JPH10275022A - 安定化電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】余分な製造工程や製造後のレーザートリミング
を必要とせずに、バンドギャップレギュレータによる安
定化電源回路の出力電圧の絶対精度を向上する。 【解決手段】出力電圧Ｖ_oの絶対精度が、トランジスタ
Ｔｒ３,Ｔｒ５のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEの製造ば
らつきによって支配されるようなバンドギャップレギュ
レータ７に対し、トランジスタＴｒ３,Ｔｒ５と同等の
特性のトランジスタＴｒ１１を有する補正電流発生回路
１を設ける。トランジスタのＶ_BEとエミッタ接地順方向
電流増幅率ｈ_FEとの相関を利用し、トランジスタＴｒ１
１のｈ_FEに反比例した補正電流Ｉを発生して、バンドギ
ャップレギュレータ７に供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、安定化電源回路に
関し、特に、バンドギャップレギュレータによる出力電
圧精度が高い安定化電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】安定化電源回路は、各種機器での電源回
路や基準電圧回路として、安定な電圧を得るために広く
使用されている。安定化電源回路では、何らかなの形で
基準電圧を発生する必要があり、そのために、バンドギ
ャップレギュレータが用いられるようなってきた。近
年、電子機器における電源電圧の低電圧化が進行してい
るが、バンドギャップレギュレータによれば、こうした
低電源電圧に対応した低い基準電圧を発生させることが
でき、また集積回路化に対応できる。

【０００３】図４は、バンドギャップレギュレータによ
る従来の安定化電源回路の一例を示す回路図である。こ
の安定化電源回路は、外部接続端子として、最低電位端
子３、最高電位端子４及び出力端子５の３つの端子を有
しており、ｎｐｎトランジスタＴｒｌ〜Ｔｒ５,Ｔｒ８,
Ｔｒ９,Ｔｒ１６,Ｔｒ１７、ｐｎｐトランジスタＴｒ
６,Ｔｒ７,Ｔｒ１０、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ
１０とよって、バンドギャップレギュレータ回路が構成
されている。このうち、抵抗Ｒ１,Ｒ２及びトランジス
タＴｒ４,Ｔｒ１６,Ｔｒ１７はスタートアップ回路を構
成している。

【０００４】スタートアップ回路においては、トランジ
スタＴｒ１６,Ｔｒ１７はいずれもコレクタとベースと
を短絡することによってダイオード接続されており、最
高電位端子４と最低電位端子３との間に、抵抗Ｒ２、ト
ランジスタＴｒ１６、トランジスタＴｒ１７、抵抗Ｒ１
が、最高電位端子４側からこの順で直列に挿入され、ト
ランジスタＴｒ４のベースが抵抗Ｒ２とトランジスタＴ
ｒ１６との接続点に接続している。

【０００５】トランジスタＴｒ８,Ｔｒ９のコレクタが
最高電位端子４に接続している。また、トランジスタＴ
ｒ６,Ｔｒ７のエミッタは、それぞれ、抵抗Ｒ６,Ｒ７を
介して最高電位端子４に接続している。トランジスタＴ
ｒ８のエミッタはトランジスタＴｒ９のベースに接続
し、トランジスタＴｒ９のエミッタは、出力端子５に接
続するとともに、抵抗Ｒ９を介してＡ点に接続してい
る。Ａ点と最低電位端子３との間には抵抗Ｒ１０が挿入
されている。すなわちＡ点は、出力電圧を抵抗Ｒ９と抵
抗１０とによって分圧する点である。トランジスタＴｒ
６,Ｔｒ７のベース、トランジスタＴｒ６のコレクタ、
トランジスタＴｒ３,Ｔｒ４のコレクタが相互に接続し
ている。トランジスタＴｒ３,Ｔｒ４のエミッタは、相
互に接続するとともに、抵抗Ｒ４,Ｒ５の一端にそれぞ
れ接続している。抵抗Ｒ４,Ｒ５の他端には、それぞれ
トランジスタＴｒ２,Ｔｒ１のコレクタが接続してい
る。トランジスタＴｒ３のベースは上述のＡ点に接続し
ている。トランジスタＴｒ１のベースとコレクタ、トラ
ンジスタＴｒ２のベースは相互に接続している。トラン
ジスタＴｒ１のエミッタは最低電位端子３に直接接続
し、トランジスタＴｒ２のエミッタは抵抗Ｒ３を介して
最低電位端子３に接続している。

【０００６】トランジスタＴｒ７のコレクタは、トラン
ジスタＴｒ８のベース、抵抗Ｒ８の一端及びトランジス
タＴｒ１０のエミッタに接続し、トランジスタＴｒ１０
のベースは、コンデンサＣ１を介してトランジスタＴｒ
２のコレクタに接続するとともに、抵抗Ｒ８の他端及び
トランジスタＴｒ５のコレクタに接続している。トラン
ジスタＴｒ５のベースとエミッタは、それぞれ、トラン
ジスタＴｒ２のコレクタと最低電位端子３に接続し、ト
ランジスタＴｒ１０のコレクタは最低電位端子３に接続
している。

【０００７】この安定化電源回路は、バンドギャップレ
ギュレータとして動作するので、トランジスタＴｒ３の
ベース、すなわち、Ａ点の電位が一定となるように動作
する。Ａ点の電位をＶ_Aと表し、トランジスタＴｒ１,Ｔ
ｒ２,Ｔｒ３,Ｔｒ５でのベース−エミッタ間電圧をそれ
ぞれＶ_BE1,Ｖ_BE2,Ｖ_BE3,Ｖ_BE5とする。トランジスタＴ
ｒ１のエミッタ電流とトランジスタＴｒ２のエミッタ電
流とを異ならせ、Ｖ_{BE 1}≠Ｖ_BE2とする。その結果、次式
が成立する。

【０００８】

【数１】 ところで、この安定化電源回路を集積回路として構成し
た場合において、各々の抵抗の抵抗値や各々のトランジ
スタのＶ_BEの値には、製造上のばらつきが含まれてい
る。製造上のばらつきには、絶対精度と相対精度があ
り、抵抗の例でいえば、絶対精度は±１５％の程度であ
り、相対精度は±２％の程度であって、絶対精度≫相対
精度である。ここでいう相対誤差とは、同一チップ内の
近接する素子間の誤差のことである。すなわち先の抵抗
の例でいうと、ある目標値に対して、できあがった抵抗
の抵抗値は目標値の±１５％の程度の範囲内でばらつき
得るが、その抵抗と近接する抵抗との間での誤差は±２
％程度である。一般に、Ｖ_Aのばらつきの原因を考える
と、トランジスタのＶ_BEの絶対精度による影響がもっと
も大きい。

【０００９】式(1)において、右辺第３項は、抵抗比
（Ｒ４／Ｒ３）と２つのトランジスタのＶ_BEの差（Ｖ
_BE2−Ｖ_BE1）により決まるので、製造ばらつきでの絶対
精度の影響を受けずに相対精度の影響のみを受けること
になり、精度が高い。しかしながら、式(1)の第１項と
第２項は、Ｖ_BEの絶対精度そのものが関係するため、結
局、電圧Ｖ_Aは、トランジスタＴｒ３,Ｔｒ５のＶ_BE3,Ｖ
_BE5の絶対精度の影響を強く受け、精度が低くなる。な
お、式(1)の右辺第３項が原理的な意味でバンドギャッ
プレギュレータの出力電圧であるが、出力端子５に電圧
を出力し、かつこの出力電圧を抵抗Ｒ９,Ｒ１０で分圧
した電圧（Ａ点の電圧）が一定になるようにするため
に、Ｖ_Aを表わす式にＶ_BE3,Ｖ_BE5の項が含まれることに
なる。

【００１０】ここで、各トランジスタの絶対精度による
誤差をｄＶ_BEとすると、Ａ点の電位Ｖ_Aのばらつき範囲
Ｖ_A'は次の式で表すことができる。

【００１１】

【数２】 上述の安定化電源回路の出力端子５の電圧をＶ_oとおく
と、Ｖ_oは、

【００１２】

【数３】 と表わされる。出力電圧Ｖ_oの絶対精度にも、Ａ点の電
圧Ｖ_Aに含まれるＶ_BEの絶対精度であるｄＶ_BEの２個分
が大きく影響し、出力電圧Ｖ_oを絶対精度はあまりよく
することができない。出力電圧Ｖ_oの絶対精度は、おお
よそ出力電圧の±５％となる。

【００１３】そこで、出力電圧の精度をより向上させた
い場合には、従来、製造後に抵抗値の調整が可能な素子
によって抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０を構成し、製造工程終了
後に出力電圧Ｖ_oを観測しながら抵抗Ｒ９,Ｒ１０を調整
して、出力電圧Ｖ_oの精度を向上させている。製造後に
抵抗値の調整を行う手法としては、レーザートリミング
や、ツェナーザップダイオードによるトリミング等の方
法がある。レーザートリミングは、レーザー光を照射す
ることによって抵抗素子に切り込みやスリットを入れ、
抵抗素子の抵抗値を変える技術である。

【００１４】ツェナーザップダイオードによる手法で
は、まず、図５に示すように、直列に接続された抵抗Ｒ
１６〜Ｒ１９のそれぞれに対してツェナーザップダイオ
ードＺＤ１〜ＺＤ４を並列に接続し、各ツェナーザップ
ダイオードＺＤ１〜ＺＤ４に外部から電圧を印加できる
ように、各ツェナーザップダイオードＺＤ１〜ＺＤ４の
両端をダイオード破壊用端子９に引き出しておく。ツェ
ナーザップダイオードは、通常の状態では、ＰＮ接合の
逆方向に対して数Ｖ印加してもカソードからアノードへ
ほとんど電流を流さないので、ハイインピーダンスとみ
なすことができるが、外部から高い電圧を印加して電流
を流し破壊することで、数Ω程度の小抵抗となる。よっ
て、製造直後であれば、図５の全体の抵抗値は各抵抗Ｒ
１６〜Ｒ１９の抵抗値の総和となるが、選択的にツェナ
ーザップダイオードを破壊することにより、そのツェナ
ーザップダイオードに並列に接続されている抵抗がは短
絡された形となり、その組み合わせによって、図５の全
体の抵抗値を段階的に変化させることができる。

【００１５】上記の手法等により、製造工程が終了して
出力電圧Ｖ_oを測定することが可能となった後に、出力
電圧Ｖ_oをモニタしながら、製造ばらつきによる目標値
との誤差を小さくするように、抵抗Ｒ９及び抵抗Ｒ１０
の少なくとも一方の抵抗値を調整する。こうすること
で、最終的な出力電圧Ｖ_oの絶対精度を高くできる。出
力電圧Ｖ_oの絶対精度をおおよそ出力電圧の±２％程度
にすることは、容易に実現できる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上述した
従来の安定化電源回路には、製造コストが大きくなると
いう問題点がある。上述した従来の安定化電源回路で
は、製造後に抵抗値の調整を行うことを前提とするた
め、そのような調整が可能な抵抗素子を形成するために
追加の製造工程や装置が必要になり、その分、調整を必
要としない場合に比べ、コストが上昇する上、製造後の
調整を行うためのコストも必要となり、製品全体として
製造コストが増大してしまう。

【００１７】本発明の目的は、製造時の追加工程や製造
後の調整工程を必要とせず、かつ絶対精度が向上した安
定化電源回路を提供することである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明の安定化電源回路
は、トランジスタのベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEを利用
したバンドギャップレギュレータを有する安定化電源回
路において、前記トランジスタのエミッタ接地順方向直
流電流増幅率ｈ_FEに対して相関を有する補正電流を発生
する補正電流発生回路を有し、前記補正電流が前記バン
ドギャップレギュレータに供給されて前記バンドギャッ
プレギュレータの出力電圧が補正される。

【００１９】バンドギャップレギュレータの出力電圧の
絶対精度を悪くしている最大のものは、上述したよう
に、トランジスタ（図４に示す回路ではトランジスタＴ
ｒ３,Ｔｒ５）のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEの製造ば
らつきであるが、本発明は、トランジスタのＶ_BEとｈ_FE
との間にある相関があることから、バンドギャップレギ
ュレータ内で出力電圧の絶対精度を悪くする原因となっ
ているトランジスタと同等のトランジスタを補償用トラ
ンジスタとして補正電流発生回路内に設け、この補償用
トランジスタのｈ_FEに応じた補正電流を作り出し、バン
ドギャップレギュレータに供給する。補正電流を上述の
トランジスタ（例えば図４のトランジスタＴｒ３）のベ
ースに接続された抵抗に流すことにより、バンドギャッ
プレギュレータの出力電圧に補正が加えられ、この出力
電圧の絶対精度が向上する。

【００２０】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の一
形態の安定化電源回路の構成を示す回路図である。この
安定化電源回路は、バンドレギュレータ７に補正電流発
生回路１を付加した構成である。なおここでは、安定化
電源回路は、集積回路として１つの半導体チップ内に形
成されるものとする。バンドギャップレギュレータ７
は、図４に示す従来の安定化電源回路と同一のものであ
り、その内部構成は上述したとおりであるので、ここで
は、内部構成の説明を省略する。ただし、図４において
ダイオード接続されていたトランジスタＴｒ１６,Ｔｒ
１７は、図１においてはそれぞれダイオードＤ１,Ｄ２
として示されている。

【００２１】補正電流発生回路１は、バンドギャップレ
ギュレータ７に対して補正電流を出力するものであっ
て、定電流の電流源２とカレントミラー回路６とｎｐｎ
トランジスタＴｒ１１から構成されている。カレントミ
ラー回路６は、最高電位端子４に接続するとともに、入
力端子ｉｎがトランジスタＴｒ１１のベースに接続し、
出力端子Ｏｕｔがバンドギャップレギュレータ７の上述
したＡ点に接続している。出力端子ＯｕｔからＡ点に流
れる電流すなわち補正電流がＩで示されている。トラン
ジスタＴｒ１１のコレクタは最高電位端子４に接続し、
トランジスタＴｒ１１のエミッタは電流源２を介して最
低電位端子３に接続している。電流源２に流れる電流を
Ｉ_oとする。ここでトランジスタＴｒ１１としては、バ
ンドギャップレギュレータ７におけるトランジスタＴｒ
３およびトランジスタＴｒ５と同じタイプ、同等の特性
を有するものを使用する。

【００２２】次に、この安定化電源回路の動作を説明す
る。

【００２３】この回路においても、Ａ点の電位Ｖ_Aは、
従来の技術で示したように上述の式(1)で表される。ま
た、各トランジスタのＶ_BEの絶対精度による誤差を含め
たＡ点での電圧Ｖ_Aのばらつき範囲Ｖ_A'も、式(2)で表さ
れる。しかしながらこの回路では、補正電流発生回路１
により補正電流ＩがＡ点に供給されるため、出力端子５
での出力電圧Ｖ_oは、次式で表されるものとなる。

【００２４】

【数４】 ところで、一般に、トランジスタのベース−エミッタ間
電圧Ｖ_BEとエミッタ接地順方向電流増幅率ｈ_FEとの間に
は、図６に示すように相関があり、同じサイズのトラン
ジスタに同じエミッタ電流を流す場合、ｈ_FEが大きいト
ランジスタのＶ _BEは小さくなり、ｈ_FEが小さいトランジ
スタのＶ_BEは大きくなる。すなわち、ｈ _FEの増加に伴っ
て直線的にトランジスタのＶ_BEが低下する。したがっ
て、トランジスタのＶ_BEがばらつくと、この相関に応じ
て、ｈ_FEもばらつく。

【００２５】補正電流Ｉは、カレントミラー回路６の電
流増幅率を１とすると、電流源２の定電流Ｉ₀をトラン
ジスタＴｒ１１のｈ_FEで割った値となり、このｈ_FEに反
比例する。したがって、トランジスタＴｒ１１のｈ_FEが
ばらつくと、補正電流Ｉもそれに反比例してばらつくこ
とになる。そこで補正電流ＩでのこのばらつきをｄＩと
する。トランジスタＴｒ１１をトランジスタＴｒ３,Ｔ
Ｒ５と同じタイプのトランジスタとすることで、トラン
ジスタＴｒ１１のｈ_FEのばらつきとトランジスタＴｒ
３,Ｔｒ５のＶ_BEのばらつきと連動することになる。

【００２６】トランジスタＴｒ３やトランジスタＴｒ５
のＶ_BEがばらついた場合における出力電圧のばらつき範
囲Ｖ_o'は、上述したような補正電流Ｉを考慮すると、

【００２７】

【数５】 となる。補正電流Ｉは、次の式で表される。

【００２８】

【数６】 図６に示すＶ_BE−ｈ_FE特性や式(5),(6)より、

【００２９】

【数７】 を満たすように抵抗Ｒ９,Ｒ１０及び補正電流Ｉの値を
設定することによって、補正電流Ｉによる抵抗Ｒ９の電
圧降下分の変動により、トランジスタのＶ_BEのばらつき
による出力電圧の変動を打ち消すことができる。すなわ
ち、式(7)が成立しているとき、出力電圧のばらつき範
囲Ｖ_o'は、

【００３０】

【数８】 となる。式(8)から分かるように、トランジスタのＶ_BE
のばらつきによる出力電圧のばらつきはキャンセルさ
れ、出力電圧Ｖ_oの絶対精度は大きく向上する。

【００３１】上述の説明において、トランジスタＴｒ１
１はトランジスタＴｒ３,Ｔｒ５と同じタイプであって
同等の特性を有するものとしたが、これは、トランジス
タＴｒ１１のｈ_FEに基づいてトランジスタＴｒ３,Ｔｒ
５のＶ_BEのばらつきの補償を行うことから要求されるも
のである。すなわち、上述の式(1)の右辺第１項及び第
２項によるばらつき要因を絶対精度でなく相対精度のレ
ベルまで減少させることを意図して、トランジスタＴｒ
３,Ｔｒ５,Ｔｒ１１の特性を揃えるようにする。したが
って、トランジスタＴｒ１１は、通常の半導体装置製造
プロセスにおいて、トランジスタＴｒ３,Ｔｒ５と同一
工程で同じサイズに形成するようにすればよく、特性を
合わせるために製造後に特別の処理を行う必要はない。

【００３２】本実施の形態において、補正電流ＩをＡ点
に流すことによる補正を行う前の出力電圧の絶対精度
は、おおよそ、出力電圧の±５％であるが、上述したよ
うな補正を行うことによって、補正前の精度の半分以下
の、例えば出力電圧の±２％程度の絶対精度を容易に実
現できる。

【００３３】

【実施例】

（実施例１）次に、実施例によって本発明をさらに詳し
く説明する。図２は実施例１での安定化電源回路の構成
を示す回路図である。この安定化電源回路も集積回路と
して構成されている。

【００３４】ダイオードＤ１,Ｄ２をそれそれコレクタ
とベースとが短絡されたトランジスタＴｒ１６,Ｔｒ１
７で置き換えて表現した以外は、バンドギャップレギュ
レータ部分（抵抗Ｒ１〜Ｒ１０、トランジスタＴｒ１〜
Ｔｒ９,Ｔｒ１６,Ｔｒ１７及びコンデンサ１からなる回
路）の構成は、図１に示したものと同一である。ちなみ
に、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）などでダイオー
ドが素子として用意されていない場合、このようにトラ
ンジスタをダイオードとして使用することも可能であ
る。

【００３５】一方、この回路では、ｐｎｐトランジスタ
Ｔｒ１２,Ｔｒ１３、ｎｐｎトランジスタＴｒ１１,Ｔｒ
１４,Ｔｒ１５及び抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５によって、補正
電流発生回路を構成している。トランジスタＴｒ１２,
Ｔｒ１３のエミッタはそれぞれ抵抗Ｒ１１,Ｒ１２を介
して最高電位端子４に接続し、トランジスタＴｒ１２の
ベースはトランジスタＴｒ１３のベース及びコレクタと
トランジスタＴｒ１１のベースに接続し、トランジスタ
Ｔｒ１２のコレクタは補正電流発生回路の出力としてＡ
点（抵抗Ｒ９,Ｒ１０の中点であってトランジスタＴｒ
３のベースに接続する点）に接続している。また、トラ
ンジスタＴｒ１４,Ｔｒ１５のエミッタは、それぞれ、
抵抗Ｒ１３,Ｒ１４を介して最低電位端子３に接続して
いる。抵抗Ｒ１５は、最高電位端子４とトランジスタＴ
ｒ１５のコレクタとの間に挿入され、トランジスタＴｒ
１５のコレクタは、抵抗Ｒ１５の他、トランジスタＴｒ
１４,Ｔｒ１５のベースに接続している。トランジスタ
Ｔｒ１１のコレクタは最高電位端子４に接続し、トラン
ジスタＴｒ１１のエミッタはトランジスタＴｒ１４のコ
レクタに接続している。

【００３６】すなわち、トランジスタＴｒ１２,Ｔｒ１
３と抵抗Ｒ１１,Ｒ１２によって、図１のカレントミラ
ー回路６に相当する第１のカレントミラー回路が構成さ
れ、トランジスタＴｒ１４,Ｔｒ１５と抵抗Ｒ１３,Ｒ１
４によって、図１での電流源２に相当する第２のカレン
トミラー回路を構成している。

【００３７】最高電位端子４と最低電位端子５の間の電
圧をＶ_ccとし、トランジスタＴｒ１４,Ｔｒ１５のベー
ス−エミッタ間電圧をそれぞれＶ_BE14,Ｖ_BE15とする
と、

【００３８】

【数９】 となり、補正電流Ｉは、次の式で求められる。

【００３９】

【数１０】 なお、上述した回路では、カレントミラー回路ごとに、
使用する抵抗の抵抗値と使用するトランジスタのサイズ
を揃え、各カレントミラー回路の電流増幅率を１として
いる。もし、カレントミラー回路の増幅率が１以外の場
合には、電流ＩあるいはＩ_oに、それぞれのカレントミ
ラー回路の電流増幅率を乗じる。

【００４０】また、上述したように、トランジスタＴｒ
１１は、トランジスタＴｒ３やトランジスタＴｒ５と同
じサイズのトランジスタとする必要がある。そして、式
(7)を満足するように、抵抗Ｒ９,Ｒ１０,Ｒ１５の値や
各カレントミラー回路での電流増幅率を設定することに
より、出力電圧の絶対精度が良い安定化電源回路を得る
ことができる。

【００４１】（実施例２）次に、実施例２の安定化電源
回路について、図３を用いて説明する。この安定化電源
回路は、実施例１の回路に通常の３端子型レギュレータ
８を付加した構成であり、最高電位端子４に接続する代
りに、実施例１での抵抗Ｒ１５の一端をレギュレータ８
の出力端子に接続している。レギュレータ８の正側入力
端子は最高電位端子４に接続し、負側入力端子は最低電
位端子３に接続している。また、実施例１での抵抗Ｒ９
の代りに抵抗Ｒ２０,Ｒ２１を直列に接続し（抵抗Ｒ２
０の方が出力端子５側）、抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ２１の接
続点に補正電流Ｉを供給している。

【００４２】この安定化電源回路では、レギュレータ８
の出力電圧から補正電流Ｉを発生させているので、最高
電圧端子４の電圧に変動があったとしても、補正電流Ｉ
にはその変動の影響は及ばない。そのため、出力端子５
の出力電圧Ｖ_oも変動しない。レギュレータ８の出力電
圧をＶ_rとすると、補正電流は次式のように表わされ
る。

【００４３】

【数１１】 この場合、トランジスタのＶ_BEのばらつきによる出力電
圧のばらつき範囲を表す式は、

【００４４】

【数１２】 となり、次の式

【００４５】

【数１３】 を満足するように、抵抗Ｒ１０,Ｒ２０,Ｒ２１および補
正電流Ｉの値を設定することで、出力電圧Ｖ_oの絶対精
度が良い安定化電源回路を得ることができる。

【００４６】以上、本発明の実施の形態及び実施例を説
明したが、本発明は上述したものに限定されるものでは
ない。例えば、バンドギャップレギュレータの具体的回
路構成は、出力電圧を抵抗によって所定の比で分圧する
点を基準点（例えば上述のＡ点）としてこの基準点の電
位を一定保つような回路構成であれば、上述した回路に
限定されるものではない。

【００４７】また、上述した例では、トランジスタＴｒ
１１のエミッタを定電流Ｉ_oで駆動し、この定電流Ｉ_oの
ｈ_FE分の１の電流を得ることにより、トランジスタのｈ
_FEと相関がある補正電流Ｉを発生させているが、補正電
流Ｉの発生方法はこれに限られるものではない。例え
ば、トランジスタＴｒ１１のベースに定電流を供給し、
補正電流ＩをトランジスタＴｒ１１のエミッタから取り
出す構成としてもよい。この場合の補正電流Ｉは、トラ
ンジスタＴｒ１１のｈ_FEに比例した電流となり、図２や
図３に示す実施例に対して、トランジスタＴｒ１１のＶ
_BEのばらつきに対する補正電流Ｉの変化分の極性が逆に
なるので、補正電流Ｉの極性を逆にして、バンドギャッ
プレギュレータに供給する必要がある。

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように本発明では、バンド
ギャップレギュレータに含まれるものと同等のトランジ
スタを有する補正電流供給回路を設け、この補正電流供
給回路からの補正電流をバンドギャップレギュレータに
与えて出力電圧の補正を行うように構成する。すなわ
ち、バンドギャップレギュレータの出力電圧の絶対精度
を悪くする原因であるトランジスタのＶ_BEの絶対値のば
らつきに対して、Ｖ_BEと相関があるｈ_FEを利用した補正
電流Ｉにより、出力電圧を補正する。この補正電流発生
回路は、バンドギャップレギュレータと同一の工程によ
り同時に形成できるので、本発明によれば、余分な製造
工程が追加されることなしに絶対精度が高い安定化電源
回路が得られる。また、レーザトリミングなどの追加工
程も必要としない。その結果、追加の工程などによる製
造コストの増大やそれらの工程による開発および製造期
間の増大なしに、絶対精度が高い安定化電源回路を提供
することができる。また、コストや精度の問題などによ
って、従来の場合には搭載することができなかった回路
への安定化電源回路の搭載が可能となり、これら回路の
１チップ化が容易となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態の安定化電源回路の構成
を示す回路図である。

【図２】実施例１の安定化電源回路の構成を示す回路図
である。

【図３】実施例２の安定化電源回路の構成を示す回路図
である。

【図４】従来の安定化電源回路の構成の一例を示す回路
図である。

【図５】ツェナーザップダイオードにより値の調整が可
能な抵抗の例を示す回路図である。

【図６】トランジスタのＶ_BE−ｈ_FE特性の一例を示すグ
ラフである。

【符号の説明】

１ 補正電流発生回路 ２ 電流源 ３ 最低電位端子 ４ 最高電位端子 ５ 出力端子 ６ カレントミラー回路 ７ バンドギャップレギュレータ ８ レギュレータ回路 ９ ダイオード破壊用端子 Ｒ１〜Ｒ２１ 抵抗 Ｔｒ１〜Ｔｒ１７ トランジスタ Ｃ１ コンデンサ ＺＤ１〜ＺＤ４ ツェナーザップダイオード

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トランジスタのベース−エミッタ間電圧
   Ｖ_BEを利用したバンドギャップレギュレータを有する安
   定化電源回路において、 前記トランジスタのエミッタ接地順方向直流電流増幅率
   ｈ_FEに対して相関を有する補正電流を発生する補正電流
   発生回路を有し、 前記補正電流が前記バンドギャップレギュレータに供給
   されて前記バンドギャップレギュレータの出力電圧が補
   正されることを特徴とする安定化電源回路。
2. 【請求項２】 第１及び第２のトランジスタのベース−
   エミッタ間電圧の差に対して第１及び第２の抵抗の抵抗
   値の比を乗じた第１の電圧と、前記第１の電圧に対して
   少なくとも１つの第３のトランジスタのベース−エミッ
   タ間電圧とを加算した電圧を基準電圧とし、前記基準電
   圧が一定に保たれるようにして出力端子に出力電圧を発
   生するバンドギャップレギュレータと、 前記第３のトランジスタのエミッタ接地順方向直流電流
   増幅率ｈ_FEに対して相関を有する補正電流を発生する補
   正電流発生回路とを有し、 前記補正電流が前記バンドギャップレギュレータに供給
   されて前記バンドギャップレギュレータの出力電圧が補
   正される安定化電源回路。
3. 【請求項３】 前記バンドギャップレギュレータにおい
   ては、前記出力端子に第３及び第４の抵抗が直列に接続
   し、前記第３及び第４の抵抗によって前記出力電圧を分
   圧した電圧が前記基準電圧として制御され、 少なくとも前記第４の抵抗に前記補正電流が流れるよう
   に前記補正電流が供給される請求項２に記載の安定化電
   源回路。
4. 【請求項４】 前記補正電流発生回路は、前記第３のト
   ランジスタと同等の特性を有する第４のトランジスタを
   有し、前記第４のトランジスタのエミッタ接地順方向直
   流電流増幅率ｈ_FEに反比例した前記補正電流を発生する
   請求項２または３に記載の安定化電源回路。
5. 【請求項５】 前記補正電流発生回路が、前記第３のト
   ランジスタと同等の特性を有する第４のトランジスタ
   と、前記第４のトランジスタのエミッタに接続された定
   電流の電流源と、前記第４のトランジスタのベース電流
   を入力として前記補正電流を出力とするカレントミラー
   回路とを有する、請求項２または３に記載の安定化電源
   回路。