JPH10262372A - 直流−直流変換装置 - Google Patents
直流−直流変換装置Info
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- JPH10262372A JPH10262372A JP9339221A JP33922197A JPH10262372A JP H10262372 A JPH10262372 A JP H10262372A JP 9339221 A JP9339221 A JP 9339221A JP 33922197 A JP33922197 A JP 33922197A JP H10262372 A JPH10262372 A JP H10262372A
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高効率の直流−直流変換装置を提供する。
【解決手段】 直流母線電圧Ｖｄを直流出力電圧Ｖｏに
変換する主直流−直流変換回路１２、および前記直流出
力電圧が調整されるように前記直流母線電圧を調整する
フロント・エンド変換回路１１を含む。フロント・エン
ド変換回路は、出力電圧Ｖｏの一部分に等しい値を持つ
制御された補助電圧Ｖｃを有し、入力電圧Ｖｉｎと該補
助電圧から直流母線電圧Ｖｄを導き出す。一実施態様で
は、補助電圧が主変換回路からエネルギを再循環させる
ことによって導き出される。主変換回路は、直流母線電
圧を直流出力電圧に結合するための少なくとも１つの変
圧器（ＴＸ１、ＴＸ２）を有する。変圧器には、補助電
圧を導き出すための付加的な二次巻線（Ｎ３）が設けら
れる。付加的な二次巻線は、補助電圧を出力電圧に比例
させるように変圧器の対応する巻線に密結合される。
変換する主直流−直流変換回路１２、および前記直流出
力電圧が調整されるように前記直流母線電圧を調整する
フロント・エンド変換回路１１を含む。フロント・エン
ド変換回路は、出力電圧Ｖｏの一部分に等しい値を持つ
制御された補助電圧Ｖｃを有し、入力電圧Ｖｉｎと該補
助電圧から直流母線電圧Ｖｄを導き出す。一実施態様で
は、補助電圧が主変換回路からエネルギを再循環させる
ことによって導き出される。主変換回路は、直流母線電
圧を直流出力電圧に結合するための少なくとも１つの変
圧器（ＴＸ１、ＴＸ２）を有する。変圧器には、補助電
圧を導き出すための付加的な二次巻線（Ｎ３）が設けら
れる。付加的な二次巻線は、補助電圧を出力電圧に比例
させるように変圧器の対応する巻線に密結合される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般に直流−直流変
換装置に関するものであり、更に詳しくは配電用途に適
した高効率の動作のために再循環エネルギ制御をそなえ
た高周波型の直流−直流変換装置に関するものである。
換装置に関するものであり、更に詳しくは配電用途に適
した高効率の動作のために再循環エネルギ制御をそなえ
た高周波型の直流−直流変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ソフト・スイッチング式インターリーブ
型順変換装置のようなある種の変換装置は、効率のよい
コンパクトな電力変換を行えるようにする特性を有す
る。このような特性には、ゼロ電圧スイッチング動作
（すなわち、スイッチング素子両端間の電圧がほぼゼロ
の状態でのスイッチング）、一定周波数スイッチング動
作、および負荷とは無関係な素子電圧ストレスが含まれ
る。残念なことに、ソフト・スイッチング式インターリ
ーブ型順変換装置は出力電圧を制御することが出来ず、
このような変換装置は単に入力電圧を出力電圧に変換
し、その比は変圧器の巻線比によって決定されている。
出力電圧を調整するためには、入力電圧を制御すること
が必要である。そこで問題となる事項は、この入力電圧
を出来るだけ効率のよいフロント・エンド変換回路（す
なわち、主変換回路の入力に設けた別の変換回路）によ
り制御し、且つ主変換回路に対して適切な保護を行うこ
とである。
型順変換装置のようなある種の変換装置は、効率のよい
コンパクトな電力変換を行えるようにする特性を有す
る。このような特性には、ゼロ電圧スイッチング動作
（すなわち、スイッチング素子両端間の電圧がほぼゼロ
の状態でのスイッチング）、一定周波数スイッチング動
作、および負荷とは無関係な素子電圧ストレスが含まれ
る。残念なことに、ソフト・スイッチング式インターリ
ーブ型順変換装置は出力電圧を制御することが出来ず、
このような変換装置は単に入力電圧を出力電圧に変換
し、その比は変圧器の巻線比によって決定されている。
出力電圧を調整するためには、入力電圧を制御すること
が必要である。そこで問題となる事項は、この入力電圧
を出来るだけ効率のよいフロント・エンド変換回路（す
なわち、主変換回路の入力に設けた別の変換回路）によ
り制御し、且つ主変換回路に対して適切な保護を行うこ
とである。
【０００３】１９９３年１２月２８日発行の米国特許第
５，２７４，５３９号明細書に記載の変換装置では、全
電力が２回変換され、すなわち１回はフロント・エンド
変換回路によって変換され、もう１回は出力用変換回路
によって変換されている。１９８８年１１月２９日発行
の米国特許第４，７８８，６３４号明細書には、制御の
ために電力を低減したブースト変換回路を使用する部分
的電力変換が提案されている。後者の特許明細書に記載
の順変換回路は、電流を吸収しなければならず、また他
のフロント・エンド変換回路と同様に、動作するために
付加的なエネルギを使用するという欠点がある。
５，２７４，５３９号明細書に記載の変換装置では、全
電力が２回変換され、すなわち１回はフロント・エンド
変換回路によって変換され、もう１回は出力用変換回路
によって変換されている。１９８８年１１月２９日発行
の米国特許第４，７８８，６３４号明細書には、制御の
ために電力を低減したブースト変換回路を使用する部分
的電力変換が提案されている。後者の特許明細書に記載
の順変換回路は、電流を吸収しなければならず、また他
のフロント・エンド変換回路と同様に、動作するために
付加的なエネルギを使用するという欠点がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従って、変換装置に給
電する直流母線を出来るだけ効率よく制御することによ
って直流−直流変換装置の出力電圧を制御することが望
ましい。更に、高効率を達成するために、全送出電力の
一部分のみを処理して全電力を制御することが望まし
い。また更に、たとえ電力の一部分のみがフロント・エ
ンド調整器によって制御されるとしても、変換装置全体
に対する短絡保護を設けることが望ましい。
電する直流母線を出来るだけ効率よく制御することによ
って直流−直流変換装置の出力電圧を制御することが望
ましい。更に、高効率を達成するために、全送出電力の
一部分のみを処理して全電力を制御することが望まし
い。また更に、たとえ電力の一部分のみがフロント・エ
ンド調整器によって制御されるとしても、変換装置全体
に対する短絡保護を設けることが望ましい。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、出力電
圧を制御するために効率のよい出力用変換回路（すなわ
ち、主変換回路）から送出される電力の一部分（例え
ば、約１０％）のみを処理するフロント・エンド変換回
路が設けられる。送出電力の一部分のみが処理されるの
で、フロント・エンド変換回路に伴う損失は全送出電力
の内の非常に小さい部分に過ぎず、これにより全体の効
率が非常に高くなる。一実施態様では、フロント・エン
ド変換回路に対する入力電力は主変換回路の出力から供
給され、従ってこの低減した電力は変換装置内で循環さ
れる。直流電圧を制御することによって出力電圧を調整
することにより、主変換回路から調整機能が不要にな
り、従って主変換回路を効率と小さな寸法とに基づいて
厳密に選択することが可能になる。この結果、全体の効
率が高くコンパクトな直流−直流変換装置であって、そ
の出力フィルタ要件が最少で、出力短絡に対する保護を
そなえた直流−直流変換装置が得られる。その上、変換
装置の帯域幅が低電力のフロント・エンド変換回路の帯
域幅によって決定され、フロント・エンド変換回路の帯
域幅は全定格の変換回路よりも高い帯域幅を有すること
が出来る。従って、現在入手可能な変換装置と比べてず
っと高い帯域幅を達成することができ、これにより出力
フィルタの大きさが低減されるという利点を生じる。
圧を制御するために効率のよい出力用変換回路（すなわ
ち、主変換回路）から送出される電力の一部分（例え
ば、約１０％）のみを処理するフロント・エンド変換回
路が設けられる。送出電力の一部分のみが処理されるの
で、フロント・エンド変換回路に伴う損失は全送出電力
の内の非常に小さい部分に過ぎず、これにより全体の効
率が非常に高くなる。一実施態様では、フロント・エン
ド変換回路に対する入力電力は主変換回路の出力から供
給され、従ってこの低減した電力は変換装置内で循環さ
れる。直流電圧を制御することによって出力電圧を調整
することにより、主変換回路から調整機能が不要にな
り、従って主変換回路を効率と小さな寸法とに基づいて
厳密に選択することが可能になる。この結果、全体の効
率が高くコンパクトな直流−直流変換装置であって、そ
の出力フィルタ要件が最少で、出力短絡に対する保護を
そなえた直流−直流変換装置が得られる。その上、変換
装置の帯域幅が低電力のフロント・エンド変換回路の帯
域幅によって決定され、フロント・エンド変換回路の帯
域幅は全定格の変換回路よりも高い帯域幅を有すること
が出来る。従って、現在入手可能な変換装置と比べてず
っと高い帯域幅を達成することができ、これにより出力
フィルタの大きさが低減されるという利点を生じる。
【０００６】本発明の一態様では直流−直流変換装置が
提供される。該変換装置は、直流母線電圧を直流出力電
圧に変換する主直流−直流変換回路、および前記直流出
力電圧が調整されるように前記直流母線電圧を調整する
フロント・エンド変換回路であって、前記出力電圧の一
部分に等しい値を持つ制御された補助電圧を有し、入力
電圧と該補助電圧から前記直流母線電圧を導き出すフロ
ント・エンド変換回路を含んでいる。一実施態様では、
補助電圧が主変換回路からエネルギを再循環させること
によって導き出される。主変換回路は直流母線電圧を直
流出力電圧に結合するための少なくとも１つの変圧器を
有し、変圧器は補助電圧を導き出すための付加的な二次
巻線を含む。付加的な二次巻線は、補助電圧が出力電圧
に比例するように変圧器の対応する巻線に密結合され
る。
提供される。該変換装置は、直流母線電圧を直流出力電
圧に変換する主直流−直流変換回路、および前記直流出
力電圧が調整されるように前記直流母線電圧を調整する
フロント・エンド変換回路であって、前記出力電圧の一
部分に等しい値を持つ制御された補助電圧を有し、入力
電圧と該補助電圧から前記直流母線電圧を導き出すフロ
ント・エンド変換回路を含んでいる。一実施態様では、
補助電圧が主変換回路からエネルギを再循環させること
によって導き出される。主変換回路は直流母線電圧を直
流出力電圧に結合するための少なくとも１つの変圧器を
有し、変圧器は補助電圧を導き出すための付加的な二次
巻線を含む。付加的な二次巻線は、補助電圧が出力電圧
に比例するように変圧器の対応する巻線に密結合され
る。
【０００７】本発明の新規と考えられる特徴は特許請求
の範囲に具体的に記載してあるが、本発明自体の構成、
作用並びにその他の目的および利点は、添付の図面を参
照した以下の説明から最も良く理解されよう。
の範囲に具体的に記載してあるが、本発明自体の構成、
作用並びにその他の目的および利点は、添付の図面を参
照した以下の説明から最も良く理解されよう。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１は、低電力のフロント・エン
ド制御回路１１およびソフト・スイッチング式二重順変
換回路１２を有する本発明によるインターリーブ型順変
換装置１０を例示する。二重順変換回路１２は、直列に
接続された第１の変圧器ＴＸ１の一次巻線１４と第１の
スイッチング素子Ｑ１との直列組合せ、並びにこの直列
組合せと並列に結合されているエネルギ蓄積コンデンサ
Ｃｄを含む。変圧器ＴＸ１の二次巻線１６はダイオード
Ｄ１のような整流器を介して小さい高周波出力フィルタ
・コンデンサＣｏと並列に結合されている。二重順変換
回路１２は更に、直列に接続された第２の変圧器ＴＸ２
の一次巻線１８と第２のスイッチング素子Ｑ２との直列
組合せを含み、この直列組合せはエネルギ蓄積コンデン
サＣｄと並列に結合されている。変圧器ＴＸ２の二次巻
線２０はダイオードＤ２のような整流器を介して出力フ
ィルタ・コンデンサＣｏと並列に結合されている。変圧
器ＴＸ１およびＴＸ２はほぼ同じ巻数比を有する。ま
た、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は一例として電力
用ＦＥＴで構成される。
ド制御回路１１およびソフト・スイッチング式二重順変
換回路１２を有する本発明によるインターリーブ型順変
換装置１０を例示する。二重順変換回路１２は、直列に
接続された第１の変圧器ＴＸ１の一次巻線１４と第１の
スイッチング素子Ｑ１との直列組合せ、並びにこの直列
組合せと並列に結合されているエネルギ蓄積コンデンサ
Ｃｄを含む。変圧器ＴＸ１の二次巻線１６はダイオード
Ｄ１のような整流器を介して小さい高周波出力フィルタ
・コンデンサＣｏと並列に結合されている。二重順変換
回路１２は更に、直列に接続された第２の変圧器ＴＸ２
の一次巻線１８と第２のスイッチング素子Ｑ２との直列
組合せを含み、この直列組合せはエネルギ蓄積コンデン
サＣｄと並列に結合されている。変圧器ＴＸ２の二次巻
線２０はダイオードＤ２のような整流器を介して出力フ
ィルタ・コンデンサＣｏと並列に結合されている。変圧
器ＴＸ１およびＴＸ２はほぼ同じ巻数比を有する。ま
た、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は一例として電力
用ＦＥＴで構成される。
【０００９】二重順変換回路１２は直流母線電圧Ｖｄを
変圧器ＴＸ１を介して出力に直接的に変圧器結合して、
出力電圧Ｖｏを生じる。スイッチング素子Ｑ１は大体５
０％のデューティサイクルで駆動される。同様に、スイ
ッチング素子Ｑ２は大体５０％のデューティサイクルで
駆動されて、直流母線電圧Ｖｄを出力（Ｖｏ）に変圧器
結合する。しかし、スイッチング素子Ｑ２はスイッチン
グ素子Ｑ１とは位相を１８０゜ずらして駆動されて、変
圧器ＴＸ１またはＴＸ２のいずれかが直流母線電圧を出
力電圧へ直接的に変圧するようにする。このようにし
て、出力フィルタ・コンデンサＣｏのフィルタ要件が最
少にされる。出力フィルタ・コンデンサＣｏはただ、任
意の高周波スイッチング雑音を濾波するためにのみ必要
であり、理想的には、直流リンクのエネルギ蓄積コンデ
ンサＣｄが変圧器の巻線比の自乗によって出力へ直接的
に変圧器結合されるので、少量の整流周波数のみを濾波
すればよい。変換回路のこの属性は低出力電圧変換回路
（直流３．３Ｖ以下）にとって非常に望ましく、そうで
なければ低電圧フィルタ要件が過大になる恐れがある。
更に、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２、並びにダイオ
ードＤ１およびＤ２は、スイッチング損失を最小にする
ためにゼロ電圧スイッチングされ、これにより高周波動
作が可能となり、従って受動構成部品の大きさを小さく
することが出来る。
変圧器ＴＸ１を介して出力に直接的に変圧器結合して、
出力電圧Ｖｏを生じる。スイッチング素子Ｑ１は大体５
０％のデューティサイクルで駆動される。同様に、スイ
ッチング素子Ｑ２は大体５０％のデューティサイクルで
駆動されて、直流母線電圧Ｖｄを出力（Ｖｏ）に変圧器
結合する。しかし、スイッチング素子Ｑ２はスイッチン
グ素子Ｑ１とは位相を１８０゜ずらして駆動されて、変
圧器ＴＸ１またはＴＸ２のいずれかが直流母線電圧を出
力電圧へ直接的に変圧するようにする。このようにし
て、出力フィルタ・コンデンサＣｏのフィルタ要件が最
少にされる。出力フィルタ・コンデンサＣｏはただ、任
意の高周波スイッチング雑音を濾波するためにのみ必要
であり、理想的には、直流リンクのエネルギ蓄積コンデ
ンサＣｄが変圧器の巻線比の自乗によって出力へ直接的
に変圧器結合されるので、少量の整流周波数のみを濾波
すればよい。変換回路のこの属性は低出力電圧変換回路
（直流３．３Ｖ以下）にとって非常に望ましく、そうで
なければ低電圧フィルタ要件が過大になる恐れがある。
更に、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２、並びにダイオ
ードＤ１およびＤ２は、スイッチング損失を最小にする
ためにゼロ電圧スイッチングされ、これにより高周波動
作が可能となり、従って受動構成部品の大きさを小さく
することが出来る。
【００１０】本発明によるフロント・エンド制御回路１
１（後で詳しく説明する）が設けられていない場合、二
重順変換回路１２における問題は、出力電圧Ｖｏがスイ
ッチング素子Ｑ１およびＱ２を制御することによって調
整できないことである。従って、出力電圧を調整するた
めには直流母線電圧Ｖｄを制御しなければならない。前
に述べたように、この制御を行うには、通常、主変換回
路の前に全定格直流−直流変換回路を配置し、これによ
り直流母線電圧Ｖｄを制御し、従って出力電圧Ｖｏを制
御する。
１（後で詳しく説明する）が設けられていない場合、二
重順変換回路１２における問題は、出力電圧Ｖｏがスイ
ッチング素子Ｑ１およびＱ２を制御することによって調
整できないことである。従って、出力電圧を調整するた
めには直流母線電圧Ｖｄを制御しなければならない。前
に述べたように、この制御を行うには、通常、主変換回
路の前に全定格直流−直流変換回路を配置し、これによ
り直流母線電圧Ｖｄを制御し、従って出力電圧Ｖｏを制
御する。
【００１１】本発明によれば、二重順変換回路１２（並
びに他の変換回路）の前述の欠点を克服するため、直流
母線電圧Ｖｄを制御するために全電力の一部分を使用す
るフロント・エンド制御回路１１を設ける。図１に示す
実施態様では、フロント・エンド制御回路１１は直流−
直流バック（ｂｕｃｋ）調整器で構成され、これは直列
接続されたスイッチング素子Ｑ３とダイオードＤ３との
直列組合せを有し、この直列組合せと並列に比較的低い
補助電圧Ｖｃの源が結合されている。補助電圧Ｖｃは入
力電圧Ｖｉｎの上に「重畳」され、小さな補助バック変
換回路に給電する。スイッチング素子Ｑ３とダイオード
Ｄ３の陰極との間の接続点がフィルタ・インダクタＬ１
の一方の端子に接続され、フィルタ・インダクタＬ１の
他方の端子は電圧Ｖｄの直流母線に接続されている。
びに他の変換回路）の前述の欠点を克服するため、直流
母線電圧Ｖｄを制御するために全電力の一部分を使用す
るフロント・エンド制御回路１１を設ける。図１に示す
実施態様では、フロント・エンド制御回路１１は直流−
直流バック（ｂｕｃｋ）調整器で構成され、これは直列
接続されたスイッチング素子Ｑ３とダイオードＤ３との
直列組合せを有し、この直列組合せと並列に比較的低い
補助電圧Ｖｃの源が結合されている。補助電圧Ｖｃは入
力電圧Ｖｉｎの上に「重畳」され、小さな補助バック変
換回路に給電する。スイッチング素子Ｑ３とダイオード
Ｄ３の陰極との間の接続点がフィルタ・インダクタＬ１
の一方の端子に接続され、フィルタ・インダクタＬ１の
他方の端子は電圧Ｖｄの直流母線に接続されている。
【００１２】動作について説明すると、スイッチング素
子Ｑ３がオンであるとき、ダイオードＤ３は逆バイアス
され、電流が入力電圧Ｖｉｎ源、補助電圧Ｖｃ源および
インダクタＬ１を通って流れる。スイッチング素子Ｑ３
がオフのとき、電流が入力電圧Ｖｉｎ源、ダイオードＤ
３およびインダクタＬ１を通って流れる。電源の電流は
本質的に直流であり、インダクタＬ１の電流にリップル
があるだけである。
子Ｑ３がオンであるとき、ダイオードＤ３は逆バイアス
され、電流が入力電圧Ｖｉｎ源、補助電圧Ｖｃ源および
インダクタＬ１を通って流れる。スイッチング素子Ｑ３
がオフのとき、電流が入力電圧Ｖｉｎ源、ダイオードＤ
３およびインダクタＬ１を通って流れる。電源の電流は
本質的に直流であり、インダクタＬ１の電流にリップル
があるだけである。
【００１３】一例の配電システムでは、入力電圧Ｖｉｎ
は直流４８±２ボルトである。この場合、補助電圧Ｖｃ
は例えば直流７ボルト程度に選択される。従って、スイ
ッチング素子Ｑ３のデューティサイクルを制御すること
によって、直流母線電圧Ｖｄは直流５１ボルト付近に調
整され、直流母線電圧Ｖｄは出力電圧Ｖｏを調整するた
めに制御される。ここで、主直流入力電圧と直列である
バック調整器の平均出力電圧が比較的低い電圧（例え
ば、２〜５ボルト）であることに注意されたい。従っ
て、補助電圧Ｖｃ源によって供給される平均電力は、典
型的には全電力の大体１０〜１５％であり、送出される
全電力に対して相対的に低い損失、すなわち典型的には
２〜３％の損失を生じるに過ぎない。また、インダクタ
Ｌ１の両端間のリップル電圧が、直流４８ボルトの全入
力電圧よりもむしろ、低電圧バック調整器によって生じ
る電圧のみであることに注意されたい。従って、リップ
ル電圧が低減していることにより、全入力電流を通すイ
ンダクタＬ１の値は１０分の１程度に小さくされる。更
に、スイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３は低い
直流電圧Ｖｃを阻止だけでよいので、低電圧用の小さい
効率のよい半導体素子を使用することができる。
は直流４８±２ボルトである。この場合、補助電圧Ｖｃ
は例えば直流７ボルト程度に選択される。従って、スイ
ッチング素子Ｑ３のデューティサイクルを制御すること
によって、直流母線電圧Ｖｄは直流５１ボルト付近に調
整され、直流母線電圧Ｖｄは出力電圧Ｖｏを調整するた
めに制御される。ここで、主直流入力電圧と直列である
バック調整器の平均出力電圧が比較的低い電圧（例え
ば、２〜５ボルト）であることに注意されたい。従っ
て、補助電圧Ｖｃ源によって供給される平均電力は、典
型的には全電力の大体１０〜１５％であり、送出される
全電力に対して相対的に低い損失、すなわち典型的には
２〜３％の損失を生じるに過ぎない。また、インダクタ
Ｌ１の両端間のリップル電圧が、直流４８ボルトの全入
力電圧よりもむしろ、低電圧バック調整器によって生じ
る電圧のみであることに注意されたい。従って、リップ
ル電圧が低減していることにより、全入力電流を通すイ
ンダクタＬ１の値は１０分の１程度に小さくされる。更
に、スイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３は低い
直流電圧Ｖｃを阻止だけでよいので、低電圧用の小さい
効率のよい半導体素子を使用することができる。
【００１４】変換装置の帯域幅は低電力のフロント・エ
ンド変換回路すなわちフロント・エンド制御回路１１の
帯域幅によって決定される。フロント・エンド変換回路
は、全定格変換回路よりも高い帯域幅を有する。という
のは、フロント・エンド変換回路はその電力レベルが低
いことにより一層高い周波数でスイッチングすることが
出来るからである。従って、現在入手できる変換装置と
比べて一層高い帯域幅を達成することができ、これによ
り応答速度を一層早く出来ると共に、出力フィルタの大
きさを低減することが出来る。
ンド変換回路すなわちフロント・エンド制御回路１１の
帯域幅によって決定される。フロント・エンド変換回路
は、全定格変換回路よりも高い帯域幅を有する。という
のは、フロント・エンド変換回路はその電力レベルが低
いことにより一層高い周波数でスイッチングすることが
出来るからである。従って、現在入手できる変換装置と
比べて一層高い帯域幅を達成することができ、これによ
り応答速度を一層早く出来ると共に、出力フィルタの大
きさを低減することが出来る。
【００１５】特別な配電システムでは各々の変換装置に
２つの電圧（例えば、ＶｉｎおよびＶｃ）に分配するこ
とが可能であるが、より一般的には単一の電圧分配のみ
であり、これは図２にＶｉｎで示されている。図２に示
す本発明の実施態様では、電圧Ｖｃは出力用変圧器ＴＸ
１の第３の巻線Ｎ３から得られる。図２の実施態様で
は、ゲート駆動制御回路３０がスイッチング素子Ｑ１お
よびＱ２にゲート信号を供給し、またゲート駆動制御回
路３２がスイッチング素子Ｑ３およびＱ４にゲート制御
を供給する。更に、ダイオードＤ３が図２においてはＦ
ＥＴのスイッチング素子Ｑ４に置き換えられて、バック
調整器１１の効率を更に増大させるための同期バック変
換回路を形成して具体的に述べると、スイッチング素子
Ｑ４は、効率を増大させるために同期整流器（すなわ
ち、ダイオード電圧降下よりも小さい導通時電圧降下を
有するオン時抵抗の低いＦＥＴ）として作用する。
２つの電圧（例えば、ＶｉｎおよびＶｃ）に分配するこ
とが可能であるが、より一般的には単一の電圧分配のみ
であり、これは図２にＶｉｎで示されている。図２に示
す本発明の実施態様では、電圧Ｖｃは出力用変圧器ＴＸ
１の第３の巻線Ｎ３から得られる。図２の実施態様で
は、ゲート駆動制御回路３０がスイッチング素子Ｑ１お
よびＱ２にゲート信号を供給し、またゲート駆動制御回
路３２がスイッチング素子Ｑ３およびＱ４にゲート制御
を供給する。更に、ダイオードＤ３が図２においてはＦ
ＥＴのスイッチング素子Ｑ４に置き換えられて、バック
調整器１１の効率を更に増大させるための同期バック変
換回路を形成して具体的に述べると、スイッチング素子
Ｑ４は、効率を増大させるために同期整流器（すなわ
ち、ダイオード電圧降下よりも小さい導通時電圧降下を
有するオン時抵抗の低いＦＥＴ）として作用する。
【００１６】動作について次に説明する。スイッチング
素子Ｑ１およびＱ２が一旦Ｖｉｎに近い入力電圧でスイ
ッチングを開始すると、電圧Ｖｃが確立されて、Ｖｃ制
御チップが給電され、これにより電圧ＶｄがＶｉｎより
幾分高い電圧まで上昇して、出力電圧が調整されるよう
になる。もし巻線Ｎ３が巻線Ｎ２に密結合されている
と、巻線Ｎ３の両端間の電圧は出力電圧すなわち巻線Ｎ
２の両端間の電圧に比例する。従って、電圧Ｖｃは出力
電圧に比例し、出力電圧を制御するための帰還信号Ｖｓ
として使用することが出来る。
素子Ｑ１およびＱ２が一旦Ｖｉｎに近い入力電圧でスイ
ッチングを開始すると、電圧Ｖｃが確立されて、Ｖｃ制
御チップが給電され、これにより電圧ＶｄがＶｉｎより
幾分高い電圧まで上昇して、出力電圧が調整されるよう
になる。もし巻線Ｎ３が巻線Ｎ２に密結合されている
と、巻線Ｎ３の両端間の電圧は出力電圧すなわち巻線Ｎ
２の両端間の電圧に比例する。従って、電圧Ｖｃは出力
電圧に比例し、出力電圧を制御するための帰還信号Ｖｓ
として使用することが出来る。
【００１７】補助電圧Ｖｃは変圧器ＴＸ１およびＴＸ２
の二次巻線Ｎ３の一方または両方から得ることが出来
る。図２に示される実施態様では、一方の変圧器の二次
巻線Ｎ３がバック調整器に給電するために使用され、他
方の変圧器の二次巻線Ｎ３がインターリーブ型順変換回
路のゲート駆動制御回路に給電するために使用されてい
る。
の二次巻線Ｎ３の一方または両方から得ることが出来
る。図２に示される実施態様では、一方の変圧器の二次
巻線Ｎ３がバック調整器に給電するために使用され、他
方の変圧器の二次巻線Ｎ３がインターリーブ型順変換回
路のゲート駆動制御回路に給電するために使用されてい
る。
【００１８】また図２に示される実施態様では、主変換
回路のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２として電流検知
用電力ＦＥＴを使用することによって電流制限制御が実
現される。適当な電流検知用電力ＦＥＴは、モートロー
ラ社から「センスＦＥＴ（ＳｅｎｓｅＦＥＴ）」という
商品名で販売されているタイプのＦＥＴ、またはインタ
ーナショナル・レクティファイヤー社から「ヘクスセン
ス（Ｈｅｘｓｅｎｓｅ）」という商品名で販売されてい
るタイプの素子である。電流検知用電力ＦＥＴを使用し
ていない場合、出力に短絡が生じたとき、スイッチング
素子Ｑ１およびＱ２がスイッチングし続けているとする
と電流を制限するものが何も無い。電流検知用電力ＦＥ
Ｔは各々のＦＥＴの電流を瞬時に検知させることがで
き、過電流が検知抵抗Ｒ１およびＲ２の一方または両方
によって検知された場合には、対応するゲート駆動が直
ちに除かれて、変換回路が保護される。
回路のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２として電流検知
用電力ＦＥＴを使用することによって電流制限制御が実
現される。適当な電流検知用電力ＦＥＴは、モートロー
ラ社から「センスＦＥＴ（ＳｅｎｓｅＦＥＴ）」という
商品名で販売されているタイプのＦＥＴ、またはインタ
ーナショナル・レクティファイヤー社から「ヘクスセン
ス（Ｈｅｘｓｅｎｓｅ）」という商品名で販売されてい
るタイプの素子である。電流検知用電力ＦＥＴを使用し
ていない場合、出力に短絡が生じたとき、スイッチング
素子Ｑ１およびＱ２がスイッチングし続けているとする
と電流を制限するものが何も無い。電流検知用電力ＦＥ
Ｔは各々のＦＥＴの電流を瞬時に検知させることがで
き、過電流が検知抵抗Ｒ１およびＲ２の一方または両方
によって検知された場合には、対応するゲート駆動が直
ちに除かれて、変換回路が保護される。
【００１９】スイッチング素子Ｑ１およびＱ２用の制御
チップは非常に簡単である。それは、単に、一定周波数
のゲート駆動を供給し、過電流が検知された場合にター
ンオフできればよい。使用できる典型的な制御チップ
は、２ＭＨｚまで動作可能であるモートローラ社のＭＣ
３３０６６型チップである。従って、本発明の有利な点
は、配電用途に適した高効率の直流−直流変換装置を提
供し、該装置が簡単な低電圧バック調整器（または他の
タイプの調整器）使用して変換された電力の内のほんの
小さい部分を制御することによって電圧制御を達成する
ことである。更に、本発明の変換装置ではその出力から
エネルギを再循環することによって簡単な態様で補助電
圧が得られる。また、変換装置が低雑音出力用途または
非常に低い電圧（直流３．３ボルト以下）の出力用途に
適するようにするために出力には最少の濾波しか必要と
しない。更に、本発明の変換装置では制御要件が簡単で
ある。また、出力用変換回路のスイッチング素子として
電流検知用電力ＦＥＴを使用することにより、変換装置
は瞬時過電流保護を行う。また更に、本発明の変換装置
は、全電力定格磁気部品の数が最少で済むので多チップ
・モジュールで実現するのに適している。すなわち、変
換装置は磁気エネルギ蓄積要件が最少であり、１つの全
定格磁気素子の等価物のみを有する。更に別の利点は、
低電力フロント・エンド変換回路が帯域幅を決定するの
で高い帯域幅を達成し、これにより出力フィルの大きさ
を低減し且つ応答速度を速くすることが出来ることであ
る。
チップは非常に簡単である。それは、単に、一定周波数
のゲート駆動を供給し、過電流が検知された場合にター
ンオフできればよい。使用できる典型的な制御チップ
は、２ＭＨｚまで動作可能であるモートローラ社のＭＣ
３３０６６型チップである。従って、本発明の有利な点
は、配電用途に適した高効率の直流−直流変換装置を提
供し、該装置が簡単な低電圧バック調整器（または他の
タイプの調整器）使用して変換された電力の内のほんの
小さい部分を制御することによって電圧制御を達成する
ことである。更に、本発明の変換装置ではその出力から
エネルギを再循環することによって簡単な態様で補助電
圧が得られる。また、変換装置が低雑音出力用途または
非常に低い電圧（直流３．３ボルト以下）の出力用途に
適するようにするために出力には最少の濾波しか必要と
しない。更に、本発明の変換装置では制御要件が簡単で
ある。また、出力用変換回路のスイッチング素子として
電流検知用電力ＦＥＴを使用することにより、変換装置
は瞬時過電流保護を行う。また更に、本発明の変換装置
は、全電力定格磁気部品の数が最少で済むので多チップ
・モジュールで実現するのに適している。すなわち、変
換装置は磁気エネルギ蓄積要件が最少であり、１つの全
定格磁気素子の等価物のみを有する。更に別の利点は、
低電力フロント・エンド変換回路が帯域幅を決定するの
で高い帯域幅を達成し、これにより出力フィルの大きさ
を低減し且つ応答速度を速くすることが出来ることであ
る。
【００２０】本発明の好ましい実施態様を図示し説明し
たが、この様な実施態様は例として示されたものである
ことは明らかであろう。当業者には本発明の範囲内で種
々の変形、変更および置換をなし得よう。従って、本発
明は請求の範囲に記載の精神および範囲によって定めら
れるものと意図されている。
たが、この様な実施態様は例として示されたものである
ことは明らかであろう。当業者には本発明の範囲内で種
々の変形、変更および置換をなし得よう。従って、本発
明は請求の範囲に記載の精神および範囲によって定めら
れるものと意図されている。
【図１】本発明による低電力のフロント・エンド制御回
路をそなえたインターリーブ型順変換装置を示す概略回
路図である。
路をそなえたインターリーブ型順変換装置を示す概略回
路図である。
【図２】本発明に従って電力変換方式において補助電力
を供給するためのエネルギの再循環を例示する概略回路
図である。
を供給するためのエネルギの再循環を例示する概略回路
図である。
１０ インターリーブ型順変換装置 １１ フロント・エンド制御回路 １２ ソフト・スイッチング式二重順変換回路 １４ 一次巻線 １６ 二次巻線 １８ 一次巻線 ２０ 二次巻線 ３０、３２ ゲート駆動制御回路 Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ スイッチング素子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３ ダイオード Ｃｄ エネルギ蓄積コンデンサ Ｃｏ 高周波出力フィルタ・コンデンサ ＴＸ１、ＴＸ２ 変圧器
フロントページの続き (72)発明者 スリラム・ラマクリッシュナン アメリカ合衆国、ニューヨーク州、クリフ トン・パーク、イーストウッド・ドライ ブ、152ビー（番地なし)
Claims (5)
- 【請求項１】 直流母線電圧を直流出力電圧に変換する
主直流−直流変換回路、および前記直流出力電圧が調整
されるように前記直流母線電圧を調整するフロント・エ
ンド変換回路であって、前記出力電圧の一部分に等しい
値を持つ制御された補助電圧を有し、入力電圧と該補助
電圧から前記直流母線電圧を導き出すフロント・エンド
変換回路を含んでいることを特徴とする直流−直流変換
装置。 - 【請求項２】 前記補助電圧が前記主変換回路からエネ
ルギを再循環させることによって導き出される請求項１
記載の直流−直流変換装置。 - 【請求項３】 前記主変換回路が、前記直流母線電圧を
前記直流出力電圧に結合するための少なくとも１つの変
圧器を有している請求項１記載の直流−直流変換装置。 - 【請求項４】 前記少なくとも１つの変圧器が、前記補
助電圧を導き出すための付加的な二次巻線を含んでいる
請求項３記載の直流−直流変換装置。 - 【請求項５】 前記付加的な二次巻線が、前記補助電圧
を前記出力電圧に比例させるように前記変圧器の対応す
る巻線に密結合されている請求項４記載の直流−直流変
換装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/767,463 US5781421A (en) | 1996-12-16 | 1996-12-16 | High-frequency, high-efficiency converter with recirculating energy control for high-density power conversion |
| US08/767463 | 1996-12-16 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10262372A true JPH10262372A (ja) | 1998-09-29 |
Family
ID=25079565
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9339221A Withdrawn JPH10262372A (ja) | 1996-12-16 | 1997-12-10 | 直流−直流変換装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5781421A (ja) |
| EP (1) | EP0848485A3 (ja) |
| JP (1) | JPH10262372A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20000077132A (ko) * | 1999-05-04 | 2000-12-26 | 루돌프 쥬터 | 고정 회로로부터 고정 회로에 대하여 이동하는 회로에에너지를 전기적으로 전달하는 방법 및 장치 |
| JP2007166795A (ja) * | 2005-12-14 | 2007-06-28 | Origin Electric Co Ltd | 電源回路 |
| JP2014233121A (ja) * | 2013-05-28 | 2014-12-11 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| US5870296A (en) * | 1997-10-14 | 1999-02-09 | Maxim Integrated Products, Inc. | Dual interleaved DC to DC switching circuits realized in an integrated circuit |
| US5982639A (en) * | 1997-11-04 | 1999-11-09 | Power Integrations, Inc. | Two switch off-line switching converter |
| JPH11299237A (ja) * | 1998-04-16 | 1999-10-29 | Nippon Electric Ind Co Ltd | アクティブ・クランプ回路を備えたフォワード・コンバータ |
| US6031746A (en) * | 1998-09-04 | 2000-02-29 | General Electric Company | Switching amplifier for generating continuous arbitrary waveforms for magnetic resonance imaging coils |
| FR2783375B1 (fr) * | 1998-09-14 | 2000-12-29 | Valeo Electronique | Circuit de commutation, notamment pour generer des signaux de commande du type a impulsions a largeur modulee dans un vehicule automobile |
| US6195271B1 (en) * | 1999-04-21 | 2001-02-27 | International Business Machines Corporation | AC adaptor with power consumption reduction in unused state |
| US6061255A (en) * | 1999-06-04 | 2000-05-09 | Astec International Limited | Drive circuit for synchronous rectifiers in isolated forward converter |
| US6362608B1 (en) | 2001-02-01 | 2002-03-26 | Maxim Integrated Products, Inc. | Multi-phase switching converters and methods |
| US6442052B1 (en) | 2001-08-30 | 2002-08-27 | International Business Machines Corporation | High efficiency power converter with fast transient response |
| US6975098B2 (en) | 2002-01-31 | 2005-12-13 | Vlt, Inc. | Factorized power architecture with point of load sine amplitude converters |
| US6930893B2 (en) * | 2002-01-31 | 2005-08-16 | Vlt, Inc. | Factorized power architecture with point of load sine amplitude converters |
| US6667893B2 (en) * | 2002-04-25 | 2003-12-23 | International Business Machines Corporation | Phase and frequency shifted controller for interleaved ZVS forward power converter |
| FR2851091B1 (fr) * | 2003-02-07 | 2005-03-11 | Commissariat Energie Atomique | Convertisseur electrique pour pile a combustible |
| DE10336237A1 (de) * | 2003-08-07 | 2005-03-10 | Infineon Technologies Ag | Gleichrichter mit Selbststeuerung |
| WO2007016649A2 (en) * | 2005-08-02 | 2007-02-08 | Satcon Technology Corporation | Double-sided package for power module |
| CN101741258B (zh) * | 2010-01-19 | 2012-05-09 | 魏其萃 | 隔离式电流调节型直流-直流变换器 |
| TWI413357B (zh) * | 2010-02-24 | 2013-10-21 | Nat Univ Tsing Hua | Integrated Boost Compression Circuit with Integrated Boost Function |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| WO2016032981A1 (en) * | 2014-08-25 | 2016-03-03 | NuVolta Technologies | Wireless power transfer system and method |
| US9787091B2 (en) | 2015-09-16 | 2017-10-10 | General Electric Company | Systems and methods for controlling a power conversion system |
| CN106329939B (zh) * | 2016-09-13 | 2019-06-25 | 北京智芯微电子科技有限公司 | 一种开关电源变换器 |
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|---|---|---|---|---|
| DE1227128C2 (de) * | 1962-03-07 | 1973-03-01 | Licentia Gmbh | Ausgleichseinrichtung zur Spannungshaltung und Spannungseinstellung |
| US4788634A (en) * | 1987-06-22 | 1988-11-29 | Massachusetts Institute Of Technology | Resonant forward converter |
| US5113337A (en) * | 1991-02-08 | 1992-05-12 | General Electric Company | High power factor power supply |
| US5274539A (en) * | 1991-12-04 | 1993-12-28 | General Electric Company | Capacitance-multiplying converters for supplying distributed pulsed loads |
| US5481449A (en) * | 1994-03-21 | 1996-01-02 | General Electric Company | Efficient, high power density, high power factor converter for very low dc voltage applications |
| KR0119883B1 (ko) * | 1994-12-22 | 1997-10-30 | 김광호 | 스위칭 전원장치용 컨트롤러 및 이를 이용한 스위칭 전원장치 |
| US5576940A (en) * | 1995-01-09 | 1996-11-19 | General Electric Company | Front-end power converter for distributed power systems |
| JP3450929B2 (ja) * | 1995-03-23 | 2003-09-29 | 株式会社リコー | スイッチング電源装置 |
-
1996
- 1996-12-16 US US08/767,463 patent/US5781421A/en not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-12-10 JP JP9339221A patent/JPH10262372A/ja not_active Withdrawn
- 1997-12-12 EP EP97310072A patent/EP0848485A3/en not_active Withdrawn
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| KR20000077132A (ko) * | 1999-05-04 | 2000-12-26 | 루돌프 쥬터 | 고정 회로로부터 고정 회로에 대하여 이동하는 회로에에너지를 전기적으로 전달하는 방법 및 장치 |
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| JP4717621B2 (ja) * | 2005-12-14 | 2011-07-06 | オリジン電気株式会社 | 電源回路 |
| JP2014233121A (ja) * | 2013-05-28 | 2014-12-11 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0848485A3 (en) | 1999-11-17 |
| EP0848485A2 (en) | 1998-06-17 |
| US5781421A (en) | 1998-07-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050301 |