JPH10285920A

JPH10285920A - 電源装置

Info

Publication number: JPH10285920A
Application number: JP9199397A
Authority: JP
Inventors: Hirobumi Matsuo; 博文松尾; Fujio Kurokawa; 不二雄黒川; Heikun Ri; 炳薫李; Kenichi Akise; 憲一秋瀬; Minoru Hirahara; 実平原; Koji Kuwabara; 厚二桑原; Jun Senda; 潤千田; Kazunori Muneyasu; 和紀棟安
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1997-04-10
Filing date: 1997-04-10
Publication date: 1998-10-23

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】リプルの少ない出力電圧を得ることができる
電源装置を提供する。【解決手段】第１のスイッチング回路（Ｄ１、Ｓ１）
に流れる電流と、電源電圧発生回路の出力を受けて、充
電モードと放電モードを判定し、充電モード時には第１
のスイッチング回路を動作させて、電源電圧発生回路
（Ｎ３、Ｄ３、Ｃ２）から出力を発生させると共に、充
電回路出力で充電可能電池３を充電させると共に、放電
モード時には第２のスイッチング回路（Ｄ２、Ｓ２）を
動作させて電源電圧発生回路に出力を発生させるように
制御するスイッチング制御回路１０とを設け、交流電源
１に流れる電流を電圧と同位相で連続的に流れる電流と
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電源装置に関し、更
に詳しくはＤＣ／ＤＣコンバータ方式の電源装置の改良
に関する。

【０００２】近年、コンピュータシステム等に用いられ
る電源装置は、従来の直列制御方式から、効率のよいＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ方式が用いられるようになってき
た。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ方式では、電
源出力側に大きなリプルが発生することが多く、高調波
を含めてリプルの低減が大きな課題となっている。

【０００３】

【従来の技術】図６は従来の電源装置の回路の構成例を
示す図である。図において、１は商用交流を発生する交
流電源、Ｄ１１〜Ｄ１４はブリッジ整流回路を構成する
ダイオード、Ｃ１はブリッジ整流回路出力に接続された
平滑用コンデンサ、Ｓ１は平滑用コンデンサＣ１の出力
である直流電圧をスイッチングして電力変換リアクトル
Ｔの１次巻線Ｎ１を駆動するスイッチング素子である。

【０００４】Ｄは電力変換リアクトルＴの２次巻線Ｎ２
側に発生した高周波交流を整流するダイオード、Ｌは平
滑用のチョークコイル（リアクトル）、Ｃ２はダイオー
ドＤによる整流出力を平滑する平滑用コンデンサ、Ｒは
電源装置の負荷である。このように構成された回路の動
作を説明すれば、以下の通りである。

【０００５】図７に示す動作波形を参照しながら説明す
る。図７のｆ₁は入力交流電圧ｅ_acの波形である。Ｄ１
１〜Ｄ１４よりなるブリッジ整流回路は、このような交
流電圧を整流する。整流後の波形は、図７のｆ₂に示す
ような片方向の脈流となる。ここで、破線で示される部
分は、負方向の波形が正方向に折り返されたことを示し
ている。

【０００６】図７のｆ₂に示すような脈流波形は、平滑
用コンデンサＣ１により、第７図のｆ₃に示すような波
形となる。ｆ₃に示すような直流電圧は、スイッチング
素子Ｓ１によりスイッチングされ、電力変換リアクトル
Ｔの１次側巻線Ｎ１を駆動する。

【０００７】この結果、電力変換リアクトルＴの２次側
巻線Ｎ２側には高周波交流が発生する。この高周波交流
は、ダイオードＤにより整流され、チョークコイルＬと
平滑用コンデンサＣ２により平滑され、平坦な直流電圧
となる。このコンデンサＣ２にかかる電圧が、電源装置
の出力となり、負荷Ｒに電流を供給する。

【０００８】この場合、出力電圧ｅ₀を一定にするため
には、出力電圧ｅ₀が一定となるように、スイッチング
素子Ｓ１の導通時間を制御するＰＷＭ制御が行なわれる
のが普通である。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】前述した従来のコンデ
ンサインプット型の電源装置の場合、交流電源１から流
れる電流ｉ_acは、図７のｆ₄に示すように断続的な電流
となる。この電流ｉ_acの発生周期は、商用交流周期の２
倍乃至はその整数倍の周期となり、出力電圧ｅ₀に波形
歪み（リプル）となって現れる。

【００１０】そこで、流れる交流電流ｉ_acを図７のｆ₅
に示すように電圧波形と同位相の連続的な電流となるよ
うにすることができれば、出力電圧にリプルは発生しな
いことになる。

【００１１】本発明はこのような課題に鑑みてなされた
ものであって、リプルの少ない出力電圧を得ることがで
きる電源装置を提供することを目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】

（１）図１は本発明の原理回路図である。図６と同一の
ものは、同一の符号を付して示す。図において、１は商
用周波の交流電源、２は該交流電源１の交流を直流に整
流する整流回路である。図より明らかなように、整流回
路２の出力には平滑用コンデンサは接続されていない
（図６の従来回路のＣ１参照）。

【００１３】Ｄ１は整流回路２の出力を受ける逆流防止
用ダイオード、Ｓ１は該ダイオードＤ１のカソードと接
続されるスイッチング素子である。Ｔは電力変換リアク
トル、Ｎ１は第１の巻線、Ｎ２は第２の巻線、Ｎ３は第
３の巻線、Ｎ４は第４の巻線である。第１の巻線Ｎ１は
その一端がスイッチング素子Ｓ１と接続され、他端は整
流回路２と接続されている。そして、ダイオードＤ１と
スイッチング素子Ｓ１とで第１のスイッチング回路を構
成している。

【００１４】Ｄ３は第３の巻線Ｎ３に発生した高周波交
流を整流する整流用ダイオード、Ｃ２は該第整流用ダイ
オードＤ３と接続される平滑用コンデンサである。該平
滑用コンデンサＣ２にかかる電圧が電源装置の出力ｅ_o
となる。Ｒは電源装置の出力に接続される負荷である。
そして、第３の巻線Ｎ３と、整流用ダイオードＤ３と、
平滑用コンデンサＣ２とで電源電圧発生回路を構成して
いる。

【００１５】Ｓ４は第４の巻線Ｎ４に発生した高周波交
流をスイッチングするスイッチング素子、Ｄ４は該スイ
ッチング素子Ｓ４と接続され、交流を直流に変換する整
流用ダイオードである。そして、スイッチング素子Ｓ４
とダイオードＤ４とで充電回路を構成している。

【００１６】３は充電可能電池である。前記整流用ダイ
オードＤ４のカソード側は該充電可能電池３に接続さ
れ、充電されるようになっている。Ｄ２はそのアノード
側が充電可能電池３の陽極側と接続された逆流防止用ダ
イオードである。Ｓ２は、その一端が該ダイオードＤ２
と接続され、他端が第２の巻線Ｎ２と接続されるスイッ
チング素子である。そして、ダイオードＤ２とスイッチ
ング素子Ｓ２とで第２のスイッチング回路を構成してい
る。

【００１７】第２の巻線Ｎ２の他端は充電可能電池３の
陰極と接続されている。そして、第２の巻線Ｎ２と第４
の巻線Ｎ４の一端は共通接続されている。４は第１の巻
線Ｎ１側に流れる電流を検出する電流検出回路、１０は
該電流検出回路４の出力と、前記電源電圧発生回路の出
力を受けて、充電モードと放電モードを判定し、充電モ
ード時には前記第１のスイッチング回路を動作させて、
電源電圧発生回路から出力を発生させると共に、充電回
路出力で充電可能電池３を充電させると共に、放電モー
ド時には前記第２のスイッチング回路を動作させて前記
電源電圧発生回路に出力を発生させるように制御するス
イッチング制御回路である。

【００１８】この発明の構成によれば、スイッチング制
御回路１０が、充電モードと放電モードを判定して、充
電モード時には前記第１のスイッチング回路を動作させ
て、電源電圧発生回路から出力を発生させると共に、充
電回路出力で充電可能電池３を充電させると共に、放電
モード時には前記第２のスイッチング回路を動作させて
前記電源電圧発生回路に出力を発生させるように制御す
ることにより、交流電源１に流れる電流ｉ_acを交流電圧
ｅ_acと同位相の連続的に流れる電流とすることにより、
リプルの少ない出力電圧を得ることができる。

【００１９】（２）この場合において、前記スイッチン
グ制御回路１０は、充電モード時には交流入力振幅と電
源電圧発生回路の出力との差分に基づくエネルギーを前
記充電可能電池３に供給し、放電モード時には、電源電
圧発生回路の出力と交流入力振幅との差分である不足分
に基づくエネルギーを前記充電可能電池３から供給する
ことにより、電源電圧発生回路の出力を一定に保持する
ことを特徴としている。

【００２０】この発明の構成によれば、前記スイッチン
グ制御回路１０が、出力電圧ｅ_oを超えたエネルギー分
は充電可能電池３の充電に振り向け、出力電圧ｅ_oに足
りないエネルギー分は充電可能電池３から供給させるよ
うに各スイッチング素子の導通時間を制御することによ
り、出力電圧ｅ_oを一定に保つことができる。

【００２１】（３）また、前記第１のスイッチング回路
に流れる電流を検出する方法として、回路に直列に挿入
された抵抗の電圧降下を用いることを特徴としている。
この発明の構成によれば、電流検出回路４は第１のスイ
ッチング回路に流れる電流を電圧信号として検出するこ
とができる。

【００２２】（４）また、前記第１のスイッチング回路
に流れる電流を検出する方法として、カレントトランス
を用いることを特徴としている。この発明の構成によれ
ば、電流検出回路４は第１のスイッチング回路に流れる
電流を非接触で検出することができる。

【００２３】（５）更に、前記第３の巻線と第４の巻線
を第１の巻線とは逆向きに巻く構成としたことを特徴と
している。この発明の構成によれば、フライバックコン
バータ方式を構成することができ、電力変換リアクトル
２次側に設けていたチョークコイルを不要とすることが
できる。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態例を詳細に説明する。図２は本発明の作用説明
図である。（ａ）は放電モード時の作用を、（ｂ）は充
電モード時の作用をそれぞれ示す。縦軸は電圧（Ｖ）、
横軸は時間（ｔ）である。Ｅ_Bは充電可能電池３の発生
電圧である。

【００２５】（ａ）放電モード時の動作入力交流電圧ｅ_acの振幅が目標出力電圧Ｅ_oの振幅より
も小さくなった場合に、放電モードになる。放電モード
時には、充電可能電池３からスイッチング素子Ｓ２を介
して負荷Ｒにエネルギーが送られる。この場合、スイッ
チング制御回路１０はスイッチング素子Ｓ２の導通時間
を制御（ＰＷＭ制御）することにより、Ｅ_Bからの放電
エネルギーより出力電圧ｅ_oは目標値である一定電圧Ｅ_o
に制御される。この結果、出力電圧ｅ_oのリプル電圧は
低減されることになる。

【００２６】（ｂ）充電モード時の動作入力交流電圧ｅ_acの振幅が目標出力電圧Ｅ_oの振幅より
も大きい場合に、充電モードになる。充電モード時に
は、入力交流電圧ｅ_acからの余分なエネルギーは、スイ
ッチング制御回路１０によりスイッチング素子Ｓ４の導
通時間を制御（ＰＷＭ制御）することにより充電可能電
池３の充電に使用される。この結果、出力電圧ｅ_oは目
標値である一定電圧Ｅ_oに制御される。この結果、出力
電圧ｅ_oのリプル電圧は低減されることになる。

【００２７】図３は本発明の一実施の形態例を示す回路
図である。図１，図６と同一のものは、同一の符号を付
して示す。図において、Ｌ１は交流電源１と直列に接続
されたノイズ除去用コイル、Ｃ１０はその一端が該コイ
ルＬ１と接続されたノイズ除去用コンデンサである。コ
ンデンサＣ１０の他端は交流電源１と接続され、コイル
Ｌ１とコンデンサＣ１０とでノイズフィルタを構成して
いる。

【００２８】Ｄ１１〜Ｄ１４はブリッジ整流用ダイオー
ドで、これらダイオードで整流回路２（図１参照）を構
成している。Ｄ１は整流回路２の出力側に接続された逆
流防止用ダイオード、Ｓ１は該ダイオードＤ１と直列に
接続されたスイッチング素子である。該スイッチング素
子Ｓ１の他端は電力変換リアクトルＴの第１の巻線Ｎ１
と接続されている。

【００２９】Ｒｓは、第１の巻線Ｎ１とコモンライン間
に直列に接続された電流検出用抵抗である。ＯＰ３は該
電流検出用抵抗Ｒｓの両端に発生する電圧を検出する差
動増幅器である。そして、これら電流検出用抵抗Ｒｓと
差動増幅器ＯＰ３とで、図１の電流検出回路４を構成し
ている。この実施の形態例によれば、電流検出回路４
は、第１のスイッチング回路に流れる電流を電圧信号と
して検出することができる。

【００３０】Ｄ３は第３の巻線Ｎ３に発生した高周波交
流を整流する整流用ダイオード、Ｃ２は該第整流用ダイ
オードＤ３と接続される平滑用コンデンサである。該平
滑用コンデンサＣ２にかかる電圧が電源装置の出力ｅ_o
となる。Ｒは電源装置の出力に接続される負荷である。

【００３１】Ｓ４は第４の巻線Ｎ４に発生した高周波交
流をスイッチングするスイッチング素子、Ｄ４は該スイ
ッチング素子Ｓ４と接続され、交流を直流に変換する整
流用ダイオードである。

【００３２】３は充電可能電池である。前記整流用ダイ
オードＤ４のカソード側は該充電可能電池３に接続さ
れ、充電されるようになっている。充電可能電池３の種
類としては、２次電池、太陽電池、大容量コンデンサ、
電気２重層コンデンサ等を用いることができる。

【００３３】Ｄ２はそのアノード側が充電可能電池３の
陽極側と接続された逆流防止用ダイオードである。Ｓ２
は、その一端が該ダイオードＤ２と接続され、他端が第
２の巻線Ｎ２と接続されるスイッチング素子である。第
２の巻線Ｎ２の他端は充電可能電池３の陰極と接続され
ている。そして、第２の巻線Ｎ２と第４の巻線Ｎ４の一
端は共通接続されている。

【００３４】なお、上述したスイッチング素子Ｓ１，Ｓ
２，Ｓ４としては、例えば図に示すＦＥＴ（電界効果ト
ランジスタ）が用いられるが、これに限るものではな
く、その他の半導体素子、例えばバイポーラトランジス
タ等を用いることができる。

【００３５】次に、スイッチング制御回路１０の詳細な
構成について説明する。１１はブリッジ整流回路２の出
力ａを受けてβ倍する係数設定器、ＯＰ１はその負入力
に該係数設定器１１の出力を、正入力に電流検出回路４
の出力（差動増幅器ＯＰ３の出力）を受ける差動増幅器
である。

【００３６】ＣＭＰ１は、その負入力に差動増幅器ＯＰ
１の出力を、正入力に鋸歯状波発生器（図示せず）の出
力を受けるコンパレータである。鋸歯状波発生器の出力
波形の周期は、入力交流電圧ｅ_acの周期と一致するよう
になっている。該コンパレータＣＭＰ１の出力で前記ス
イッチング素子Ｓ１がオン／オフ制御される。

【００３７】Ｖｒｅｆは基準電圧、Ｒ１〜Ｒ３は該基準
電圧Ｖｒｅｆに接続された分圧抵抗である。Ｒ１とＲ２
の接続点からは第１の基準電圧Ｖ１が取り出され、Ｒ２
とＲ３の接続点からは第２の基準電圧Ｖ２が取り出され
る。

【００３８】ＯＰ２はその正入力に出力電圧信号ｃを、
負入力に第２の基準電圧Ｖ２を受ける差動増幅器、ＯＰ
４はその正入力に第１の基準電圧Ｖ１を、負入力に出力
電圧信号ｃを受ける差動増幅器である。

【００３９】ＣＭＰ２はその正入力に鋸歯状波を、負入
力に前記差動増幅器ＯＰ２の出力を受けるコンパレー
タ、ＣＭＰ４はその正入力に鋸歯状波を、負入力に前記
差動増幅器ＯＰ４の出力を受けるコンパレータである。
そして、コンパレータＣＭＰ２の出力で前記スイッチン
グ素子Ｓ２がオン／オフ制御され、コンパレータＣＭＰ
４の出力で前記スイッチング素子Ｓ４がオン／オフ制御
されるようになっている。

【００４０】また、この実施の形態例によれば、第３の
巻線Ｎ３と第４の巻線Ｎ４を第１の巻線Ｎ１とは逆向き
に巻いている。このような構成とすれば、スイッチング
素子Ｓ１がオンの時に、電力変換リアクトルＴのコアに
エネルギーを蓄積し、スイッチング素子Ｓ１がオフの時
にはコアに蓄積されたエネルギーを放出させるように動
作させることができ、所謂フライバックコンバータ方式
を実現することができる。従って、この実施の形態例に
よれば、従来必要であった平滑用のチョークコイル（図
６のＬ参照）を不要とすることができる。このように構
成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。

【００４１】１次側の直流入力電圧ａは、係数設定器１
１でβ倍され、差動増幅器ＯＰ１の負入力に入る。一
方、電流検出回路４の出力ｂは差動増幅器ＯＰ１の正入
力に入る。差動増幅器ＯＰ１は、β倍された直流入力電
圧ａ・βと、電流検出回路４の出力ｂとを比較し、比較
結果をコンパレータＣＭＰ１の負入力に入れる。電流検
出回路４では、抵抗値Ｒｓ、流れる電流Ｉａｓとして、
ｅ_s＝Ｒｓ・Ｉａｓなる電圧降下を電流検出信号として
差動増幅器ＯＰ３で増幅し、前記差動増幅器ＯＰ１に与
える。

【００４２】コンパレータＣＭＰ１は、差動増幅器ＯＰ
１の出力と鋸歯状波とを比較し、第１のスイッチング回
路のスイッチング素子Ｓ１をオン／オフ制御するＰＷＭ
信号を作成する。作成されたスイッチング信号は、スイ
ッチング素子Ｓ１を駆動する。

【００４３】そして、フィードバック制御ループは、検
出電流値ｂと直流入力電圧ａのβ倍された値ａ・βが等
しくなるように動作する。このため、第１のスイッチン
グ回路の交流電源１の入力電流ｉ_acは入力電圧ｅ_acと相
似波形となるように制御される。

【００４４】図４は本発明の実施の形態例における各部
の動作波形を示すタイムチャートである。上段が交流入
力ｅ_ac波形を、下段がその拡大波形を示す。スイッチン
グ素子Ｓ１のスイッチングにより出力電圧ｅ_oを確保で
きる入力電圧ラインをＹとする。

【００４５】ｅ_acが徐々に上昇し、Ｙラインに達するま
でをステージＳＴ１、Ｙライン以上領域をステージＳＴ
２、Ｙライン以下で０までをステージＳＴ３とする。（１）ステージＳＴ１ステージＳＴ１は放電モードである。ステージＳＴ１に
おいて、出力電圧ｅ_oは第１の巻線（１次巻線）Ｎ１側
からエネルギーをもらえないので、この場合には充電可
能電池３からエネルギーをもらうことになる。ここで、
差動増幅器ＯＰ２は、出力電圧信号ｃと、抵抗分圧回路
からの第２の基準電圧Ｖ２を受けて、その差分を増幅す
る。ここで、第２の基準電圧Ｖ２は、分圧抵抗回路の各
抵抗の値としてＲ１〜Ｒ３をそのまま用いるものとする
と、次式で表される。

【００４６】Ｖ２＝（Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３））×Ｖｒｅｆ（１）差動増幅器ＯＰ２の出力は、コンパレータＣＭＰ２の負
入力に入る。コンパレータＣＭＰ２は、鋸歯状波と差動
増幅器ＯＰ２の出力とを比較し、その比較結果に基づく
出力で第２のスイッチング回路のスイッチング素子Ｓ２
を駆動する。この結果、スイッチング素子Ｓ２は、出力
電圧信号ｃが（１）式で表される値になるまで、コンパ
レータＣＭＰ２の出力でＰＷＭ制御を受け、その導通時
間が制御される。そして、この間、充電可能電池３から
電源電圧発生回路にエネルギーを供給する。この時、コ
ンパレータＣＭＰ４の出力は０となり、充電用スイッチ
ング素子Ｓ４は動作を停止している。

【００４７】このステージＳＴ１では、図に示すよう
に、交流電圧ｅ_acの値が低い程、スイッチング素子Ｓ２
の導通時間が長く、交流電圧ｅ_acの値が徐々に上昇して
いくにつれて、その導通時間は短かくなっていることが
分かる。つまり、ＰＷＭ制御されている。

【００４８】（２）ステージＳＴ２ステージＳＴ２は充電モードである。ステージＳＴ１に
おいて、入力電圧ラインがＹに達すると、ステージＳＴ
２領域に入る。ステージＳＴ２では、入力電圧ｅ_acがＹ
ラインに達すると、第１のスイッチング回路から出力電
圧ｅ_oを確保できるようになり、出力電圧は上昇する。

【００４９】差動増幅器ＯＰ４は、出力電圧信号ｃと第
１の基準電圧Ｖ１とを受けて、その差分を増幅する。こ
こで、第１の基準電圧Ｖ１は、分圧抵抗回路の各抵抗の
値としてＲ１〜Ｒ３をそのまま用いるものとすると、次
式で表される。

【００５０】Ｖ２＝（（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３））×Ｖｒｅｆ（２）差動増幅器ＯＰ４の出力はコンパレータＣＭＰ４の負入
力に入る。コンパレータＣＭＰ４は、鋸歯状波と差動増
幅器ＯＰ４の出力とを比較し、その比較結果に基づく出
力で充電回路のスイッチング素子Ｓ４を駆動する。出力
電圧信号ｃが（２）式で表される値になると、スイッチ
ング素子Ｓ４はコンパレータＣＭＰ４の出力でＰＷＭ制
御を受け、その導通時間が制御される。

【００５１】そして、この間、入力電圧ｅ_acの上昇と共
に、出力電圧ｅ_oが上昇しようとするが、スイッチング
素子Ｓ４の導通時間のＰＷＭ制御により、上昇分となる
余分なエネルギーを充電可能電池３に充電するようにし
て、出力電圧ｅ_oの上昇を抑える。この時の出力電圧ｅ_o
は（２）式で表される値となる。

【００５２】この場合、（２）式＞（１）式となるの
で、コンパレータＣＭＰ２は、スイッチング素子Ｓ２の
パルス幅を最小（０）となるように制御する。従って、
第２のスイッチング回路からは、電源電圧発生回路へは
エネルギーは供給されず、ステージＳＴ２では、充電可
能電池３は充電状態となる。

【００５３】図４を参照すると明らかなように、交流電
圧ｅ_acが上昇するにつれて、スイッチング素子Ｓ４の導
通時間が増えて充電可能電池への充電量を増やし、交流
電圧ｅ_acが下降するにつれて、スイッチング素子Ｓ４の
導通時間が減って充電可能電池への充電量を減らしてい
ることが分かる。

【００５４】（３）ステージＳＴ３ステージＳＴ３は再び放電モードとなる。ステージＳＴ
３において、入力電圧ｅ_acがＹライン以下になると、ス
テージＳＴ１と同じモードとなる。この時の出力電圧ｅ
_oは（１）式で表される。このため、コンパレータＣＭ
Ｐ４の出力は常時０となり、充電用スイッチング素子Ｓ
４は動作を停止し、コンパレータＣＭＰ２により駆動さ
れるスイッチング素子Ｓ２により、電源電圧発生回路の
出力電圧が一定電圧になるように制御される。

【００５５】以上説明した実施の形態例によれば、スイ
ッチング制御回路１０が、充電モードと放電モードを判
定して、充電モード時には前記第１のスイッチング回路
を動作させて、電源電圧発生回路から出力を発生させる
と共に、充電回路出力で充電可能電池３を充電させると
共に、放電モード時には前記第２のスイッチング回路を
動作させて前記電源電圧発生回路に出力を発生させるよ
うに制御することにより、交流電源１に流れる電流ｉ_ac
を交流電圧ｅ_acと同位相の連続的に流れる電流とするこ
とにより、リプルの少ない出力電圧を得ることができ
る。

【００５６】また、この実施の形態例によれば、前記ス
イッチング制御回路１０が、出力電圧ｅ_oを超えたエネ
ルギー分は充電可能電池３の充電に振り向け、出力電圧
ｅ_oに足りないエネルギー分は充電可能電池３から供給
させるように各スイッチング素子の導通時間を制御する
ことにより、出力電圧ｅ_oを一定に保つことができる。

【００５７】図５は本発明の効果の説明図で、オシロス
コープの観察波形である。ｅ_acは入力交流電圧であり、
その振幅は例えば１４０Ｖ程度である。横軸は時間で１
目が５ｍＳＥＣである。ｉ_acは交流電源に流れる電流で
あり、入力電圧ｅ_acと同位相となり、かつ連続的な波形
となっていることが分かる。ｅ_oは出力電圧のリプル波
形で、リプルの振幅はピーク・ツ・ピークで２０ｍＶ程
度と極めて小さくなっていることが分かる。

【００５８】上述の実施の形態例では、電流検出回路４
が第１のスイッチング回路に流れる電流を検出するの
に、ループに直列に挿入された抵抗Ｒｓの電圧降下を利
用する場合を例にとった。しかしながら、本発明はこれ
に限るものではなく、ループにカレントトランス（Ｃ
Ｔ）を巻回し、第１のスイッチング回路に流れる電流を
検出することができる。ＣＴで検出された電流は、ＣＴ
回路に直列に接続された電流／電圧変換用の抵抗から電
圧信号として取り出すことができる。この実施の形態例
によれば、電流検出回路４が第１のスイッチング回路に
流れる電流を非接触で検出することができる。

【００５９】また、上述の実施の形態例では、整流回路
としてブリッジ整流回路を用いたが、本発明はこれに限
るものではなく、ダイオードを２個用いた全波整流回路
等を用いることができる。

【００６０】また、上述の説明で用いた充電可能電池３
は、電解コンデンサ，電気二重層コンデンサ等の大容量
キャパシタで置き換えることができる。また、本発明方
式は、フォワード形回路，インバータ整流回路等他のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータにも適用することができる。

【００６１】

【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、（１）交流入力電圧を受けてＤＣ／ＤＣコンバータ方式
で異なる値の電圧に変換する電源装置において、１次側
整流回路の出力を直接スイッチングして電力変換リアク
トルの第１の巻線を駆動する第１のスイッチング回路
と、充電可能電池の出力をスイッチングして電力変換リ
アクトルの第２の巻線を駆動する第２のスイッチング回
路と、電力変換リアクトルの第３の巻線側に発生する交
流を整流平滑して出力電圧を発生する電源電圧発生回路
と、電力変換リアクトルの第４の巻線側に発生する交流
をスイッチングし、整流した後前記第２のスイッチング
回路中の充電可能電池を充電する充電回路と、前記第１
のスイッチング回路に流れる電流と、前記電源電圧発生
回路の出力を受けて、充電モードと放電モードを判定
し、充電モード時には前記第１のスイッチング回路を動
作させて、電源電圧発生回路から出力を発生させると共
に、充電回路出力で充電可能電池を充電させると共に、
放電モード時には前記第２のスイッチング回路を動作さ
せて前記電源電圧発生回路に出力を発生させるように制
御するスイッチング制御回路とを設けることにより、ス
イッチング制御回路が、充電モードと放電モードを判定
して、充電モード時には前記第１のスイッチング回路を
動作させて、電源電圧発生回路から出力を発生させると
共に、充電回路出力で充電可能電池を充電させると共
に、放電モード時には前記第２のスイッチング回路を動
作させて前記電源電圧発生回路に出力を発生させるよう
に制御し、交流電源に流れる電流ｉ_acを交流電圧ｅ_acと
同位相の連続的に流れる電流とし、リプルの少ない出力
電圧を得ることができる。

【００６２】（２）この場合において、前記スイッチン
グ制御回路は、充電モード時には交流入力振幅と電源電
圧発生回路の出力との差分に基づくエネルギーを前記充
電可能電池に供給し、放電モード時には、電源電圧発生
回路の出力と交流入力振幅との差分である不足分に基づ
くエネルギーを前記充電可能電池から供給することによ
り、電源電圧発生回路の出力を一定に保持することによ
り、前記スイッチング制御回路が、出力電圧ｅ_oを超え
たエネルギー分は充電可能電池の充電に振り向け、出力
電圧ｅ_oに足りないエネルギー分は充電可能電池から供
給させるように各スイッチング素子の導通時間を制御
し、出力電圧ｅ_oを一定に保つことができる。

【００６３】（３）また、前記第１のスイッチング回路
に流れる電流を検出する方法として、回路に直列に挿入
された抵抗の電圧降下を用いることにより、電流検出回
路は第１のスイッチング回路に流れる電流を電圧信号と
して検出することができる。

【００６４】（４）また、前記第１のスイッチング回路
に流れる電流を検出する方法として、カレントトランス
を用いることにより、この発明の構成によれば、電流検
出回路は第１のスイッチング回路に流れる電流を非接触
で検出することができる。

【００６５】（５）更に、前記第３の巻線と第４の巻線
を第１の巻線とは逆向きに巻く構成とすることにより、
フライバックコンバータ方式を構成することができ、電
力変換リアクトル２次側に設けていたチョークコイルを
不要とすることができる。

【００６６】このように、本発明によれば、リプルの少
ない出力電圧を得ることができる電源装置を提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理回路図である。

【図２】本発明の作用説明図である。

【図３】本発明の一実施の形態例を示す回路図である。

【図４】本発明の実施の形態例における各部の動作波形
を示すタイムチャートである。

【図５】本発明の効果の説明図である。

【図６】従来回路の構成例を示す図である。

【図７】従来回路の動作波形を示す図である。

【符号の説明】

１交流電源２整流回路３充電可能電池４電流検出回路１０スイッチング制御回路Ｄ１ダイオードＤ２ダイオードＤ３ダイオードＤ４ダイオードＳ１スイッチング素子Ｓ２スイッチング素子Ｓ４スイッチング素子Ｃ２コンデンサＴ電力変換リアクトルＮ１第１の巻線Ｎ２第２の巻線Ｎ３第３の巻線Ｎ４第４の巻線Ｒ負荷

フロントページの続き (72)発明者李炳薫長崎県長崎市清水町５番52号サンシャインハウス303号室 (72)発明者秋瀬憲一長崎県大村市鬼橋町225 (72)発明者平原実神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番１号富士通株式会社内 (72)発明者桑原厚二神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番１号富士通株式会社内 (72)発明者千田潤神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番１号富士通株式会社内 (72)発明者棟安和紀神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番１号富士通株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流入力電圧を受けてＤＣ／ＤＣコンバ
ータ方式で異なる値の電圧に変換する電源装置におい
て、１次側整流回路の出力を直接スイッチングして電力変換
リアクトルの第１の巻線を駆動する第１のスイッチング
回路と、充電可能電池の出力をスイッチングして電力変換リアク
トルの第２の巻線を駆動する第２のスイッチング回路
と、電力変換リアクトルの第３の巻線側に発生する交流を整
流平滑して出力電圧を発生する電源電圧発生回路と、電力変換リアクトルの第４の巻線側に発生する交流をス
イッチングし、整流した後前記第２のスイッチング回路
中の充電可能電池を充電する充電回路と、前記第１のスイッチング回路に流れる電流と、前記電源
電圧発生回路の出力を受けて、充電モードと放電モード
を判定し、充電モード時には前記第１のスイッチング回
路を動作させて、電源電圧発生回路から出力を発生させ
ると共に、充電回路出力で充電可能電池を充電させると
共に、放電モード時には前記第２のスイッチング回路を
動作させて前記電源電圧発生回路に出力を発生させるよ
うに制御するスイッチング制御回路とを設けたことを特
徴とする電源装置。
【請求項２】前記スイッチング制御回路は、充電モー
ド時には交流入力振幅と前記電源電圧発生回路の出力と
の差分に基づくエネルギーを前記充電可能電池に供給
し、放電モード時には、電源電圧発生回路の出力と交流入力
振幅力との差分である不足分に基づくエネルギーを前記
充電可能電池から供給することにより、電源電圧発生回
路の出力を一定に保持することを特徴とする請求項１記
載の電源装置。
【請求項３】前記第１のスイッチング回路に流れる電
流を検出する方法として、回路に直列に挿入された抵抗
の電圧降下を用いることを特徴とする請求項１又は２の
何れかに記載の電源装置。
【請求項４】前記第１のスイッチング回路に流れる電
流を検出する方法として、カレントトランスを用いるこ
とを特徴とする請求項１又は２の何れかに記載の電源装
置。
【請求項５】前記第３の巻線と第４の巻線を第１の巻
線とは逆向きに巻く構成としたことを特徴とする請求項
１乃至４の何れかに記載の電源装置。