を満たす帯域幅ＢＷ2 を持つ狭帯域信号ｂa(t)，ｂb
(t)，…ｂn(t)を、上記(3) 式で示される周波数位置に
配置すると、図１６に示すようになる。このスペクトラ
ム拡散通信方式によれば、図１６に示すように、スペク
トラム拡散変調信号ｖ(t) と狭帯域信号ｂa(t)，ｂb
(t)，…ｂn(t)は互いにスペクトラムが重なりあうこと
なく同時に伝送される。このため、狭帯域信号復調部８
ではスペクトラム拡散変調信号ｖ(t) と狭帯域信号ｂa
(t)，ｂb(t)，…ｂn(t)を帯域通過フィルタ８１ａ〜８
１ｎによって分離し、スペクトラム拡散変調信号ｖ(t)
の干渉を受けることなく狭帯域信号ｂa(t)，ｂb(t)，…
ｂn(t)の復調を行う。また、スペクトラム拡散復調部７
では逆拡散変調によりスペクトラム拡散変調信号ｖ(t)
は元の狭帯域信号ａ(t) に帯域収束し、狭帯域信号ｂa
(t)，ｂb(t)，…ｂn(t)は帯域拡散されるが、逆拡散後
の両信号のスペクトラムは重なり合わない。このため、
狭帯域信号ａ(t) は狭帯域信号ｂa(t)，ｂb(t)，…ｂn
(t)の干渉を受けることなく１次復調でき、その干渉排
除能力は拡散処理利得を遥かに上回る。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
通信方式では以下のような問題があった。電波法令上、
スペクトラム拡散変調波（以下、ＳＳ変調波と称す
る。）の送出が許可されている周波数帯は、ＩＳＭ（In
dustrial Scientific Medial）バンドのように、各種の
機器から電磁波が放射されている周波数帯であり、電磁
波の伝播環境があまり良くない場合が多い。このような
周波数帯においてはスペクトラム拡散変調信号ｖ(t) と
同時に伝送される狭帯域信号ｂa(t)，ｂb(t)，…ｂn(t)
は、他の機器からの妨害電波（例えば、電子レンジから
放射される不要放射ノイズなど）の影響をまともに受け
てしまい、充分な通信品質を得ることができなかった。
また、ＳＳ変調波の送出が許可されている周波数帯の場
合、送出する電磁波の強度がトータルパワーのみなら
ず、ピークパワーの面からも法令により制限が加えられ
ている。このため、通常の狭帯域変調信号で通信を行お
うとすると、ＳＳ無線機よりも微弱な電波しか送出する
ことができなくなり、結果的にますます通信品質が悪化
してしまうという問題があった。

【００１１】一方、周波数ホッピング（以下、ＦＨ−Ｓ
Ｓと称する。）を用いた無線機においては、同一無線エ
リア内に多数の無線機を配置する場合などでは他のＦＨ
−ＳＳ無線機から発信される電波の「ヒット」現象によ
り、データの伝送誤りが発生することが問題になる。特
に、狭い通信エリア内で互いに独立したタイミングで周
波数ホッピングしている場合、無線送・受信周波数の衝
突を無線機間で制御することができず伝送誤りが多くな
る問題があった。

【００１２】そこで請求項１乃至３記載の発明は、周波
数ホッピング変調信号を直接方式スペクトラム拡散変調
信号と互いに干渉し合うことなく同時に伝送でき、しか
も両信号の拡散処理利得を大幅に向上でき、また、スペ
クトラム拡散変調信号によって周波数ホッピング変調信
号の同期タイミング信号を伝送することができて伝送効
率の向上及び周波数利用効率の向上を図ることができ、
さらに他の機器からの干渉電波に対する干渉除去能力に
優れたスペクトラム拡散通信方式を提供する。

【００１３】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
周波数ｆT のクロックパルスを用いて発生する拡散符号
長Ｎビットの最大周期系列符号により信号帯域幅ＢＷ1
が、ＢＷ1 ＜ｆT ／Ｎで表わされる狭帯域信号を乗積変
調することによってそのスペクトラムを拡散した直接方
式スペクトラム拡散変調信号を伝送するとともに、帯域
幅ＢＷ2 が、ＢＷ2 ＜ｆT ／Ｎ−ＢＷ1 なる関係式で表
わされるとき、狭帯域信号とは別の、帯域幅ＢＷ2 であ
る狭帯域信号を、その中心周波数が直接方式スペクトラ
ム拡散変調信号の中心周波数ｆ1 に対して、ｆ1 ±（１
＋２ｍ）ｆT ／２Ｎ（但し、ｍは０及び正の整数）なる
式で示される周波数位置にホッピングしていく周波数ホ
ッピング変調信号を、直接方式スペクトラム拡散変調信
号と同時に伝送し、周波数ホッピング変調信号は、直接
方式スペクトラム拡散変調信号の相関同期タイミングを
基準としたタイミングでホッピングすることにある。

【００１４】請求項２記載の発明は、周波数ｆT のクロ
ックパルスを用いて発生する拡散符号長Ｎビットの最大
周期系列符号により信号帯域幅ＢＷ1 が、ＢＷ1 ＜ｆT
／Ｎで表わされる狭帯域信号を乗積変調することによっ
てそのスペクトラムを拡散した直接方式スペクトラム拡
散変調信号を伝送するとともに、帯域幅ＢＷ2 が、ＢＷ
2 ＜ｆT ／Ｎ−ＢＷ1 なる関係式で表わされるとき、狭
帯域信号とは別の、帯域幅ＢＷ2 である狭帯域信号を、
その中心周波数が直接方式スペクトラム拡散変調信号の
中心周波数ｆ1 に対して、ｆ1 ±（１＋２ｍ）ｆT ／２
Ｎ（但し、ｍは０及び正の整数）なる式で示される周波
数位置にホッピングしていく周波数ホッピング変調信号
を、直接方式スペクトラム拡散変調信号と同時に伝送
し、周波数ホッピング変調信号は、直接方式スペクトラ
ム拡散変調信号によって送信される同期タイミングを基
準としたタイミングでホッピングすることにある。

【００１５】請求項３記載の発明は、請求項１又は２記
載のスペクトラム拡散通信方式においては、直接方式ス
ペクトラム拡散変調信号を復調するときには、同時伝送
される信号を逆拡散するとともに中心周波数が直接方式
スペクトラム拡散変調信号の中心周波数ｆ1 と同一でか
つ通過帯域幅がＢＷ1 の帯域通過フィルタを通過させた
後に復調を行うことにある。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。 （第１の実施の形態）この実施の形態は請求項１及び３
に対応した実施の形態について述べる。図１に示すよう
に、送信側装置を、スペクトラム拡散変調部（以下、Ｄ
Ｓ−ＳＳ変調部と称する。）１００、周波数ホッピング
方式スペクトラム拡散変調部（以下、ＦＨ−ＳＳ変調部
と称する）１１０、加算器１２１、送信アンテナ１２２
で構成し、受信側装置を、受信アンテナ１２３、増幅器
１２４、直接方式スペクトラム拡散復調部（以下、ＤＳ
−ＳＳ復調部と称する。）１３０、周波数ホッピング方
式スペクトラム拡散復調部（以下、ＦＨ−ＳＳ復調部と
称する）１４０で構成している。

【００１７】前記ＤＳ−ＳＳ変調部１００は、情報信号
入力端子１０１、搬送波発振器１０２、１次変調器１０
３、拡散符号用クロック発生器１０４、拡散符号発生器
１０５及び２次変調器としての拡散変調器１０６によっ
て構成し、前記ＦＨ−ＳＳ変調部１１０は、送信データ
入力端子１１１、狭帯域変調器１１２、ホッピング符号
発生器１１３、周波数シンセサイザ１１４及びミキサ１
１５によって構成している。

【００１８】前記ＤＳ−ＳＳ復調部１３０は、帯域通過
フィルタ１３１、拡散符号用クロック発生器１３２、拡
散符号発生器１３３、逆拡散変調器１３４、帯域通過フ
ィルタ１３５、局部発振器１３６、１次復調器１３７、
低域通過フィルタ１３８及び受信データ出力端子１３９
によって構成し、前記ＦＨ−ＳＳ復調部１４０は、帯域
通過フィルタ１４１、狭帯域信号復調器１４２、受信デ
ータ出力端子１４３、ミキサ１４４、ホッピング同期回
路１４５、ホッピング符号発生器１４６及び周波数シン
セサイザ１４７によって構成している。

【００１９】前記ＤＳ−ＳＳ変調部１００は、情報信号
入力端子１０１から入力する情報信号ｄ(t) を１次変調
器１０３において搬送波発振器１０２からの周波数ｆ1
の搬送波により１次変調する。これにより、情報信号ｄ
(t) は、中心周波数がｆ1 、変調後の帯域幅がＢＷ1 の
狭帯域信号ａ(t) に変調される。ここで、例えば、ｆ1
＝２４８４ＭＨz 、ＢＷ1 ＝３０ｋＨz の場合を一例と
して述べる。狭帯域信号ａ(t) を前記拡散変調器１０６
に供給する。また、前記拡散符号発生器１０５は拡散符
号用クロック発生器１０４から供給される周波数ｆT の
クロック信号に基づき、チップレートｆT 、拡散符号長
Ｎの最大周期系列符号ｓ(t) （以下、Ｍ系列符号と称す
る。）を発生して前記拡散変調器１０６に供給する。

【００２０】一例として、チップレートｆT ＝１０ＭＨ
z 、拡散符号長Ｎ＝６３の場合について述べる。前記拡
散変調器１０６は、狭帯域信号ａ(t) をＭ系列符号ｓ
(t) によって乗積変調し、中心周波数が２４８４ＭＨz
の直接方式スペクトラム拡散変調信号（以下、ＤＳ−Ｓ
Ｓ変調信号と称する。）ｖ(t) を出力する。ＤＳ−ＳＳ
変調信号ｖ(t) は、周波数ｆ1 を中心とし、各スペクト
ラムの帯域幅がＢＷ1 であるスペクトラムがｆT ／Ｎの
周波数間隔で並ぶ離散的なスペクトラムの集合となる。
この例の場合は、ｆ1 ＝２４８４ＭＨz を中心とし、帯
域幅ＢＷ1 ＝３０ｋＨz のスペクトラムが図２に示すよ
うに、ｆT ／Ｎ、すなわち、略１５９ｋＨz 間隔に並ぶ
スペクトラムの集合となる。

【００２１】前記ＦＨ−ＳＳ変調部１１０は、送信デー
タ入力端子１１１から入力する情報信号ｇm(t)を狭帯域
変調器１１２で変調し、中心周波数がｆx 、帯域幅がＢ
Ｗ2の狭帯域被変調波ｂm(t)にする。一方、周波数シン
セサイザ１１４は、ホッピング符号発生器１１３からの
ホッピング符号に従い、出力周波数が、 ｆ2m＝ｆy ±（１＋２ｍ）ｆT ／２Ｎ …(4) （但し、ｍは０又は正の整数）なる式で示される信号ｆ
2mを出力する。ここで、狭帯域被変調波ｂm(t)の中心周
波数ｆx と周波数シンセサイザ１１４の出力周波数を示
す上記(4) 式中のｆy とは、 ｆx ＋ｆy ＝ｆ1 …(5) に示す関係にある。

【００２２】いま、ｆ1 ＝２４８４ＭＨz であるから、
例えば、ｆx ＝３００ＭＨz 、ｆy＝２１８４ＭＨz と
すればよい。ｆx とｆy は上記(4) 式の関係を満たして
いればよく、この周波数に限定するものではない。

【００２３】このような周波数関係にある２つの信号ｂ
m(t)とｆ2m(t) は、ミキサ１１５により周波数変換さ
れ、出力周波数ｆz が、 ｆz ＝ｆx ＋ｆy ±（１＋２ｍ）ｆT ／２Ｎ ＝ｆ1 ±（１＋２ｍ）ｆT ／２Ｎ …(6) である周波数ホッピング信号（以下、ＦＨ−ＳＳ信号と
称する。）ｃm(t)を出力する。なお、上記(6) 式におい
て、ｍは０又は正の整数のうちの何れかの値を取り、前
記ホッピング符号発生器１１３の制御によりｍの値が変
化する。また、上記(6) 式における“±”の部分も同じ
く前記ホッピング符号発生器１１３の制御により決定す
る。

【００２４】ここでは、上記(6) 式において、“±”の
部分が＋で、かつｍが１〜１０の範囲で変化する場合を
例にとり説明する。上記(6) 式に、ｆ1 ＝２４８４ＭＨ
z 、ｆT ＝１０ＭＨz 、Ｎ＝６３、ｍ＝１，２，３，…
９，１０を代入すると、その周波数は、2484.2381MHz、
2484.3968MHz、2484.5556MHz、…2485.5079MHz、2485.6
667MHzとなる。前記ミキサ１１５の出力信号ｃm(t)は、
上記１０波のうちから１波を選択出力するが、時間経過
とともに選択周波数をホッピング変化させる。１周波数
に滞留する時間、周波数を選択する順序は、前記ホッピ
ング符号発生器１１３から出力するホッピング符号によ
って決まる。

【００２５】前記ミキサ１１５の出力信号、すなわち、
ＦＨ−ＳＳ信号ｃm(t)は図３に示すようになる。但し、
図３はｍ＝１〜１０で出力される全てのスペクトラムを
同時に示したものであり、実際には、ある瞬間にこのう
ちの１つのスペクトラムのみが送出することになる。こ
のようにして生成したＤＳ−ＳＳ変調信号ｖ(t) とＦＨ
−ＳＳ信号ｃm(t)を前記加算器１２１で加算し、信号ｘ
(t) としてアンテナ１２２から出力する。この出力信号
ｘ(t) のスペクトラムは図４に示すようになる。但し、
図中斜線で示したＦＨ−ＳＳ信号ｃm(t)のスペクトラム
は図３の場合と同様、ｍ＝１〜１０で出力される全ての
スペクトラムを同時に示したもので、実際には、ある瞬
間にこのうちの１つのスペクトラムのみが出力すること
になる。以上は送信側装置の動作であるが、受信側装置
の動作は以下のようになる。

【００２６】送信側装置からの出力信号ｘ(t) をアンテ
ナ１２３で受信し、増幅器１２４で増幅した後、ＤＳ−
ＳＳ復調部１３０並びにＦＨ−ＳＳ復調部１４０に供給
する。前記ＤＳ−ＳＳ復調部１３０では、受信信号ｘ
(t) を帯域通過フィルタ１３１を通過させてＤＳ−ＳＳ
変調信号のメインローブ帯域内の信号のみを逆拡散変調
器１３４に供給する。一方、拡散符号発生器１３３は、
拡散符号用クロック発生器１３２から発生する１０ＭＨ
z のクロックに基づいて拡散符号長Ｎ＝６３のＭ系列信
号ｓr(t)を発生し前記逆拡散変調器１３４に供給する。
なお、前記拡散符号発生器１３３が発生する拡散符号ｓ
r(t)は、前記ＤＳ−ＳＳ変調部１００の拡散符号発生器
１０５が発生する拡散符号ｓ(t) と同じ符号である。ま
た、図示はしないが、前記拡散符号用クロック発生器１
３２及び逆拡散変調器１３４には同期捕捉回路、同期追
従回路等が付随しており、受信信号に含まれるＤＳ−Ｓ
Ｓ変調波の拡散符号の同期検出と同期保持を行う。従っ
て、受信側装置で発生する拡散符号ｓr(t)は送信側装置
で発生する拡散符号ｓ(t) と同じ符号で、しかも位相が
一致したものとなっている。

【００２７】前記逆拡散変調器１３４から出力する逆拡
散信号ａr(t)は、 ａr(t)＝ｓr(t)ｘ(t) …(7) となる。ここで、受信側装置における拡散符号ｓr(t)
が、送信側装置で発生する拡散符号ｓ(t) と同じ符号
で、かつ位相同期がとれているとすれば、 ｓr(t)＝ｓ(t) …(8) であるから、上記(7) 式は、 ａr(t)＝ｓ(t) ｛ｃm(t)＋ｖ(t) ｝ ＝ｓ(t) ｛ｃm(t)＋ｓ(t) ａ(t) ｝ ＝ｓ(t) ｃm(t)＋ｓ² (t) ａ(t) ＝ｓ(t) ｃm(t)＋ａ(t) …(9) となる。上記(9) 式における第２項＝ａ(t) のみのスペ
クトラムを示すと図５に示すようになる。

【００２８】一方、上記(9) 式における第１項＝ｓ(t)
ｃm(t)は、ＦＨ−ＳＳ信号ｃm(t)が拡散符号ｓ(t) によ
り直接拡散された信号であることを示している。ｍ＝１
のときのＦＨ−ＳＳ信号ｃm(t)の瞬時スペクトラムは図
４におけるｍ＝１の場合の斜線部のスペクトラムであ
り、これとｓ(t) との積は、図６に示すスペクトラムと
なる。また、同様にｍ＝１０のときのｓ(t) とｃm(t)の
積は図７に示すようになる。このように上記(9) 式にお
ける第１項の成分によって発生する周波数成分は、ｍが
いずれの場合であってもｆ1 ＝２４８４ＭＨz より±５
９ｋＨz 以上離れた周波数位置に現れることとなる。ｍ
＝１のときの信号ａr(t)のスペクトラムを図示すると図
８に示すようになる。

【００２９】図６及び図７に示したように、ｍの値が変
化しても上記(9) 式の第１項の成分により発生するスペ
クトラムの周波数位置に変化はなく、各周波数位置に発
生するスペクトラム成分のレベルが変化するのみであ
る。上記(9) 式における第２項の成分はｆ1 ＝２４８４
ＭＨz を中心に±１５ｋＨz の帯域幅を持つスペクトラ
ムとして現れるが、上記(9) 式の第１項の成分とはｍの
値に関わりなく最低約４４ｋＨz の間隔が空くことにな
る。

【００３０】このような周波数成分の逆拡散信号ａr(t)
は、逆拡散変調器１３４から出力して帯域通過フィルタ
１３５を通過する。この帯域通過フィルタ１３５の通過
帯域幅は２４８４を中心に±１５ｋＨz である。従っ
て、帯域通過フィルタ１３５の出力は、上記(9) 式の第
２項の成分のみとなり、そのスペクトラムは図５に示す
ようになる。なお、ここで、現実に帯域通過フィルタ１
３５を作成する場合、前述したような中心周波数と通過
帯域幅の組合わせのものを作成するのは困難である。そ
のような場合は、周波数変換してより低い中心周波数の
帯域通過フィルタが使用できるように中間周波数回路を
設ければよい。前記帯域通過フィルタ１３５により図５
に示す周波数帯域に収束した受信信号は、１次復調器１
３７で復調された後、低域通過フィルタ１３８を介して
受信データ出力端子１３９から出力する。

【００３１】また、前記ＦＨ−ＳＳ復調部１４０では、
受信信号をミキサ１４４に供給し、ここで周波数シンセ
サイザ１４７の出力と混合する。前記周波数シンセサイ
ザ１４７はホッピング符号発生器１４６からのホッピン
グ符号に従って、送信側装置の周波数シンセサイザ１１
４と同じ周波数の信号を同じホッピング順序で発生させ
る。また、前記ホッピング符号発生器１４６は同期回路
１４５の制御を受け、受信信号に含まれる周波数ホッピ
ング信号成分に同期している。すなわち、周波数シンセ
サイザ１４７は送信側装置の周波数シンセサイザ１１４
と同期して同じ周波数の信号を同じタイミングで次々に
発生させる。このように周波数シンセサイザ１４７が発
生する信号は、送信側装置の周波数シンセサイザ１１４
と同期が取れているときにはその出力は周波数シンセサ
イザ１１４の出力ｆ2mと同じになる。

【００３２】前記ミキサ１４４に入力される受信信号の
スペクトラムは送信信号のスペクトラムと同じであり、
図４に示すようになる。前記ミキサ１４４において、受
信信号と前記周波数シンセサイザ１４７の出力ｆ2mとの
乗積を取る。例えば、ｍ＝１の場合、上記(4) 式より、
ｆ2m＝２１８４．２３８１ＭＨz となり、図４に示すス
ペクトラムを周波数軸上でｆ2m分平行移動させた周波数
位置にスペクトラムを出現させる。この場合、図４の周
波数に対し＋ｆ2m方向と−ｆ2m方向の両方の周波数に対
しスペクトラムが生じるが、−ｆ2mに関する周波数成分
のみを示すと図９に示すようになる。

【００３３】また、ｍ＝１０の場合も同様に、上記(4)
式より、ｆ2m＝２１８５．６６６７ＭＨz となり、図４
に示すスペクトラムを周波数軸上でｆ2m分平行移動させ
た周波数位置にスペクトラムを出現させる。この場合、
図４の周波数に対し＋ｆ2m方向と−ｆ2m方向の両方の周
波数に対しスペクトラムが生じるが、−ｆ2mに関する周
波数成分のみを示すと図１０に示すようになる。

【００３４】このようにミキサ１４４の出力信号ｂmr
(t) は、ホッピング同期が取れていればｍの値がいずれ
の場合であってもＦＨ−ＳＳ信号成分はｆx ＝３００Ｍ
Ｈz を中心として±２０ｋＨz の帯域内に収束する。こ
れに対し、ＦＨ−ＳＳ信号と同時に伝送されたＤＳ−Ｓ
Ｓ信号成分は、ｍの値によって３００ＭＨz を中心とし
て左右にスペクトラムが振れるがいつも同じ周波数位置
に離散的なスペクトラムが現れる。そして、３００ＭＨ
z に最も近い周波数成分であっても図９及び図１０に示
すように、３００ＭＨz より約４４ｋＨz 以内の周波数
位置にはスペクトラム成分は現れない。

【００３５】このような周波数成分を持ったミキサ１４
４の出力信号ｂmr(t) は、帯域通過フィルタ１４１を通
過する。この帯域通過フィルタ１４１は、中心周波数が
３００ＭＨz で±２０ｋＨz の通過帯域幅を持つ。従っ
て、この帯域通過フィルタ１４１を通過した信号は、Ｄ
Ｓ−ＳＳ信号成分（図９及び図１０中の白色部分のスペ
クトラム成分）が全て除去され、ＦＨ−ＳＳ信号成分
（図９及び図１０中の斜線部分のスペクトラム成分）の
みが残る。こうして帯域通過フィルタ１４１を通するこ
とで抽出された信号ｂr(t)は、狭帯域信号復調器１４２
で復調された後、受信データ出力端子１４３から出力す
る。

【００３６】送信側装置の前記ＦＨ−ＳＳ変調部１１０
のホッピング符号発生器１１３には前記ＤＳ−ＳＳ変調
部１００の拡散符号発生器１０５からタイミング信号が
信号線１５１、切替回路１５２のＡ接点、信号線１５３
を介し供給するとともに受信側装置の前記ＤＳ−ＳＳ復
調部１３０の拡散符号発生器１３３からタイミング信号
が信号線１５４、前記切替回路１５２のＢ接点及び信号
線１５３を介し供給するようになっている。前記拡散符
号発生器１０５からのタイミング信号は、ＤＳ−ＳＳ送
信タイミング信号をタイミング信号とし、前記拡散符号
発生器１３３からタイミング信号は、拡散符号発生器１
３３内部のＤＳ−ＳＳ同期回路（図示せず）からのＤＳ
−ＳＳ受信タイミング信号をタイミング信号としてい
る。そして、前記ホッピング符号発生器１１３は、この
タイミング信号に同期してホッピング信号を発生するよ
うになっている。前記信号線１５４は、また、前記ＦＨ
−ＳＳ復調部１４０のホッピング同期回路１４５にも接
続している。

【００３７】ここで、図１の回路構成を備えた３台の無
線機Ａ〜Ｃがあると仮定して動作の一例を述べると、例
えば無線機Ａにおいては、切替回路１５２をＡ接点側に
設定しておく。そして、自局のＤＳ−ＳＳ変調部１００
の拡散符号発生器１０５が発生する拡散符号の位相と一
定の位相関係を保った周波数ホッピング信号を発生させ
る。この状態を図１１に示す。図１１は、無線機ＡのＤ
Ｓ−ＳＳ変調部１００の拡散符号として、Ｍ系列信号を
用いた場合の例を示している。Ｍ系列符号の場合、符号
１周期毎に自己相関値が最大になり、その他の位相にお
ける自己相関値は小さく、かつ一定値となる。無線機Ａ
においては、自局で発生する拡散符号の位相に同期させ
て、例えば、図１１に示すように、ｆ1 →ｆ2 →ｆ3 →
…→ｆ9→ｆ10→ｆ1 →ｆ2 →…の順序で通信周波数を
ホッピングする。

【００３８】一方、無線機Ａ以外の無線機Ｂ、Ｃにおい
ては、無線機Ａより送信されるＤＳ−ＳＳ信号を受信
し、ＤＳ−ＳＳ復調部１３０における拡散符号発生器１
３３に内蔵されているＤＳ−ＳＳ同期回路において拡散
符号の相関値を求めることにより、拡散符号の同期を取
る。従って、無線機Ｂ、Ｃにおいても無線機Ａと同様に
無線機Ａの拡散符号の位相情報を知ることができる。そ
こで、無線機Ｂは例えば図１１に示すように、無線機Ａ
のＤＳ−ＳＳ信号の拡散符号の位相を基準とした場合、
ｆ3 →ｆ4 →ｆ5 →…→ｆ1 →ｆ2 →ｆ3 →ｆ4 →…の
順序で通信周波数をホッピングする。また、無線機Ｃも
同様に、ｆ9 →ｆ10→ｆ1 →…→ｆ7 →ｆ8 →ｆ9 →ｆ
10→…の順序で通信周波数をホッピングする。

【００３９】図１１に示すように、無線機Ｂ及び無線機
Ｃは共に無線機Ａと同じホッピング符号を用いて周波数
ホッピングを行うが、３台の無線機がホッピングする位
相は互いにずれているため、通信周波数同士が衝突する
「ヒット」が生じることはない。また、無線機Ａが送信
するＤＳ−ＳＳ信号のスペクトラムと無線機Ａ、Ｂ、Ｃ
が送信するＦＨ−ＳＳ信号のスペクトラムは互いに周波
数帯が重なり合うことはない。従って、３台の無線機
Ａ、Ｂ、Ｃ間ではそれぞれの無線機が送出するＤＳ−Ｓ
Ｓ信号、ＦＨ−ＳＳ信号のいずれもが、そのスペクトラ
ムが重なることなく伝送されることになる。

【００４０】（第２の実施の形態）この実施の形態は請
求項２及び３に対応した実施の形態について述べる。な
お、第１の実施の形態と同一の部分には同一の符号を付
し、異なる部分について説明する。図１２に示すよう
に、ＤＳ−ＳＳ変調部１００にホッピングタイミング発
生器１０７を設け、情報信号入力端子１０１から入力す
る送信データに対してこのホッピングタイミング発生器
１０７は一定時間間隔でデータの送信を中断し、周波数
ホッピングのために情報を信号線１６１、切替回路１６
２のＡ接点を介してＦＨ−ＳＳ変調部１１０のホッピン
グ符号発生器１１３に供給している。また、このホッピ
ングタイミング発生器１０７は情報信号入力端子１０１
から入力する送信データを情報信号ｄ(t) として１次変
調器１０３に供給している。また、ＤＳ−ＳＳ復調部１
３０の低域通過フィルタ１３８を通過した信号を受信デ
ータ出力端子１３９に出力するとともに信号線１６３及
び前記切替回路１６２のＢ接点を介して前記ＦＨ−ＳＳ
変調部１１０のホッピング符号発生器１１３に供給する
ととも前記信号線１６３を介してＦＨ−ＳＳ復調部１４
０のホッピング同期回路１４５に供給している。

【００４１】前記ホッピングタイミング発生器１０７が
一定時間間隔でデータの送信を中断し、周波数ホッピン
グのために情報をホッピング符号発生器１１３に送信す
る状態を図１３に示す。情報信号入力端子１０１から入
力する送信データは、時間ｔH 毎の周期で時間幅ｔf の
間一時中断する。そして、この時間ｔH の間にＦＨ−Ｓ
Ｓ信号のホッピングタイミングが到来したことを示す信
号ｆa 、ｆb 、ｆc 、…ｆi 、ｆj （以下、ｆx 信号と
称する。）を送信する。このように、送信データとホッ
ピングタイミングを表わす信号ｆa 、ｆb 、ｆc 、…ｆ
i 、ｆj が交互に繰り返される信号ｄ(t) はＤＳ−ＳＳ
変調されて無線送信されることになる。ここで３台の無
線機Ａ、Ｂ、Ｃが互いに別々の無線機を相手として通信
をしている場合を例として動作を述べる。無線機Ａにお
いては、切替回路１６２はＡ接点側に切替わっている。
従って、ホッピンクタイミング発生器１０７から送出さ
れるｆx 信号と同期したタイミング信号が信号線１６１
及び切替回路１６２のＡ接点を介してホッピング符号発
生器１１３に供給される。このため、無線機Ａにおいて
は、ＦＨ−ＳＳ変調部１１０のホッピングタイミングは
図１３に示すように、ＤＳ−ＳＳ変調部１００から送信
されるｆx 信号と同期したタイミングとなる。

【００４２】一方、その他の無線機Ｂ、Ｃにおいては次
のように動作する。切替回路１６２はＢ接点側に切替わ
っている。ＤＳ−ＳＳ復調部１３０は、受信したＤＳ−
ＳＳ信号を復調し、無線機Ａより送信されるｆx 信号の
到来タイミングを知る。このＤＳ−ＳＳ信号を復調した
信号は、信号線１６３及び切替回路１６２のＢ接点を介
してホッピング符号発生器１１３に供給される。これに
よりホッピング符号発生器１１３はＤＳ−ＳＳ復調部１
３０から供給される受信復調データにより得られる信号
ｆx に同期したタイミングで自局のＦＨ−ＳＳ変調部１
１０のホッピングを行う。従って、図１３に示すよう
に、無線機Ｂ、Ｃのホッピングタイミングは無線機Ａの
ホッピングタイミングと一致したタイミングとなる。

【００４３】この動作において、無線機Ａから送信され
るホッピングタイミング信号ｆx は、ホッピング周波数
そのものの情報を含むものである。従って、信号ｆa 、
ｆb、ｆc 、…ｆi 、ｆj のように各信号の内容に違い
を持たせ、ホッピングする周波数の指定を可能にしてい
る。但し、各無線機Ａ，Ｂ、Ｃにおいては、どのホッピ
ングタイミング信号ｆx を受信したらどの周波数に変更
するかの設定は、予め各無線機毎に異なった内容に設定
してある。例えば、図１３に示すように、無線機Ａはホ
ッピングタイミング信号ｆa を出力すると周波数ｆ1 に
ホッピングし、無線機Ｂはホッピングタイミング信号ｆ
a を受信すると周波数ｆ3 にホッピングし、無線機Ｃは
ホッピングタイミング信号ｆa を受信すると周波数ｆ9
にホッピングする。このような動作を繰り返すことで各
無線機は周波数ホッピング動作を行う。この方式は、Ｆ
Ｈ−ＳＳ変調部１１０の周波数ホッピング周期が送信デ
ータの１ｂｉｔの時間幅より長い、いわゆる低速周波数
ホッピング方式の場合に用いられる。

【００４４】無線機Ｂ及び無線機Ｃは共に無線機Ａと同
じホッピング符号を用いて周波数ホッピングを行うが、
３台の無線機がホッピングする位相は互いにずれている
ため、通信周波数同士が衝突する「ヒット」が生じるこ
とはない。また、無線機Ａが送信するＤＳ−ＳＳ信号の
スペクトラムと無線機Ａ、Ｂ、Ｃが送信するＦＨ−ＳＳ
信号のスペクトラムは互いに周波数帯域が重なり合うこ
とはない。従って、３台の無線機Ａ、Ｂ、Ｃ間では、そ
れぞれ無線機が送出するＤＳ−ＳＳ信号、ＦＨ−ＳＳ信
号のいずれもがそのスペクトラムが重なることなく伝送
されることになる。

【００４５】

【発明の効果】以上、請求項１乃至３記載の発明によれ
ば、周波数ホッピング変調信号と直接方式スペクトラム
拡散変調信号はその周波数帯域が重なり合うことがない
から、周波数ホッピング変調信号と直接方式スペクトラ
ム拡散変調信号を互いに全く干渉させることなく同時に
伝送できる。しかも両信号の拡散処理利得を大幅に上回
る良好な受信状態を得ることができる。また、周波数ホ
ッピング変調信号と同時に伝送される直接方式スペクト
ラム拡散変調信号によって周波数ホッピング変調信号の
同期タイミング信号を伝送することができ、各周波数ホ
ッピング方式スペクトラム拡散無線機のホッピンクタイ
ミングを完全に同期させて伝送することができる。従っ
て、同一システム内では周波数ホッピングにおける通信
周波数の衝突、すなわち、ヒットが全く発生しなくな
り、極めて効率のよい伝送を実現でき、また、周波数の
利用効率の向上も図ることができる。さらに、伝送する
信号は全てスペクトラム拡散変調されており、他の機器
からの干渉電波に対して優れた干渉除去能力を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を示すブロック図。

【図２】同実施の形態における直接方式スペクトラム拡
散変調信号のスペクトラムの一例を示す図。

【図３】同実施の形態における周波数ホッピング変調信
号のスペクトラムの一例を示す図。

【図４】同実施の形態における送信側装置のアンテナか
ら出力する送信信号のスペクトラムの一例を示す図。

【図５】同実施の形態における送信側装置の直接方式ス
ペクトラム拡散変調部の１次変調器からの出力信号ａ
(t) 及び(9) 式の第２項ａ(t) のスペクトラムを示す
図。

【図６】同実施の形態において周波数ホッピング変調信
号がｍ＝１であるときの(9) 式の第１項ｓ(t) ｃm(t)の
信号スペクトラムを示す図。

【図７】同実施の形態において周波数ホッピング変調信
号がｍ＝１０であるときの(9)式の第１項ｓ(t) ｃm(t)
の信号スペクトラムを示す図。

【図８】同実施の形態において周波数ホッピング変調信
号がｍ＝１であるときの逆拡散信号ａr(t)の信号スペク
トラムを示す図。

【図９】同実施の形態において周波数ホッピング変調信
号がｍ＝１であるときに周波数ホッピング方式スペクト
ラム拡散復調部のミキサから出力する信号ｂmr(t) の信
号スペクトラムのうち、３００ＭＨz 付近に現れる成分
を示した図。

【図１０】同実施の形態において周波数ホッピング変調
信号がｍ＝１０であるときに周波数ホッピング方式スペ
クトラム拡散復調部のミキサから出力する信号ｂmr(t)
の信号スペクトラムのうち、３００ＭＨz 付近に現れる
成分を示した図。

【図１１】同実施の形態を３台の無線機に適用した場合
の１つの無線機の直接方式スペクトラム拡散変調信号の
自己相関値と各無線機のホッピング周波数を示す図。

【図１２】本発明の第２の実施の形態を示すブロック
図。

【図１３】同実施の形態を３台の無線機に適用した場合
の１つの無線機の直接方式スペクトラム拡散変調信号に
よる送信データと各無線機のホッピング周波数を示す
図。

【図１４】従来例を示すブロック図。

【図１５】同従来例における直接方式スペクトラム拡散
変調信号のスペクトラムを示す図。

【図１６】同従来例における周波数配置を示す図。

【符号の説明】

１００…スペクトラム拡散変調部 １０３…１次変調器 １０５…拡散符号発生器 １０６…拡散変調器 １１０…周波数ホッピング方式スペクトラム拡散変調部 １１２…狭帯域変調器 １１３…ホッピング符号発生器 １３０…直接方式スペクトラム拡散復調部 １３１…帯域通過フィルタ １３３…拡散符号発生器 １３４…逆拡散変調器 １３７…１次復調器 １４０…周波数ホッピング方式スペクトラム拡散復調部 １４１…帯域通過フィルタ １４２…狭帯域信号復調器 １４６…ホッピング符号発生器

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周波数ｆT のクロックパルスを用いて発
   生する拡散符号長Ｎビットの最大周期系列符号により信
   号帯域幅ＢＷ1 が、 ＢＷ1 ＜ｆT ／Ｎ で表わされる狭帯域信号を乗積変調することによってそ
   のスペクトラムを拡散した直接方式スペクトラム拡散変
   調信号を伝送するとともに、帯域幅ＢＷ2 が、 ＢＷ2 ＜ｆT ／Ｎ−ＢＷ1 なる関係式で表わされるとき、前記狭帯域信号とは別
   の、帯域幅ＢＷ2 である狭帯域信号を、その中心周波数
   が前記直接方式スペクトラム拡散変調信号の中心周波数
   ｆ1 に対して、 ｆ1 ±（１＋２ｍ）ｆT ／２Ｎ （但し、ｍは０及び正の整数）なる式で示される周波数
   位置にホッピングしていく周波数ホッピング変調信号
   を、前記直接方式スペクトラム拡散変調信号と同時に伝
   送し、前記周波数ホッピング変調信号は、前記直接方式
   スペクトラム拡散変調信号の相関同期タイミングを基準
   としたタイミングでホッピングすることを特徴とする特
   徴とするスペクトラム拡散通信方式。
2. 【請求項２】 周波数ｆT のクロックパルスを用いて発
   生する拡散符号長Ｎビットの最大周期系列符号により信
   号帯域幅ＢＷ1 が、 ＢＷ1 ＜ｆT ／Ｎ で表わされる狭帯域信号を乗積変調することによってそ
   のスペクトラムを拡散した直接方式スペクトラム拡散変
   調信号を伝送するとともに、帯域幅ＢＷ2 が、 ＢＷ2 ＜ｆT ／Ｎ−ＢＷ1 なる関係式で表わされるとき、前記狭帯域信号とは別
   の、帯域幅ＢＷ2 である狭帯域信号を、その中心周波数
   が前記直接方式スペクトラム拡散変調信号の中心周波数
   ｆ1 に対して、 ｆ1 ±（１＋２ｍ）ｆT ／２Ｎ （但し、ｍは０及び正の整数）なる式で示される周波数
   位置にホッピングしていく周波数ホッピング変調信号
   を、前記直接方式スペクトラム拡散変調信号と同時に伝
   送し、前記周波数ホッピング変調信号は、前記直接方式
   スペクトラム拡散変調信号によって送信される同期タイ
   ミングを基準としたタイミングでホッピングすることを
   特徴とする特徴とするスペクトラム拡散通信方式。
3. 【請求項３】 直接方式スペクトラム拡散変調信号を復
   調するときには、同時伝送される信号を逆拡散するとと
   もに中心周波数が前記直接方式スペクトラム拡散変調信
   号の中心周波数ｆ1 と同一でかつ通過帯域幅がＢＷ1 の
   帯域通過フィルタを通過させた後に復調を行うことを特
   徴とする請求項１又は２記載のスペクトラム拡散通信方
   式。