JPH10210746A

JPH10210746A - 電源回路

Info

Publication number: JPH10210746A
Application number: JP2453497A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1997-01-24
Filing date: 1997-01-24
Publication date: 1998-08-07

Abstract

(57)【要約】【課題】リップル電圧成分の低減を図ることで、回路
の設計変更を不要とすると共に、下限のレギュレ−ショ
ン範囲の保証、及び高力率の設定を容易とする。【解決手段】電圧共振形コンバータのスイッチング動
作によって得られるコンバータトランスＣＶＴの二次巻
線Ｎ₂ の交番電圧を直流電圧Ｖ₂ に整流平滑化して、平
滑コンデンサＣｉの両端電圧に対して直流電圧Ｖ₂ を重
畳して得られる電圧を整流平滑電圧Ｅｉとして、スイッ
チング電源部２に供給するように構成して、整流平滑電
圧Ｅｉのリップルのレベルが力率改善回路１が省略され
た電源回路と同等となるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばスイッチン
グ電源回路の力率を改善するための部分整流型の力率改
善回路を備えた電源回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで先に本出願人により、スイッチング
電源回路の力率改善を図るための力率改善回路として、
電圧共振形コンバータを利用した部分整流平滑回路を設
けることが提案されている。

【０００５】図４は、先に本出願人により提案された発
明に基づいて構成することのできる、部分整流型の力率
改善回路を備えた電源回路の一例を示す回路図である。
この電源回路は、例えばＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ
系の商用交流電源（交流入力電圧）に対応して動作可能
な、いわゆるワイドレンジ対応電源として構成されてい
る。そして、この電源回路に備えられる力率改善回路
（力率改善整流回路１０）は、後述するようにして交流
入力電圧の変化に対応して電圧共振形コンバータのスイ
ッチング周波数を可変することによって、ＡＣ１００Ｖ
系とＡＣ２００Ｖ系とで同等の力率が得られるように構
成されている。

【０００６】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズを除去するノ
イズフィルタとしてコモンモードチョークコイルＣＭＣ
とアクロスコンデンサＣ_L が設けられている。商用交流
電源ＡＣはブリッジ整流回路Ｄｉにより全波整流され
る。この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流出力
は、後段の力率改善整流回路１０に供給される。この力
率改善整流回路１０では、後述するようにして、ブリッ
ジ整流回路Ｄｉの全波整流出力を整流平滑化することに
よって整流平滑電圧Ｅｉを生成すると共に、整流出力電
流についてスイッチングを行うことによって交流入力電
流の導通角を拡大させて力率改善を図るように動作す
る。

【０００７】スイッチング電源部２は、上記力率改善整
流回路１０から出力される整流平滑電圧Ｅｉを入力して
スイッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧Ｅ_O
を出力するＤＣ−ＤＣコンバータとされ、例えばこの場
合には、ＰＷＭ方式により定電圧制御を行うスイッチン
グコンバータが備えられているものとされるが、その方
式及び構成等は特に限定されるものではない。

【０００８】この図に示す力率改善整流回路１０におい
ては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と一次側ア
ース間に対して平滑コンデンサＣｉ−コンデンサＣ_N が
直列に接続されており、この場合、コンデンサＣ_N は平
滑コンデンサＣｉの負極端子と一次側アース間に挿入さ
れるようにして設けられている。ブリッジ整流回路Ｄｉ
の整流出力電流は平滑コンデンサＣｉに充電されたの
ち、次に説明する電圧共振形コンバータに供給されてス
イッチングされることになる。

【０００９】この力率改善整流回路１０においては、交
流入力電圧Ｖ_ACが整流平滑電圧Ｅｉよりも高いとされる
τ期間において、平滑コンデンサＣｉに流れる充電電流
を断続するようにスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが設けられる。電圧共振形コンバータは、スイ
ッチング素子Ｑ₁₀とこれを駆動するための駆動回路系よ
り形成される。スイッチング素子Ｑ₁₀のベースと一次側
アース間には、共振コンデンサＣ_B −駆動巻線Ｎ_B −抵
抗Ｒ_B の直列接続回路が挿入される。抵抗Ｒ_B はスイッ
チング素子Ｑ₁ のベースに流すべきバイアス電流レベル
を設定する。また、共振コンデンサＣ_B と駆動巻線Ｎ_B
の直列接続により、スイッチング素子Ｑ₁ を自励式によ
り発振駆動するための自励発振駆動回路を形成する。ま
た、スイッチング素子Ｑ ₁₀のベースと一次側アース間に
は、クランプダイオードＤ_B が挿入されている。このク
ランプダイオードＤ_B は、交流入力電圧Ｖ_ACの絶対値が
整流平滑電圧Ｅｉより低くなるτ期間以外の期間におい
て、スイッチング素子Ｑ₁₀がスイッチング動作をしない
状態時の、平滑コンデンサＣｉのための放電用ダイオー
ドの機能も兼用している。つまり、スイッチング電源部
２に対する駆動電流の経路を形成する。更にスイッチン
グ素子Ｑ₁₀のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共
振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共
振コンデンサＣｒは、次に説明するコンバータトランス
ＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ のインダクタンスと共に共振回路
を形成し、スイッチング素子Ｑ₁₀がオフの期間におい
て、その両端に共振電圧Ｖ_CPを発生させる。

【００１０】制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子
Ｑ₁₀を駆動すると共に交流入力電圧Ｖ_ACのレベルに応じ
てスイッチング周波数を可変するために設けられる。こ
の制御トランスＰＲＴは、駆動巻線Ｎ_B と共振電流検出
巻線Ｎ_D 、及び制御巻線Ｎ_C が巻装されているが、制御
巻線Ｎ_C は、駆動巻線Ｎ_B と共振電流検出巻線Ｎ_D の巻
装方向に対してその巻回方向が直交するようにして巻装
されている。そして、後述するようにして制御巻線Ｎ_C
に対して交流入力電圧レベルに応じた直流電流（制御電
流）を流すことにより、駆動巻線Ｎ_B のインダクタンス
を可変制御する、直交型の可飽和リアクトルとして構成
される。共振電流検出巻線Ｎ_D は、一次巻線Ｎ₁ とスイ
ッチング素子Ｑ₁₀のコレクタ間に対して挿入するように
して接続されている。制御巻線Ｎ_C はトランジスタＱ₃
による増幅動作によって、整流平滑電圧Ｅｉに応じて可
変されたレベルの制御電流が供給されるように接続され
ているが、これについては後述する。

【００１１】コンバータトランスＣＶＴには、一次巻線
Ｎ₁ と、この一次巻線を巻き上げるようにして形成され
る二次巻線Ｎ₂ と、三次巻線Ｎ₃ が巻装されている。一
次巻線Ｎ₁ の一端は平滑コンデンサＣｉとコンデンサＣ
_N の接続点と接続されており、他端は二次巻線Ｎ₂ の一
端と接続されている。二次巻線Ｎ₂ の他端（一次巻線Ｎ
₁ と接続されない側の端部）は、ダイオードＤ₂ を介し
て平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この場
合ダイオードＤ₂ は、カソードが平滑コンデンサＣｉの
正極端子と接続される方向となるようにして挿入されて
いる。また、一次巻線Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂ の接続点
は、制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線Ｎ_D の一端
と接続されている。そして共振電流検出巻線Ｎ_D の他端
は、スイッチング素子Ｑ₁₀のコレクタと接続されると共
に、起動抵抗Ｒ_S を介してスイッチング素子Ｑ₁₀のベー
スに対して接続されている。スイッチング素子Ｑ₁₀の起
動時の動作としては、例えば後述するτ期間の開始時に
おいて、平滑コンデンサＣｉに流れる充電電流が、一次
巻線Ｎ₁ から起動抵抗Ｒ_S を介してスイッチング素子Ｑ
₁₀のベースに起動電流として流れることになる。これに
より、スイッチング素子Ｑ₁₀はオン状態となって起動を
開始し、以降、共振コンデンサＣ_B −駆動巻線Ｎ_B から
なる自励発振回路により決定される発振周波数によりス
イッチング動作を行うことになる。

【００１２】三次巻線Ｎ₃ の一端は一次側アースに接続
され、他端にはダイオードＤ₁ 及びコンデンサＣ₃ から
なる半波整流回路が接続される。コンデンサＣ₃ の正極
端子は制御巻線Ｎ_C を介してトランジスタＱ₃ のコレク
タと接続される。整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインと一次
側アース間には抵抗Ｒ₁ 及び抵抗Ｒ₂ の直列接続回路が
設けられており、トランジスタＱ₃ のベースは、抵抗Ｒ
₁ と抵抗Ｒ₂ の接続点と接続されている。トランジスタ
Ｑ₃ のエミッタは抵抗Ｒ₃ を介して一次側アースに接続
される。上記構成によると、スイッチングコンバータの
動作時において、三次巻線Ｎ₃に発生するスイッチング
周期の交番電圧が、ダイオードＤ₁ 及びコンデンサＣ₃
により整流平滑化され、この直流電圧がトランジスタＱ
₃ の動作電源として制御巻線Ｎ_C を介してトランジスタ
Ｑ₃ のコレクタに供給されるようになっている。トラン
ジスタＱ₃ のベースには整流平滑電圧Ｅｉのレベルに応
じたレベルのベース電流が供給されているが、この整流
平滑電圧Ｅｉのレベルは交流入力電圧レベルに対応して
変化するため、トランジスタＱ₃ のベースに流れるベー
ス電流レベルは交流入力電圧レベルに対応して変化する
ものとみることができる。このため、トランジスタＱ₃
のコレクタに接続された制御巻線Ｎ_C には、交流入力電
圧レベルに対応してそのレベルが変化する直流電流が制
御電流として流れることになる。

【００１３】例えば、交流入力電圧レベルが高くなる
と、制御巻線Ｎ_C に流れる制御電流量もこれに応じて増
加することになる。そして、制御電流の増加に応じて、
制御トランスＰＲＴでは駆動巻線Ｎ_B のインダクタンス
が低下する方向に変化し、その結果、駆動巻線Ｎ_B と共
振コンデンサＣ_B の共振回路により設定されるスイッチ
ング周波数を高くするように制御する。

【００１４】このような構成による力率改善整流回路１
０の動作について、図６の波形図を参照して説明する。
図６は商用電源周期での要部の動作を示している。例え
ば、図６（ａ）に示すようにしてＡＣ＝１００Ｖ（ＡＣ
１００Ｖ系）の交流入力電圧Ｖ_AC（５０Ｈｚ）が供給さ
れているとすると、交流入力電圧Ｖ_ACの値が整流平滑電
圧Ｅｉよりも高いとされるτ期間において、前述のよう
にスイッチング素子Ｑ₁₀がスイッチング動作を行う。こ
のスイッチング動作により、平滑コンデンサＣｉから一
次巻線Ｎ₁ −共振電流検出巻線Ｎ_D を介して入力される
整流電流について断続することになる。また、スイッチ
ング動作が行われるτ期間においては、コンデンサＣ_N
の両端に電圧Ｖ₁ が発生する。上記スイッチング動作期
間（τ期間）では、スイッチング素子Ｑ₁₀がオフの期間
において前述した並列共振電圧Ｖ_CPが発生し、また、ス
イッチング素子Ｑ₁₀がオンの期間には、実際にはコレク
タ電流Ｉ_CPが鋸歯状波形により流れる動作となる。ま
た、このτ期間においては、共振電圧Ｖ_CPを二次巻線Ｎ
₂ により昇圧するようにしており、この二次巻線Ｎ₂ に
発生した電磁エネルギーがダイオードＤ₂ を介して平滑
コンデンサＣｉへ帰還される動作が行われる。従って、
τ期間における平滑コンデンサＣｉへの充電動作は、ス
イッチング素子Ｑ₁₀のオン期間においてはコレクタ電流
Ｉ_CPによる充電が行われ、スイッチング素子Ｑ₁₀のオフ
期間においては、二次巻線Ｎ₂ により昇圧された共振電
圧Ｖ_CPによって充電が行われるようにされている。

【００１５】次に、上記τ期間以外においては、スイッ
チング素子Ｑ₁₀はスイッチング動作を停止する。そし
て、この期間においてはクランプダイオードＤ_B →スイ
ッチング素子Ｑ₁₀のベース→スイッチング素子Ｑ₁₀のコ
レクタ→共振電流検出巻線Ｎ_D→一次巻線Ｎ₁ →平滑コ
ンデンサＣｉを介してスイッチング電源部２に対する負
荷電流を放電する。なお、上記スイッチング素子Ｑ₁₀の
ベース→スイッチング素子Ｑ₁₀のコレクタの電流経路
は、ベースとコレクタ間のＰＮ接合を介することにより
形成される。

【００１６】そして、ＡＣ１００Ｖ系の交流入力電圧が
入力されている場合、図６（ｃ）に示す整流平滑電圧Ｅ
ｉとしてはピーク値が約１３３Ｖ、下限値が約１０１Ｖ
とされ、τ期間においては約３２Ｖのリップル電圧成分
ΔＥが重畳している。また、スイッチング素子Ｑ₁₀が、
制御トランスＰＲＴにより制御される所要のスイッチン
グ周波数でスイッチング動作を行って整流電流を断続す
ることにより、平滑コンデンサＣｉの充電経路に挿入さ
れる一次巻線Ｎ₁ のインダクタンスが見掛け上増加し、
図６（ｂ）に示す交流入力電流Ｉ_ACは導通角が拡大して
力率が改善されることになる。具体的には、当該力率改
善整流回路を省略して平滑コンデンサＣｉの両端電圧を
スイッチング電源部２の動作電源とした構成と比較した
場合には、交流入力電力が１５０Ｗの条件で、力率は
０．６４から０．８程度に向上する。また、このときの
交流入力電流Ｉ_ACは３．８Ａｐ−ｐ（ｐｅａｋｔｏ
ｐｅａｋ）となる。

【００１７】また、図６（ｄ）に示すようにしてＡＣ＝
２３０Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）の交流入力電圧Ｖ_AC（５０
Ｈｚ）が供給されている場合には、スイッチングコンバ
ータは、ＡＣ１００系の交流入力電圧Ｖ_AC入力時と同様
の動作原理によりスイッチング動作を行うが、交流入力
電圧Ｖ_ACのレベルが高くなるのに応じて、図６（ｆ）に
示すように整流平滑電圧Ｅｉは、ピーク値が約３０１
Ｖ、下限値が約２５１ＶとなってＡＣ１００Ｖ時よりも
上昇し、τ期間においては約５０Ｖのリップル電圧成分
ΔＥが重畳することになる。

【００１８】ところで、力率改善整流回路１０において
制御トランスＰＲＴによる制御が行われないとした場
合、交流入力電圧が高くなるのに応じて改善されるべき
力率は低下していく（導通角が狭くなる）ことが分かっ
ている。そこで、力率改善整流回路１０では、前述した
制御トランスＰＲＴの制御動作によって交流入力電圧が
高くなるのに応じてスイッチング周波数を高くするよう
にしている。これにより、単位時間あたりの平滑コンデ
ンサＣｉへの充電電流の断続回数が増加することになる
が、結果的にＡＣ１００Ｖ系時における交流入力電流Ｉ
_ACの導通角と、ＡＣ２００Ｖ系時における交流入力電流
Ｉ_ACの導通角に差が無いように制御して、交流入力電圧
のレベルに関わらず力率を一定に保つようにしている。
図６（ｅ）に示す交流入力電流Ｉ_ACは、上記した制御ト
ランスＰＲＴの制御により、ＡＣ１００Ｖ系時と同等の
０．８程度の力率が得られるようにその導通角が拡大さ
れている状態が示されている。このときの交流入力電流
Ｉ_ACのレベルは１．６５Ａｐ−ｐとなっている。

【００１９】図５は、先に本出願人により提案された発
明に基づいて構成することのできる、部分整流型の力率
改善回路を備えた電源回路の他の例を示す回路図であ
り、この場合には、自励式の電流共振形コンバータを部
分整流平滑回路として設けた例が示されている。自励式
による電流共振形コンバータに関する発明は本出願人に
より、先に各種提案されている。なお、図４と同一部分
については同一符号を付して説明を省略する。

【００２０】この力率改善整流回路１０においては、交
流入力電圧Ｖ_ACが整流平滑電圧Ｅｉよりも高いとされる
τ期間において、平滑コンデンサＣｉの充電電流を入力
してスイッチング動作を行う自励式の電流共振形コンバ
ータが設けられる。この電流共振形コンバータは、図の
ようにハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素
子Ｑ₁ ，Ｑ₂ が備えられている。ここでは、スイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂ は共にバイポーラトランジスタとされ
ており、スイッチング素子Ｑ₁ にはＮＰＮトランジスタ
が用いられ、スイッチング素子Ｑ₂ にはＰＮＰトランジ
スタが用いられている。スイッチング素子Ｑ₁ のコレク
タは、コンデンサＣ_N と平滑コンデンサＣｉ（負極）の
接続点に接続され、エミッタはスイッチング素子Ｑ₂ の
エミッタと接続されている。スイッチング素子Ｑ₂ のコ
レクタは一次側アースに接続される。これらスイッチン
グ素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の各エミッタ−ベース間には、それぞ
れ起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2が挿入される。また、スイッチン
グ素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の各ベースには共振用コンデンサ
Ｃ_B1、Ｃ_B2の一端が接続されており、共振用コンデンサ
Ｃ_B1、Ｃ_B2の他端は、共に抵抗Ｒ_B を介して制御トラン
スＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B の一端と接続されている。この
場合には、抵抗Ｒ_B と駆動巻線Ｎ_B をスイッチング素子
Ｑ₁ ，Ｑ₂ に対して共通に設けるようにしている。つま
り、抵抗Ｒ_B は、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の両者の
ベース電流を設定する。また、共振用コンデンサＣ_B1と
駆動巻線Ｎ_B によりスイッチング素子Ｑ₁ を駆動するた
めの自励発振用の直列共振回路を形成し、共振用コンデ
ンサＣ_B2と駆動巻線Ｎ_B によりスイッチング素子Ｑ₂ を
駆動するための自励発振用の直列共振回路を形成するよ
うにしている。また、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の各
ベース−エミッタ間にはそれぞれダンパーダイオードＤ
_B1，Ｄ_B2が挿入される。

【００２１】制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子
Ｑ₁ ，Ｑ₂ をスイッチング駆動すると共に、交流入力電
圧レベルに応じてスイッチング周波数を可変制御するこ
とによって、交流入力電圧レベルの変化に対して改善さ
れるべき力率をほぼ一定値に保つために設けられる。こ
の制御トランスＰＲＴにおいては、駆動巻線Ｎ_B 、共振
電流検出巻線Ｎ_D 及び制御巻線Ｎ_C が巻装されている。
この場合にも、制御トランスＰＲＴは直交型の可飽和リ
アクトルとされて、駆動巻線Ｎ_B （及び共振電流検出巻
線Ｎ_D ）の巻回方向に対して駆動巻線Ｎ_B が直交する方
向に巻回されている。駆動巻線Ｎ_B の一端は、抵抗Ｒ_B1
を介して共振用コンデンサＣ_B1、Ｃ_B2の端部と接続さ
れ、他端はスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のエミッタ−エ
ミッタの接続点と接続されている。また、共振電流検出
巻線Ｎ_D は、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のエミッタ−
エミッタの接続点（スイッチング出力点）と、後述する
コンバータトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ 間に挿入する
ようにして接続されている。なお、制御巻線Ｎ_C に制御
電流を供給するための増幅回路の構成は図４の場合と同
様であるため説明を省略する。ただし、三次巻線Ｎ₃ は
次に述べるコンバータトランスＣＶＴに対して巻装され
ている。この場合にも、図４と同様に交流入力電圧が高
くなったときには、これに応じて制御電流のレベルを増
加するようにして駆動巻線Ｎ_B のインダクタンスを低下
させることでスイッチング周波数を高くするようにして
いる。

【００２２】コンバータトランスＣＶＴには、一次巻線
Ｎ₁ 、二次巻線Ｎ₂ 、及び三次巻線Ｎ₃ を巻装して構成
される。一次巻線Ｎ₁ の一端は、共振電流検出巻線Ｎ_D
を介するようにしてスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のエミ
ッタ−コレクタの接続点（スイッチング出力点）と接続
され、その他端は直列共振コンデンサＣ₁ を介して一次
側アースに接地されており、これにより一次巻線Ｎ₁ に
スイッチング出力が供給される。この場合、コンバータ
トランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ と直列共振コンデンサＣ
₁ は直列に接続されているが、一次巻線Ｎ₁ のインダク
タンス成分と直列共振コンデンサＣ₁ のキャパシタンス
とによって、このスイッチングコンバータを電流共振形
の動作とするための直列共振回路を形成するようにして
いる。また、コンバータトランスＣＶＴの二次二次巻線
Ｎ₂ には、センタータップが設けている。そして、その
センタータップの出力端部をコンデンサＣ_N を介して一
次側アースに接続し、更に整流ダイオードＤ_2A，Ｄ_2Bを
図のように接続することで、両波整流回路を形成するよ
うにしている。この両波整流回路の整流出力端子（整流
ダイオードＤ_2A，Ｄ_2Bのカソード）は平滑コンデンサＣ
ｉの正極に対して接続されている。

【００２３】上記のような構成による電流共振形コンバ
ータのスイッチング動作としては、τ期間の開始時にお
いて、平滑コンデンサＣｉに流れる充電電流が、例えば
起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2を介してスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ
₂ のベースに起動電流として供給されることになるが、
例えばこの起動電流によって、ＮＰＮトランジスタであ
るスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったとすれば、
ＰＮＰトランジスタであるスイッチング素子Ｑ₂ はオフ
となるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ₁
の出力として、スイッチング素子Ｑ₁ のコレクタ→エミ
ッタ→共振電流検出巻線Ｎ_D →一次巻線Ｎ₁ →直列共振
コンデンサＣ₁ →一次側アースの経路で共振電流が流れ
るが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子
Ｑ₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₁ がオフとなるように
制御される。そして、スイッチング素子Ｑ₂ のオン時に
は、直列共振コンデンサＣ₁ →一次巻線Ｎ₁ →共振電流
検出巻線Ｎ_D →スイッチング素子Ｑ₂ のエミッタ→コレ
クタ→一次側アースの経路で共振電流が流れる。そして
以降、τ期間においてスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂が交
互にオン／オフとなる自励式のスイッチング動作が行わ
れる。また、このときには、そのスイッチング動作に応
じて、コンデンサＣ_N の両端に正弦波状の電圧Ｖ₁ が発
生する。

【００２４】そして、このようにスイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ が交互にオン／オフを繰り返すことによって、
スイッチング出力点に接続された直列共振回路を形成す
るコンバータトランスＣＶＴの一次側巻線Ｎ₁ に共振電
流の波形に近いドライブ電流を供給する。

【００２５】このようにして構成される力率改善整流回
路１１では、τ期間においてスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ
₂ が上述の如きスイッチング動作を行うことによって、
平滑コンデンサＣｉへの充電電流を断続する結果、交流
入力電流Ｉ_ACの導通角が拡大されて力率改善が図られる
ことになる。また、この力率改善整流回路１１において
も、制御トランスＰＲＴにおける制御動作によって、交
流入力電圧が高くなるのに応じてスイッチング周波数も
高くなるようにしていることで、例えば交流入力電圧Ａ
Ｃ１０Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで同等の力率が得られる
ようにしている。なお、交流入力電圧レベルに対する、
交流入力電流Ｉ_AC、整流平滑電圧Ｅｉの動作波形は、先
に示した図６とほぼ同様となる。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】ただし、図４及び図５
に示したような構成の力率改善整流回路１０あるいは力
率改善整流回路１１を備えて力率改善を図った場合、整
流平滑電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉは、ＡＣ１００Ｖ
系時には力率改善整流回路を備えない場合が１０Ｖであ
るのに対して、その約３倍の３２Ｖ程度にまで増加す
る。また、ＡＣ２００Ｖ系時には５０Ｖ程度にまでリッ
プル成分ΔＥｉが増加する。リップル成分ΔＥｉの増加
は、スイッチング電源部２の直流出力電圧Ｅ_O のリップ
ルの増加を招くことから、例えばスイッチング電源部２
における定電圧制御用の誤差増幅器のゲインを向上させ
るなどの設計変更を行う必要が生じる。また、上記リッ
プル成分ΔＥｉの増加により、交流入力電圧Ｖ_ACの下限
に対するレギュレーション範囲を保証することが困難に
なるため、これによってもスイッチング電源回路の再設
計が必要となる。更に、上述したような問題を考慮した
場合、図５に示したような構成の力率改善整流回路によ
り向上可能な力率の値としては０．８程度が限度とな
り、これ以上の高力率を得ることが比較的困難となる。

【００２７】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、商用交流電源を整流する整流手段と、
この整流手段の整流電流により充電されることにより整
流平滑電圧を生成して後段の負荷に供給する平滑手段と
を備えた電源回路に対して、整流電流の導通期間におい
て、インダクタンスを介するようにして平滑手段を形成
する平滑コンデンサに流れる充電電流を断続するスイッ
チング動作を行う電圧共振形のスイッチング手段と、交
流入力電圧レベルの変化に応じてスイッチング手段にお
けるスイッチング周波数を可変するスイッチング周波数
可変手段と、上記インダクタンスに蓄積された電磁エネ
ルギーを整流して直流電圧を得て、この直流電圧を上記
平滑コンデンサにより生成される整流平滑電圧に重畳し
て負荷に供給するように構成した電圧供給手段とを設け
て構成することとした。

【００２８】また、商用交流電源を整流する整流手段
と、この整流手段の整流電流を平滑コンデンに充電する
ことにより発生する両端電圧を整流平滑電圧として後段
の負荷に供給する平滑手段とを備えた電源回路に対し
て、整流電流の導通期間において、平滑手段を形成する
平滑コンデンサに流れる充電電流を断続するスイッチン
グ動作を行う電流共振形のスイッチング手段と、交流入
力電圧の変化に応じてスイッチング手段におけるスイッ
チング周波数を可変するスイッチング周波数可変手段
と、このスイッチング手段のスイッチング出力に基づい
て得られる交番電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧
を平滑コンデンサの両端に発生する整流平滑電圧に重畳
して負荷に供給するように構成した電圧供給手段とを設
けて構成することとした。

【００２９】上記構成によれば、電圧共振形コンバータ
あるいは電流共振形コンバータにより、整流経路の電流
についてスイッチングを行うことにより力率改善を図る
ように構成された力率改善回路として、商用交流電源電
圧の絶対値が整流平滑電圧よりも高いとされる期間にお
いてのみスイッチング出力により発生する電圧を整流平
滑電圧に帰還するのではなく、所定レベルの直流電圧を
定常的に整流平滑電圧に対して重畳することが可能とな
る。

【００３０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の一構成例を示す回路図であ
り、図４と同一部分については同一符号を付して説明を
省略する。この図に示す、本実施の形態の力率改善整流
回路１においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端
子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に対して、コンデ
ンサＣ_N が挿入されている。従って、スイッチング素子
Ｑ₁₀及びその周辺部品素子等により形成される自励式の
電圧共振形コンバータは、平滑コンデンサＣｉを介して
一次側アースに接地されることになる。従って、この場
合にはブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力を介して流れる
整流出力電流を電圧共振形コンバータにより断続した後
に、平滑コンデンサに対して充電を行うことになる。

【００３１】本実施の形態のコンバータトランスＣＶＴ
においては、一次巻線Ｎ₁ 及び二次巻線Ｎ₂ は互いに独
立して巻装されている。そして、二次巻線Ｎ₂ に対して
は、整流ダイオードＤ₂ と平滑コンデンサＣ₂ よりなる
半波整流回路が接続されており、平滑コンデンサＣ₂ の
正極端子がスイッチング電源部２の正極入力端子と接続
されている。この場合、平滑コンデンサＣ₂ の負極端子
は平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従っ
て、スイッチング電源部２には、平滑コンデンサＣｉの
両端電圧Ｖｉに対して平滑コンデンサＣ₂ の両端電圧Ｖ
₂ を重畳した直流電圧が整流平滑電圧Ｅｉとして入力さ
れることになる。

【００３２】このようにして構成される力率改善整流回
路１を備えた電源回路では、図４の場合と同様の動作原
理によって、交流入力電圧Ｖ_ACの絶対値が整流平滑電圧
Ｅｉよりも高いとされるτ期間において、スイッチング
素子Ｑ₁₀がスイッチング動作を行うことになる。この場
合には、スイッチング素子Ｑ₁₀のスイッチング動作によ
り、ブリッジ整流回路の正極出力端子から一次巻線Ｎ₁
を介して平滑コンデンサＣｉを充電する電流について断
続を行うことになる。これにより、図４の場合と同様に
交流入力電流Ｉ_ACの導通角が拡大されて力率が向上する
ことになる。また、図４で説明したと同様にして制御ト
ランスＰＲＴによるスイッチング周波数制御が行われる
ことによって、交流入力電圧の変化に関わらず力率をほ
ぼ一定に保つようにされる。

【００３３】このスイッチング動作期間（τ期間）で
は、スイッチング素子Ｑ₁ がオフの期間において共振電
圧Ｖ_CPが、図３（ａ）に示すようにして発生するが、本
実施の形態ではこれに応じて、二次巻線Ｎ₂ の両端にス
イッチング周期の交番電圧が二次巻線Ｎ₂ の両端に発生
する。なお、この場合には、τ期間以外の期間におい
て、図５の力率改善整流回路１０のように負荷に対する
放電電流は流れないことから、スイッチング素子Ｑ₁₀の
コレクタ電流は、τ期間以外の期間では定常的に０レベ
ルとなる。

【００３４】τ期間において二次巻線Ｎ₂ に発生する交
番電圧は、整流ダイオードＤ₂ と平滑コンデンサＣ₂ よ
りなる半波整流回路によって整流され、これにより平滑
コンデンサＣ₂ の両端には低圧の直流電圧Ｖ₂ が発生す
ることになる。そして、上記電圧Ｖ₂ と平滑コンデンサ
Ｃｉの両端電圧Ｖｉを重畳して得られる整流平滑電圧Ｅ
ｉとしては、電圧Ｖ₂ が直流成分であることにより、整
流平滑電圧Ｅｉに現れるリップル成分ΔＥｉのレベルと
しては、平滑コンデンサＣｉの両端電圧Ｖｉに現れるリ
ップル電圧成分と同レベルとなる。従って、例えば二次
巻線Ｎ₂ について、力率改善整流回路を設けない場合の
整流平滑電圧Ｅｉのレベルと同等となるように選定する
ことにより、結果的に、整流平滑電圧Ｅｉに現れるリッ
プル電圧成分ΔＥｉは、力率改善整流回路を省略した電
源回路の場合と同等のレベルが得られる程度にまで抑制
されることになる。

【００３５】本実施の形態の電源回路において得られる
整流平滑電圧Ｅｉを図２に示す。この図から分かるよう
に、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ時には、ピーク値が１３
５Ｖ、下限値が１２５Ｖとされて、リップル電圧成分Δ
Ｅｉは１０Ｖ程度に減少している。また、交流入力電圧
ＡＣ２３０Ｖ時には、ピーク値が３１０Ｖ、下限値が２
９０Ｖとされて、リップル電圧成分ΔＥｉは２０Ｖ程度
にまで減少している。

【００３６】また、図１に示す力率改善整流回路１にお
いて、一次巻線Ｎ₁ の巻数を図５に示した構成における
一次巻線Ｎ₁ よりも増加して、そのインダクタンスを所
要値にまで大きくすると共に、これに対応する所要値に
まで並列共振コンデンサＣｒの静電容量を減少させ、ス
イッチング素子Ｑ₁ オフ時の電圧共振パルス幅（５μ
ｓ）を一定となるようにすれば、交流入力電圧がＡＣ２
００Ｖ系時とＡＣ１００Ｖ系時の何れの条件下において
も、リップル電圧成分ΔＥｉの上昇率を２０％程度とし
た上で、力率は０．９０程度にまで向上させることが可
能となる。つまり、リップル電圧成分ΔＥｉの上昇率を
充分に抑制したうえで、高力率を設定するとが可能とな
る。

【００３７】図３は、本発明の他の実施の形態としての
電源回路の一構成例を示す回路図であり、図５と同一部
分については同一符号を付して説明を省略する。この図
において、本実施の形態の力率改善回路は力率改善整流
回路１Ａとして示されている。この力率改善整流回路１
Ａにおいても、図１の場合と同様に、ブリッジ整流回路
Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子間
に対して、コンデンサＣ_N が挿入されている。従って、
スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ 及び駆動回路を形成する各
種部品素子等により形成される自励式の電流共振形コン
バータは、平滑コンデンサＣｉを介して一次側アースに
接地されることになる。このため、本実施の形態でもブ
リッジ整流回路Ｄｉの正極出力を介して流れる整流出力
電流（充電電流）を電流共振形コンバータにより断続し
た後に、平滑コンデンサＣｉに対して充電を行うことに
なる。

【００３８】この場合、コンバータトランスＣＶＴの二
次巻線Ｎ₂ は、センタータップの端部が平滑コンデンサ
Ｃｉを介して一次側アースと接地されるようになってい
る。そして、二次巻線Ｎ₂ に接続された両波整流回路の
整流出力端子（整流ダイオードＤ_2A，Ｄ_2Bのカソード）
は、平滑コンデンサＣ₂ の正極端子と整流平滑電圧Ｅｉ
の正極ラインとの接続点に対して接続される。この場
合、平滑コンデンサＣ₂ の負極端子は平滑コンデンサＣ
ｉの正極端子と接続される。従って、スイッチング電源
部２には、平滑コンデンサＣｉの両端電圧Ｖｉに対して
平滑コンデンサＣ₂ の両端電圧Ｖ₂ を重畳した直流電圧
が整流平滑電圧Ｅｉとして入力されることになる。

【００３９】このようにして構成される力率改善整流回
路１Ａを備えた電源回路では、図５の電流共振形とコン
バータと場合と同様の動作原理によって、商用電源周期
におけるτ期間において、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂
がスイッチング動作を行うことになる。この場合には、
スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のスイッチング動作によ
り、ブリッジ整流回路の正極出力端子から一次巻線Ｎ₁
を介して平滑コンデンサＣｉを充電する電流について断
続を行うことになる。これにより、図５の電源回路の場
合と同様に、交流入力電流Ｉ_ACの導通角が拡大され力率
が向上することになる。また、図５で説明したと同様に
して制御トランスＰＲＴによるスイッチング周波数制御
が行われることによって、交流入力電圧の変化に関わら
ず力率をほぼ一定に保つようにされる。

【００４０】このスイッチング動作期間（τ期間）で
は、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のスイッチング出力が
直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ₁ に供給される。そ
して、一次巻線Ｎ₁ に得られるスイッチング周期の交番
電圧により、コンバータトランスＣＶＴにおいては、二
次巻線Ｎ₂ の両端にスイッチング周期の交番電圧が励起
される。なお、本実施の形態の場合には、τ期間以外の
期間において、図５の力率改善整流回路１０のように負
荷に対する放電電流は流れないことから、スイッチング
素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のコレクタ電流は、τ期間以外の期間で
は定常的に０レベルとなる。

【００４１】τ期間において二次巻線Ｎ₂ に発生する交
番電圧は、整流ダイオードＤ₂ と平滑コンデンサＣ₂ よ
りなる半波整流回路によって整流され、これにより平滑
コンデンサＣ₂ の両端には低圧の直流電圧Ｖ₂ が発生す
ることになる。そしてこの場合も、整流平滑電圧Ｅｉは
平滑コンデンサＣｉの両端電圧Ｖｉに対して上記電圧Ｖ
₂ を重畳して得られるものであることから、整流平滑電
圧Ｅｉに現れるリップル成分ΔＥｉのレベルとしては、
平滑コンデンサＣｉの両端電圧Ｖｉに現れるリップル電
圧成分と同等レベルとされることになる。

【００４２】従って、先の実施の形態と同様に、例えば
二次巻線Ｎ₂ について力率改善整流回路を設けない場合
の整流平滑電圧Ｅｉのレベルと同等となるように選定す
ることにより、結果的に、整流平滑電圧Ｅｉに現れるリ
ップル電圧成分ΔＥｉは、力率改善整流回路を省略した
電源回路の場合と同等のレベルが得られる程度にまで抑
制されることになる。なお、本実施の形態の電源回路に
おいて得られる整流平滑電圧Ｅｉの特性は、先に示した
図２とほぼ同様となる。

【００４３】そして、本実施の形態の力率改善整流回路
１Ａにおいても、一次巻線Ｎ₁ の巻数を図５に示した構
成における一次巻線Ｎ₁ よりも増加してそのインダクタ
ンスを所要値にまで増加させると共に、これに応じた所
要値にまで直列共振コンデンサＣ₁ の静電容量を減少さ
せれば、ＡＣ２００Ｖ系時とＡＣ１００Ｖ系時の何れの
条件下においても、リップル電圧成分ΔＥｉの上昇率を
２０％程度にまで抑制した上で、力率を０．９０程度に
まで向上させることが可能となる。

【００４４】なお、具体例としての図示は省略するが、
図１及び図３に示した本実施の形態の力率改善整流回路
１若しくは力率改善整流回路１Ａとして、スイッチング
コンバータを平滑コンデンサＣｉの負極端子とブリッジ
整流回路Ｄｉの負極出力端子側との間に挿入するように
して設けるようにしてもよい。このような構成とした場
合には、平滑コンデンサＣｉの負極端子からブリッジ整
流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流（充電電
流）をスイッチングコンバータによりスイッチングする
ことになる。

【００４５】また、本発明としての力率改善整流回路及
び電源回路全体の構成は、上記各実施の形態に示した回
路構成に限定されるものではなく、実際の使用条件等に
応じて各種変更が可能である。例えば、先に本出願人に
より他の回路構成による電圧共振形コンバータ及び電流
共振形コンバータが各種提案されているが、これら電圧
共振形コンバータや電流共振形コンバータを本発明の力
率改善整流回路として適用することは当然考えられるも
のである。

【００４６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、電圧共振
形コンバータ又は電流共振形コンバータのスイッチング
動作により、コンバータトランスの二次巻線に得られる
高周波電圧を直流化して整流平滑電圧に重畳するように
していることで、力率改善を図ったうえで整流平滑電圧
に現れるリップル成分のレベルは、力率改善回路を省略
した電源回路と同等とすることが可能となる。これによ
り、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータについて、定電
圧制御回路のゲインの向上を図る必要はなくなる。ま
た、交流入力電圧が低い条件での下限のレギュレ−ショ
ン範囲の保証特性も、力率改善回路を省略した電源回路
と同等となるため、レギュレ−ション範囲保証のための
設計変更の必要も無くなる。そして、上記のような定電
圧制御回路のゲインやレギュレ−ション範囲の保証特性
について特に考慮することなく、これまでよりも高い力
率を設定することが容易に可能になるという効果を有し
ている。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての電源回路の構成を
示す回路図である。

【図２】図１に示す電源回路により得られる整流平滑電
圧を示す波形図である。

【図３】本発明の他の実施の形態としての電源回路の構
成を示す回路図である。

【図４】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路
図である。

【図５】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路
図である。

【図６】図４又は図５に示す電源回路により得られる整
流平滑電圧及び交流入力電流の状態を交流入力電圧と共
に示す波形図である。

【符号の説明】

１，１Ａ力率改善整流回路、２スイッチング電源
部、Ｑ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₁₀スイッチング素子、Ｎ₁ 一次巻
線、Ｎ₂ 二次巻線、Ｎ_B 駆動巻線、Ｃｉ平滑コンデ
ンサ、Ｃ_N コンデンサ、Ｃ₁ 直列共振コンデンサ、
Ｃ₂ コンデンサ、Ｒ_S 起動抵抗、Ｃ_B 共振コンデ
ンサ、Ｒ_B 抵抗、Ｄ_2A，Ｄ_2B 整流ダイオード、ＣＶ
Ｔコンバータトランス、ＰＲＴ制御トランス

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用交流電源を整流する整流手段と、こ
の整流手段の整流電流を平滑コンデンサに充電すること
により発生する両端電圧を整流平滑電圧として後段の負
荷に供給する平滑手段とを備えた電源回路に設けられる
と共に、上記整流電流の導通期間において、インダクタンスを介
して上記平滑コンデンサに流れる充電電流を断続するス
イッチング動作を行う電圧共振形のスイッチング手段
と、交流入力電圧レベルの変化に応じて上記スイッチング手
段におけるスイッチング周波数を可変するスイッチング
周波数可変手段と、上記インダクタンスに蓄積された電磁エネルギーを整流
した直流電圧を上記平滑コンデンサの両端電圧に対して
直列に重畳して、整流平滑電圧として負荷に供給するよ
うに構成した電圧供給手段と、を備えていることを特徴とする電源回路。
【請求項２】上記電圧供給手段は、上記インダクタン
スに発生する交番電圧を二次側に伝送するコンバータト
ランスと、このコンバータトランスの二次側に励起され
た交番電圧を整流平滑化して直流電圧に変換する整流平
滑手段を備えると共に、この整流平滑手段を形成する平
滑用のコンデンサを、上記平滑手段を形成する平滑コン
デンサに対して直列に接続したことを特徴とする請求項
１に記載の電源回路。
【請求項３】前記スイッチング手段は、前記整流手段
の正極端子と上記平滑コンデンサの正極間に設けられる
ことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項４】前記スイッチング手段は、自励式の電圧
共振形コンバータとされていることを特徴とする請求項
１に記載の電源回路。
【請求項５】商用交流電源を整流する整流手段と、こ
の整流手段の整流電流を平滑コンデンサに充電すること
により発生する両端電圧を整流平滑電圧として後段の負
荷に供給する平滑手段とを備えた電源回路に設けられる
と共に、上記整流電流の導通期間において、インダクタンスを介
して上記平滑コンデンサに流れる充電電流を断続するス
イッチング動作を行う電流共振形のスイッチング手段
と、交流入力電圧の変化に応じて上記スイッチング手段にお
けるスイッチング周波数を可変するスイッチング周波数
可変手段と、上記スイッチング手段のスイッチング出力に基づいて得
られる交番電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を上
記平滑コンデンサの両端電圧に対して直列に重畳して、
整流平滑電圧として負荷に供給するように構成した電圧
供給手段と、を備えていることを特徴とする電源回路。
【請求項６】前記スイッチング手段は、前記整流手段
の正極端子と上記平滑コンデンサの正極間に設けられる
ことを特徴とする請求項５に記載の電源回路。
【請求項７】上記電圧供給手段は、上記スイッチング
手段を電流共振形とするための直列共振回路を形成する
インダクタンスに供給されたスイッチング出力を二次側
に伝送するコンバータトランスと、このコンバータトラ
ンスの二次側に励起された交番電圧を整流平滑化して直
流電圧に変換する整流平滑手段を備えると共に、この整
流平滑手段を形成する平滑用のコンデンサを、上記平滑
手段を形成する平滑コンデンサに対して直列に接続した
ことを特徴とする請求項５に記載の電源回路。
【請求項８】前記スイッチング手段は、自励式の電流
共振形コンバータとされていることを特徴とする請求項
５に記載の電源回路。