JPH10285951A - インバータ出力回路用変圧器 - Google Patents
インバータ出力回路用変圧器Info
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- JPH10285951A JPH10285951A JP9087091A JP8709197A JPH10285951A JP H10285951 A JPH10285951 A JP H10285951A JP 9087091 A JP9087091 A JP 9087091A JP 8709197 A JP8709197 A JP 8709197A JP H10285951 A JPH10285951 A JP H10285951A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータの出力回路に変圧器を有する場
合、インバータのスイッチングのタイミングの僅かなバ
ラツキやスイッチング素子の特性のバラツキにより、交
流側出力波形の正・負波形が対称とならない。この正と
負の差は変圧器に対し直流偏磁を引き起こす。 【解決手段】 磁気回路の独立した対称な２台の変圧器
１および変圧器２を使用し、この２台の変圧器を正の半
波専用変圧器１と負の半波専用変圧器として使い、変圧
器１および変圧器２には一次巻線１Ｐおよび２Ｐと、二
次巻線１Ｓおよび２Ｓと、直流を流す三次巻線１Ｔ，２
Ｔを設け、三次巻線に変圧器１および変圧器２の鉄心磁
束密度を正および負の飽和点におく直流電流を常時流し
て直流偏磁をなくし、且つ、各変圧器は正又は負の半波
だけの動作で責務が１／２となり、変圧器の小形化が可
能となる。
合、インバータのスイッチングのタイミングの僅かなバ
ラツキやスイッチング素子の特性のバラツキにより、交
流側出力波形の正・負波形が対称とならない。この正と
負の差は変圧器に対し直流偏磁を引き起こす。 【解決手段】 磁気回路の独立した対称な２台の変圧器
１および変圧器２を使用し、この２台の変圧器を正の半
波専用変圧器１と負の半波専用変圧器として使い、変圧
器１および変圧器２には一次巻線１Ｐおよび２Ｐと、二
次巻線１Ｓおよび２Ｓと、直流を流す三次巻線１Ｔ，２
Ｔを設け、三次巻線に変圧器１および変圧器２の鉄心磁
束密度を正および負の飽和点におく直流電流を常時流し
て直流偏磁をなくし、且つ、各変圧器は正又は負の半波
だけの動作で責務が１／２となり、変圧器の小形化が可
能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はインバータ出力回路
に係り、特に、インバータの出力回路に接続される変圧
器に関する。
に係り、特に、インバータの出力回路に接続される変圧
器に関する。
【０００２】
【従来の技術】インバータは、直流をトランジスタやサ
イリスタ等の半導体のスイッチング素子により切り換え
て、交流に変換する装置であるが、インバータ出力回路
に変圧器を有する場合は、スイッチングのタイミングの
僅かなバラツキやスイッチング素子の特性のバラツキに
より、交流側出力波形の正の波形と負の波形を対称にす
ることができない。この正と負の波形の差があることに
よって、インバータ回路変圧器は直流偏磁を引き起こ
す。
イリスタ等の半導体のスイッチング素子により切り換え
て、交流に変換する装置であるが、インバータ出力回路
に変圧器を有する場合は、スイッチングのタイミングの
僅かなバラツキやスイッチング素子の特性のバラツキに
より、交流側出力波形の正の波形と負の波形を対称にす
ることができない。この正と負の波形の差があることに
よって、インバータ回路変圧器は直流偏磁を引き起こ
す。
【０００３】図６は従来のプッシュプル形のセンタータ
ップ方式によるインバータの出力回路図で、スイッチン
グ素子としてトランジスタを使用した例を示している。
ップ方式によるインバータの出力回路図で、スイッチン
グ素子としてトランジスタを使用した例を示している。
【０００４】図６において、ＩＮＶはインバータ回路
で、該インバータ回路ＩＮＶはトランジスタＱAとトラ
ンジスタＱBからなり、トランジスタＱAのエミッタとト
ランジスタＱBのエミッタとを接続し、この接続点を直
流電源ＥAのマイナス側と接続している。
で、該インバータ回路ＩＮＶはトランジスタＱAとトラ
ンジスタＱBからなり、トランジスタＱAのエミッタとト
ランジスタＱBのエミッタとを接続し、この接続点を直
流電源ＥAのマイナス側と接続している。
【０００５】直流電源ＥAのプラス側は出力用変圧器３
の一次巻線３Ｐの中性点Ｎに接続されており、トランジ
スタＱAのコレクタとトランジスタＱBのエミッタとは前
記出力用の変圧器３の一次巻線３Ｐの両端に接続されて
いる。このように出力用の変圧器３の一次巻線３Ｐはセ
ンタータップ方式になっている。また、出力用の変圧器
３の二次巻線３Ｓの両端に負荷Ｌ0が接続されている。
の一次巻線３Ｐの中性点Ｎに接続されており、トランジ
スタＱAのコレクタとトランジスタＱBのエミッタとは前
記出力用の変圧器３の一次巻線３Ｐの両端に接続されて
いる。このように出力用の変圧器３の一次巻線３Ｐはセ
ンタータップ方式になっている。また、出力用の変圧器
３の二次巻線３Ｓの両端に負荷Ｌ0が接続されている。
【０００６】動作はトランジスタＱAとＱBとを交互にオ
ン・オフ制御して一次巻線３Ｐの中性点Ｎにより２分さ
れた２つの巻線に互いに異なる方向の直流電流を流し、
二次巻線３Ｓに交流電力を出力させる。
ン・オフ制御して一次巻線３Ｐの中性点Ｎにより２分さ
れた２つの巻線に互いに異なる方向の直流電流を流し、
二次巻線３Ｓに交流電力を出力させる。
【０００７】図７は従来の単相フルブリッジ回路による
インバータ出力回路図で、図７において、インバータ回
路ＩＮＶは、トランジスタＱC、ＱD、ＱEおよびＱFによ
ってブリッジ回路を構成し、直流電源ＥBのプラス側は
トランジスタＱCのコレクタとトランジスタＱEのコレク
タとの接続点に接続され、直流電源ＥBのマイナス側は
トランジスタＱDのエミッタとトランジスタＱFのエミッ
タとの接続点に接続されている。トランジスタＱCのエ
ミッタとトランジスタＱDのコレクタと接続され、この
接続点は出力用変圧器４の一次巻線４Ｐの一端に接続さ
れている。また、トランジスタＱEのエミッタとトラン
ジスタＱFのコレクタとが接続されて、出力用の変圧器
４の一次巻線４Ｐの他端に接続されている。また、出力
用の変圧器４の二次巻線４Ｓの両端に負荷Ｌ0が接続さ
れている。
インバータ出力回路図で、図７において、インバータ回
路ＩＮＶは、トランジスタＱC、ＱD、ＱEおよびＱFによ
ってブリッジ回路を構成し、直流電源ＥBのプラス側は
トランジスタＱCのコレクタとトランジスタＱEのコレク
タとの接続点に接続され、直流電源ＥBのマイナス側は
トランジスタＱDのエミッタとトランジスタＱFのエミッ
タとの接続点に接続されている。トランジスタＱCのエ
ミッタとトランジスタＱDのコレクタと接続され、この
接続点は出力用変圧器４の一次巻線４Ｐの一端に接続さ
れている。また、トランジスタＱEのエミッタとトラン
ジスタＱFのコレクタとが接続されて、出力用の変圧器
４の一次巻線４Ｐの他端に接続されている。また、出力
用の変圧器４の二次巻線４Ｓの両端に負荷Ｌ0が接続さ
れている。
【０００８】動作は、トランジスタＱCとＱFおよびＱE
とＱDを対として、これら対のトランジスタを交互にオ
ン、オフ制御することにより、一次巻線４Ｐに互いに異
なる方向の直流電流を流して二次巻線４Ｓに交流出力を
得る。
とＱDを対として、これら対のトランジスタを交互にオ
ン、オフ制御することにより、一次巻線４Ｐに互いに異
なる方向の直流電流を流して二次巻線４Ｓに交流出力を
得る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記の図６および図７
に示すインバータ出力回路用変圧器の場合は、スイッチ
ングのタイミングの僅かなバラツキやスイッチング素子
の特性のバラツキにより、交流側出力波形の正の波形と
負の波形を対称にすることができない。この正と負の波
形の差があることによって、出力用の変圧器は直流偏磁
を引き起こす欠点があった。
に示すインバータ出力回路用変圧器の場合は、スイッチ
ングのタイミングの僅かなバラツキやスイッチング素子
の特性のバラツキにより、交流側出力波形の正の波形と
負の波形を対称にすることができない。この正と負の波
形の差があることによって、出力用の変圧器は直流偏磁
を引き起こす欠点があった。
【００１０】この直流偏磁を防止する対策として、従来
はインバータ出力回路用変圧器の鉄心については偏磁を
起こしにくい鉄心損失の大きい材料を用いたり、鉄心磁
気回路にギャップを設け励磁電流を大きくして偏磁しに
くいようにしている。このため、インバータ出力回路に
適用される変圧器は損失が大きく、またギャップを設け
た時は騒音が大きいなどの問題点を有していた。
はインバータ出力回路用変圧器の鉄心については偏磁を
起こしにくい鉄心損失の大きい材料を用いたり、鉄心磁
気回路にギャップを設け励磁電流を大きくして偏磁しに
くいようにしている。このため、インバータ出力回路に
適用される変圧器は損失が大きく、またギャップを設け
た時は騒音が大きいなどの問題点を有していた。
【００１１】本発明は、従来の技術の有するこのような
問題点に鑑みてなされたもので、まったく直流偏磁の生
じることがなく、かつ小形の出力用変圧器を提供し、イ
ンバータ出力用変圧器の最大の難点を解決したインバー
タ出力用変圧器を提供することを目的とする。
問題点に鑑みてなされたもので、まったく直流偏磁の生
じることがなく、かつ小形の出力用変圧器を提供し、イ
ンバータ出力用変圧器の最大の難点を解決したインバー
タ出力用変圧器を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明において、上記の
課題を解決するための手段は、インバータ出力回路に使
用される変圧器を、磁気回路の独立した同一の変圧器２
台を使用し、各変圧器は、インバータ出力回路に接続さ
れる一次巻線と、負荷に接続される二次巻線と、直流を
流す三次巻線とを備え、一方の変圧器の三次巻線には、
変圧器の鉄心磁束密度を正の飽和点におく直流電流を流
し、他方の変圧器の三次巻線には、変圧器の鉄心磁束密
度を負の飽和点におく直流電流を流すようにする。
課題を解決するための手段は、インバータ出力回路に使
用される変圧器を、磁気回路の独立した同一の変圧器２
台を使用し、各変圧器は、インバータ出力回路に接続さ
れる一次巻線と、負荷に接続される二次巻線と、直流を
流す三次巻線とを備え、一方の変圧器の三次巻線には、
変圧器の鉄心磁束密度を正の飽和点におく直流電流を流
し、他方の変圧器の三次巻線には、変圧器の鉄心磁束密
度を負の飽和点におく直流電流を流すようにする。
【００１３】このように、鉄心の磁束密度を一方の磁気
飽和点にもっていって（振って）おき、常にここを起点
として、一方向に変化させるようにして、磁気飽和を起
こすことをなくする。また、２台で一対の変圧器を必要
とするが、１台当たりでは正または負の半波だけ流すの
で１台当たりの容量は約半分で良く鉄心も小形になり、
全く偏磁の生じない小形のインバータ出力回路用変圧器
が得られる。
飽和点にもっていって（振って）おき、常にここを起点
として、一方向に変化させるようにして、磁気飽和を起
こすことをなくする。また、２台で一対の変圧器を必要
とするが、１台当たりでは正または負の半波だけ流すの
で１台当たりの容量は約半分で良く鉄心も小形になり、
全く偏磁の生じない小形のインバータ出力回路用変圧器
が得られる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示す実施の
形態に基づいて説明する。
形態に基づいて説明する。
【００１５】図１は本発明のインバータ出力用変圧器の
第１の実施の形態のプッシュプル回路への適用例を示す
回路図で、本発明のプッシュプル形のインバータ出力回
路には、それぞれ磁気回路の独立した同一（対称）の変
圧器１および変圧器２を用いることに特徴を有する。
第１の実施の形態のプッシュプル回路への適用例を示す
回路図で、本発明のプッシュプル形のインバータ出力回
路には、それぞれ磁気回路の独立した同一（対称）の変
圧器１および変圧器２を用いることに特徴を有する。
【００１６】図１において、ＩＮＶはインバータ回路
で、該インバータ回路ＩＮＶは、エミッタが互いに接続
されたトランジスタＱ1，Ｑ2と、これらトランジスタＱ
1，Ｑ2に夫々並列接続されたダイオードＤ1およびＤ2か
らなる。このダイオードＤ1，Ｄ2の各アノード側はトラ
ンジスタＱ1，Ｑ2のエミッタ側に接続される。Ｅは直流
電源、Ｃ1は直流電源Ｅに並列に接続したコンデンサを
示す。
で、該インバータ回路ＩＮＶは、エミッタが互いに接続
されたトランジスタＱ1，Ｑ2と、これらトランジスタＱ
1，Ｑ2に夫々並列接続されたダイオードＤ1およびＤ2か
らなる。このダイオードＤ1，Ｄ2の各アノード側はトラ
ンジスタＱ1，Ｑ2のエミッタ側に接続される。Ｅは直流
電源、Ｃ1は直流電源Ｅに並列に接続したコンデンサを
示す。
【００１７】前記の磁気回路の独立した各変圧器１およ
び２は、それぞれ一次巻線１Ｐおよび２Ｐ、二次巻線１
Ｓおよび２Ｓ、更に、直流磁化用の三次巻線１Ｔおよび
２Ｔを有する。
び２は、それぞれ一次巻線１Ｐおよび２Ｐ、二次巻線１
Ｓおよび２Ｓ、更に、直流磁化用の三次巻線１Ｔおよび
２Ｔを有する。
【００１８】これら変圧器１および２の一次巻線１Ｐお
よび２Ｐの一端側は、直流電源Ｅのプラス側に接続さ
れ、他端側は夫々トランジスタＱ1およびＱ2のコレクタ
側に接続されるとともに、直流電源Ｅのマイナス側は、
トランジスタＱ1，Ｑ2のエミッタ側に接続される。
よび２Ｐの一端側は、直流電源Ｅのプラス側に接続さ
れ、他端側は夫々トランジスタＱ1およびＱ2のコレクタ
側に接続されるとともに、直流電源Ｅのマイナス側は、
トランジスタＱ1，Ｑ2のエミッタ側に接続される。
【００１９】Ｌ0は負荷で、直列接続された変圧器１お
よび２の二次巻線１Ｓおよび２Ｓから交流出力が供給さ
れる。
よび２の二次巻線１Ｓおよび２Ｓから交流出力が供給さ
れる。
【００２０】図１の例は変圧器１は正の半波専用の変圧
器、変圧器２は負の半波専用の変圧器として使用した場
合で、変圧器１の三次巻線１Ｔは、変圧器１の一次巻線
１Ｐに入力がない時に、鉄心の磁化を負の飽和点−ＢS
におくための巻線であり、変圧器２の三次巻線２Ｔは、
変圧器２の一次巻線２Ｐに入力がない時に、鉄心の磁化
を正の飽和点＋ＢSにおくための巻線である。このため
にそれぞれの三次巻線１Ｔおよび２Ｔには磁化のための
直流電流Ｉが連続的に流される。
器、変圧器２は負の半波専用の変圧器として使用した場
合で、変圧器１の三次巻線１Ｔは、変圧器１の一次巻線
１Ｐに入力がない時に、鉄心の磁化を負の飽和点−ＢS
におくための巻線であり、変圧器２の三次巻線２Ｔは、
変圧器２の一次巻線２Ｐに入力がない時に、鉄心の磁化
を正の飽和点＋ＢSにおくための巻線である。このため
にそれぞれの三次巻線１Ｔおよび２Ｔには磁化のための
直流電流Ｉが連続的に流される。
【００２１】図２は第１の変圧器の鉄心の磁化特性を示
すＢ−Ｈ曲線図で、図２に示すように、変圧器１の磁化
特性は、一次巻線１Ｐに入力のない負の半波の時、三次
巻線１Ｔに流す直流電流Ｉによって磁化力−ＨSが鉄心
に与えられ、鉄心磁束密度は負の飽和点−ＢS（イ点）
になっている。そして正の半波の電圧が一次巻線１Ｐに
かかると、この鉄心の磁化特性は、イ→ロ→ハ→ニ→ホ
→ヘ→イのヒステリシスループを描く。ニ点の最大磁束
密度＋Ｂhは入力電圧の時間積に応じた値になる。Ｂhは
磁気飽和点より低い値になるように設計される。
すＢ−Ｈ曲線図で、図２に示すように、変圧器１の磁化
特性は、一次巻線１Ｐに入力のない負の半波の時、三次
巻線１Ｔに流す直流電流Ｉによって磁化力−ＨSが鉄心
に与えられ、鉄心磁束密度は負の飽和点−ＢS（イ点）
になっている。そして正の半波の電圧が一次巻線１Ｐに
かかると、この鉄心の磁化特性は、イ→ロ→ハ→ニ→ホ
→ヘ→イのヒステリシスループを描く。ニ点の最大磁束
密度＋Ｂhは入力電圧の時間積に応じた値になる。Ｂhは
磁気飽和点より低い値になるように設計される。
【００２２】図３は第２の変圧器の鉄心の磁化特性を示
すＢ−Ｈ曲線図で、図３に示すように、変圧器２の磁化
特性は、一次巻線２Ｐに入力のない正の半波の時、三次
巻線２Ｔに流す直流電流Ｉによって磁化力＋ＨSが鉄心
に与えられ、鉄心磁束密度は正の飽和点＋ＢS（イ′
点）になっている。そして負の半波の電圧が一次巻線２
Ｐにかかると、この鉄心の磁化特性は、イ′→ロ′→
ハ′→ニ′→ホ′→ヘ′→イ′のヒステリシスループを
描く。ニ′点の最大磁束密度−Ｂhは入力電圧の時間積
に応じた値になる。Ｂhは磁気飽和点より低い値になる
ように設計される。
すＢ−Ｈ曲線図で、図３に示すように、変圧器２の磁化
特性は、一次巻線２Ｐに入力のない正の半波の時、三次
巻線２Ｔに流す直流電流Ｉによって磁化力＋ＨSが鉄心
に与えられ、鉄心磁束密度は正の飽和点＋ＢS（イ′
点）になっている。そして負の半波の電圧が一次巻線２
Ｐにかかると、この鉄心の磁化特性は、イ′→ロ′→
ハ′→ニ′→ホ′→ヘ′→イ′のヒステリシスループを
描く。ニ′点の最大磁束密度−Ｂhは入力電圧の時間積
に応じた値になる。Ｂhは磁気飽和点より低い値になる
ように設計される。
【００２３】このように、本発明の変圧器鉄心の磁束密
度の変化は、鉄心材料の飽和磁束密度の約２倍弱の変化
をする。これに対し、従来の変圧器の磁束密度の変化
は、ほぼゼロ近くを起点として＋Ｂhと−Ｂhに対称に変
化するとの違いがある。
度の変化は、鉄心材料の飽和磁束密度の約２倍弱の変化
をする。これに対し、従来の変圧器の磁束密度の変化
は、ほぼゼロ近くを起点として＋Ｂhと−Ｂhに対称に変
化するとの違いがある。
【００２４】変圧器の鉄心の磁束密度を一方の磁気飽和
点に振っておき、常にここを起点として、一方向に変化
させるだけなので、鉄心の磁束密度設計値を飽和磁束密
度の２倍弱にとっても磁気飽和を起こすことはなくな
る。
点に振っておき、常にここを起点として、一方向に変化
させるだけなので、鉄心の磁束密度設計値を飽和磁束密
度の２倍弱にとっても磁気飽和を起こすことはなくな
る。
【００２５】図４は本発明のインバータ出力回路用変圧
器の実施の形態における三次巻線に直流を流す直流磁化
回路を示す回路図で、変圧器１の場合を示している。直
流電流源ＥSは、リアクトルＬを介して三次巻線１Ｔに
接続されている。リアクトルＬは直流電源ＥS側に対し
て三次巻線１Ｔに現れる交番分電圧を阻止するためのも
のである。なお、ＲVは電流調整器を示している。
器の実施の形態における三次巻線に直流を流す直流磁化
回路を示す回路図で、変圧器１の場合を示している。直
流電流源ＥSは、リアクトルＬを介して三次巻線１Ｔに
接続されている。リアクトルＬは直流電源ＥS側に対し
て三次巻線１Ｔに現れる交番分電圧を阻止するためのも
のである。なお、ＲVは電流調整器を示している。
【００２６】図５は本発明の第２の実施の形態を示す回
路図で、インバータ回路ＩＮＶを単相フルブリッジ回路
で形成した場合の適用例を示している。
路図で、インバータ回路ＩＮＶを単相フルブリッジ回路
で形成した場合の適用例を示している。
【００２７】図５において、インバータＩＮＶは、スイ
ッチング素子としてのトランジスタＱ3，Ｑ4，Ｑ5およ
びＱ6によってブリッジ回路を構成し、直流電源Ｅのプ
ラス側は、トランジスタＱ3のコレクタとトランジスタ
Ｑ5のコレクタとに接続され、直流電源Ｅのマイナス側
は、トランジスタＱ4のエミッタとトランジスタＱ6のエ
ミッタとに接続されている。また、トランジスタＱ5の
エミッタとトランジスタＱ6のコレクタが接続され、こ
の接続線はダイオードＤ3のアノードとダイオードＤ4の
カソードとに接続されている。そして、前記ダイオード
Ｄ3のカソードは変圧器１の一次巻線１Ｐの一端と接続
され、前記ダイオードＤ4のアノードは変圧器２の一次
巻線２Ｐの一端に接続されている。
ッチング素子としてのトランジスタＱ3，Ｑ4，Ｑ5およ
びＱ6によってブリッジ回路を構成し、直流電源Ｅのプ
ラス側は、トランジスタＱ3のコレクタとトランジスタ
Ｑ5のコレクタとに接続され、直流電源Ｅのマイナス側
は、トランジスタＱ4のエミッタとトランジスタＱ6のエ
ミッタとに接続されている。また、トランジスタＱ5の
エミッタとトランジスタＱ6のコレクタが接続され、こ
の接続線はダイオードＤ3のアノードとダイオードＤ4の
カソードとに接続されている。そして、前記ダイオード
Ｄ3のカソードは変圧器１の一次巻線１Ｐの一端と接続
され、前記ダイオードＤ4のアノードは変圧器２の一次
巻線２Ｐの一端に接続されている。
【００２８】また、トランジスタＱ4のコレクタとトラ
ンジスタＱ3のエミッタとが接続されて、変圧器１の一
次巻線１Ｐと変圧器２の一次巻線２Ｐの各他端とに接続
されている。
ンジスタＱ3のエミッタとが接続されて、変圧器１の一
次巻線１Ｐと変圧器２の一次巻線２Ｐの各他端とに接続
されている。
【００２９】この場合、変圧器１の一次巻線１Ｐと二次
巻線１Ｓとの間の極性と、変圧器２の一次巻線２Ｐと変
圧器２の二次巻線２Ｓとの間の極性とは逆の極性に接続
されており、変圧器１の二次巻線１Ｓと変圧器２の二次
巻線２Ｓとは並列接続されて負荷Ｌ0に接続されてい
る。
巻線１Ｓとの間の極性と、変圧器２の一次巻線２Ｐと変
圧器２の二次巻線２Ｓとの間の極性とは逆の極性に接続
されており、変圧器１の二次巻線１Ｓと変圧器２の二次
巻線２Ｓとは並列接続されて負荷Ｌ0に接続されてい
る。
【００３０】変圧器１は正の半波専用の変圧器、変圧器
２は負の半波専用の変圧器で、それぞれ一次巻線１Ｐと
２Ｐおよび二次巻線１Ｓと２Ｓの他に、直流磁化用の三
次巻線１Ｔと２Ｔを有している。変圧器１の三次巻線１
Ｔは、変圧器１の一次巻線１Ｐに入力がない時に、鉄心
の磁化を負の飽和点−ＢSにおくための巻線であり、変
圧器２の三次巻線２Ｔは、変圧器２の一次巻線２Ｐに入
力がない時に、鉄心の磁化を正の飽和点＋ＢSにおくた
めの巻線である。このためにそれぞれの三次巻線１Ｔお
よび２Ｔには磁化のための直流電流が連続的に流される
のは、第１の実施の形態のプッシュプル形インバータ出
力回路の場合と同じである。
２は負の半波専用の変圧器で、それぞれ一次巻線１Ｐと
２Ｐおよび二次巻線１Ｓと２Ｓの他に、直流磁化用の三
次巻線１Ｔと２Ｔを有している。変圧器１の三次巻線１
Ｔは、変圧器１の一次巻線１Ｐに入力がない時に、鉄心
の磁化を負の飽和点−ＢSにおくための巻線であり、変
圧器２の三次巻線２Ｔは、変圧器２の一次巻線２Ｐに入
力がない時に、鉄心の磁化を正の飽和点＋ＢSにおくた
めの巻線である。このためにそれぞれの三次巻線１Ｔお
よび２Ｔには磁化のための直流電流が連続的に流される
のは、第１の実施の形態のプッシュプル形インバータ出
力回路の場合と同じである。
【００３１】なお、各変圧器の鉄心の磁化特性も、第１
の実施の形態のプッシュプル形のインバータ出力回路の
場合と同じで、図２および図３に示すものと同じである
ので説明は省略する。
の実施の形態のプッシュプル形のインバータ出力回路の
場合と同じで、図２および図３に示すものと同じである
ので説明は省略する。
【００３２】
【発明の効果】本発明のインバータ出力回路用変圧器
は、磁気回路の独立した同一の変圧器２台とし、それぞ
れ正の半波専用および負の半波専用の変圧器とし、それ
ぞれの変圧器にはインバータ出力回路に接続される一次
巻線、負荷に接続される二次巻線の他に、それぞれ三次
巻線を設け、この三次巻線にそれぞれの鉄心磁束密度を
正の飽和点、および負の飽和点におく直流電流を常時流
すように構成しているので、次に記載する効果を奏す
る。
は、磁気回路の独立した同一の変圧器２台とし、それぞ
れ正の半波専用および負の半波専用の変圧器とし、それ
ぞれの変圧器にはインバータ出力回路に接続される一次
巻線、負荷に接続される二次巻線の他に、それぞれ三次
巻線を設け、この三次巻線にそれぞれの鉄心磁束密度を
正の飽和点、および負の飽和点におく直流電流を常時流
すように構成しているので、次に記載する効果を奏す
る。
【００３３】（１）従来のインバータ出力回路用変圧器
の鉄心は磁束密度の変化がゼロ近くを起点としていて、
このゼロ点がずれるとたちまち偏磁を起こしてしまう
が、本発明では変圧器の鉄心の磁束密度を一方の磁気飽
和点に振っておき、常にここを起点として、一方向に変
化させるだけなので、鉄心の磁束密度設計値を飽和磁束
密度の２倍弱にとっても磁気飽和を起こすことはない。
の鉄心は磁束密度の変化がゼロ近くを起点としていて、
このゼロ点がずれるとたちまち偏磁を起こしてしまう
が、本発明では変圧器の鉄心の磁束密度を一方の磁気飽
和点に振っておき、常にここを起点として、一方向に変
化させるだけなので、鉄心の磁束密度設計値を飽和磁束
密度の２倍弱にとっても磁気飽和を起こすことはない。
【００３４】（２）本発明のインバータ出力回路用変圧
器は、２台一対の変圧器を必要とするが、１台当たりは
正の半波または負の半波だけの動作で責務は１／２であ
る。このため１台当たりの容量は従来の１／２である。
また、鉄心の磁束密度も飽和点いっぱいに採っても飽和
の恐れがなく、鉄心も小形になる。
器は、２台一対の変圧器を必要とするが、１台当たりは
正の半波または負の半波だけの動作で責務は１／２であ
る。このため１台当たりの容量は従来の１／２である。
また、鉄心の磁束密度も飽和点いっぱいに採っても飽和
の恐れがなく、鉄心も小形になる。
【００３５】（３）全体として従来より大形化すること
なく、全く偏磁の生じない変圧器を提供でき、従来のイ
ンバータ出力回路用変圧器の最大の難点を解決できる。
なく、全く偏磁の生じない変圧器を提供でき、従来のイ
ンバータ出力回路用変圧器の最大の難点を解決できる。
【図１】本発明のインバータ出力回路用変圧器の第１の
実施の形態の回路構成図。
実施の形態の回路構成図。
【図２】本発明のインバータ出力回路用変圧器の実施の
形態における正の半波用変圧器の鉄心の励磁特性のイメ
ージを示す励磁特性図。
形態における正の半波用変圧器の鉄心の励磁特性のイメ
ージを示す励磁特性図。
【図３】本発明のインバータ出力回路用変圧器の実施の
形態における負の半波用変圧器の鉄心の励磁特性のイメ
ージを示す励磁特性図。
形態における負の半波用変圧器の鉄心の励磁特性のイメ
ージを示す励磁特性図。
【図４】本発明のインバータ出力回路用変圧器の実施の
形態における三次巻線に直流を流す直流磁化回路を示す
回路図。
形態における三次巻線に直流を流す直流磁化回路を示す
回路図。
【図５】本発明のインバータ出力回路用変圧器の第２の
実施の形態の回路構成図。
実施の形態の回路構成図。
【図６】従来のプッシュプル形のインバータ出力回路用
変圧器回路の一例を示す回路構成図。
変圧器回路の一例を示す回路構成図。
【図７】従来の単相フルブリッジ形のインバータ出力用
変圧器回路の一例を示す回路構成図。
変圧器回路の一例を示す回路構成図。
１，２…出力用変圧器 １Ｐ，２Ｐ…出力用変圧器の一次巻線 １Ｓ，２Ｓ…出力用変圧器の二次巻線 １Ｔ，２Ｔ…出力用変圧器の三次巻線 Ｓ1，Ｓ2…コンデンサ Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4，Ｄ5，Ｄ6…ダイオード Ｅ…直流電源 ＥS…直流電流源 Ｉ…直流電流 Ｌ…リアクトル Ｌ0…負荷 Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4，Ｑ5，Ｑ6…スイッチング素子（ト
ランジスタ）
ランジスタ）
Claims (1)
- 【請求項１】 インバータ出力回路に適用される出力用
変圧器において、磁気回路の独立した同一の変圧器２台
を使用し、各変圧器は、インバータ出力回路に接続され
る一次巻線と、負荷に接続される二次巻線と、直流を流
す三次巻線とを備え、一方の変圧器の三次巻線には、一
次巻線に入力がない時に変圧器の鉄心磁束密度を正の飽
和点におく直流電流を流し、他方の変圧器の三次巻線に
は、一次巻線に入力がない時に変圧器の鉄心磁束密度を
負の飽和点におく直流電流を流すようにしたことを特徴
とするインバータ出力回路用変圧器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9087091A JPH10285951A (ja) | 1997-04-07 | 1997-04-07 | インバータ出力回路用変圧器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9087091A JPH10285951A (ja) | 1997-04-07 | 1997-04-07 | インバータ出力回路用変圧器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10285951A true JPH10285951A (ja) | 1998-10-23 |
Family
ID=13905292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9087091A Pending JPH10285951A (ja) | 1997-04-07 | 1997-04-07 | インバータ出力回路用変圧器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10285951A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019169690A (ja) * | 2018-03-26 | 2019-10-03 | 田淵電機株式会社 | トランス及びこれを用いたｌｌｃ共振回路 |
-
1997
- 1997-04-07 JP JP9087091A patent/JPH10285951A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019169690A (ja) * | 2018-03-26 | 2019-10-03 | 田淵電機株式会社 | トランス及びこれを用いたｌｌｃ共振回路 |
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