JPH0998567A - 絶縁給電手段と変圧手段 - Google Patents
絶縁給電手段と変圧手段Info
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Abstract
失を無くし、入力側の絶縁スイッチ2つ(図18左側)
がターン・オン、ターン・オフする時に電流ゼロ・スイ
ッチングを可能にし、供給電源電圧の大きさと同等以上
の電圧を出力し、一定時間当たりの送出エネルギーを増
加させる時その増加に比例して入力ピーク電流が増える
だけで済ませ、エネルギー損失無しで電圧を出力するこ
とである。 【構成】 例えば絶縁スイッチ(NMOSとPMOSと
ダイオード2つの直列回路等。)2つがコンデンサ5と
コイル4の直列共振回路を挟む様にその両入力端子(図
18左端)間にこれらを直列接続し、絶縁スイッチ2つ
がコンデンサ5を挟む様にその両出力端子(図18右
端)間にこれらを直列接続し、前者の絶縁スイッチ2つ
と後者の絶縁スイッチ2つを交互にオン、オフ制御する
回路(図示せず。)を設ける。これで上記直列共振回路
の特性から上記目的等を達成できる。
Description
から出力側へ電力を供給することができる絶縁給電手段
と、これを応用して入力電圧を昇圧または降圧する変圧
手段に関する。従って、本発明を普通の変圧器や絶縁変
圧器の代わりに使うこともできる。本発明の絶縁給電手
段は以下の効果を持つ。 a)入力過電流防止の際にエネルギー損失が無く、構成
が簡単で、部品点数が少なく、動作周波数や使用温度範
囲に応じた特性を持つ構成要素を選択できる。 b)入力側スイッチのターン・オン時とターン・オフ時
に電流ゼロ・スイッチングを行うことができる。 c)入力側の供給電源電圧の大きさと同等以上の電圧を
出力側に供給できる。 d)一定時間当たりの送出エネルギーを増加させたと
き、その入力ピーク電流の大きさがその増加に比例して
増えるだけで済む。 e)電圧を出力するためにエネルギー損失が無い。 尚、電流ゼロ・スイッチングはスイッチング損失の低減
や電磁波障害対策の面で有利である。また、使用するイ
ンダクタンス手段(例:コイル。)が理想的でエネルギ
ー損失ゼロならば、本発明の絶縁給電手段はその入力電
源電圧の大きさの2倍の電圧を出力することができる。
もちろん、入、出力間を絶縁せずに給電する場合にも、
例えばその両出力端子の電位を上げたり、下げたりする
場合などにも本発明を利用することができる。さらに、
実施例によっては出力側から入力側へ可逆的に出力でき
るものも有る。
6つ図2〜図7に示す。例えば図2の絶縁給電手段にお
いて直流電源などの直流電源手段(図示せず。)が入力
端子t5側をプラスにして両入力端子t5・t6間に接
続されると、スイッチ16、17がオンで、スイッチ1
8、19がオフの時その直流電源手段が両入力端子t
5、t6からコンデンサ5を充電し、スイッチ16、1
7がオフで、スイッチ18、19がオンの時コンデンサ
5が両出力端子t7、t8から出力側の負荷(図示せ
ず。)、平滑用コンデンサ(図示せず。)又は図2右側
に1例として示す平滑回路などに出力する。従って、そ
の入、出力間の絶縁維持のためスイッチ16、17とス
イッチ18、19は同時にオン制御されず、交互にオン
制御される。
などの交流電源手段(図示せず。)が両入力端子t5・
t6間に接続される場合、その入力電圧位相とスイッチ
16、17及びスイッチ18、19のオン・オフ制御を
同期させることにより一定方向の電圧を出力させたり、
ダイオード10を接続しないで同一周期あるいは半周期
などの交流電圧を出力させたり、同期制御しないで任意
のプラス又はマイナス電圧を出力させて出力側で整流し
て使用したり、という使い方などが有る。あるいは、ス
イッチ16又は17に1方向性の可制御スイッチング手
段(例:逆阻止型サイリスタ、トランジスタとダイオー
ドの直列回路など。)を用いて整流する使い方なども有
る。この事は後述する本発明の各実施例でも同様であ
る。
手段が接続される場合、又は、その間に交流電源手段が
接続されてスイッチ16、17が1方向性である場合も
しくはそれらが位相制御される場合、要するにスイッチ
16、17のオン期間中にコンデンサ5が1方向にのみ
充電される場合、ダイオード10が接続されていると、
コンデンサ5は出力側から逆向きに充電されることは無
い。このため、誘導性負荷や平滑コイル等が両出力端子
t7・t8間に直接接続される時コンデンサ5が完全放
電した後でその誘導性負荷や平滑コイル等からコンデン
サ5へエネルギーが逆流することは無く、エネルギーの
送出効率が上がる、という利点が有る。さらに、図2右
側に示す平滑回路などがスイッチ14とダイオード12
付きで接続され、スイッチ14、18、19が同期オン
制御などされる場合、コンデンサ5の充電エネルギー全
部をコイル13を介してコンデンサ15に供給できる。
この様な場合コンデンサ5を完全に放電させることがで
きるので、コンデンサ5は入力側から出力側へ効率良く
エネルギーを送出することができる。
6、18とスイッチ17、19各組の代わりに切換えス
イッチ20、21を1つずつ用いたのが図3の絶縁給電
手段である。もちろん、切換えスイッチ20、21は常
に同時に切り換えられる。また、図7の回路に示す、切
換え端子どちらにも接続されないフローティング端子を
持つ切換えスイッチ28を1つずつそれぞれの代わりに
使用することもできる。
ッチ16、18の代わりにダイオード22、23を1つ
ずつ用いたのが図4の絶縁給電手段である。ただし、図
4の絶縁給電手段では入、出力間の絶縁維持のため「ダ
イオード22又はスイッチ17」と「ダイオード23又
はスイッチ19」が同時にオンとならない様に、コンデ
ンサ5の充電電圧を考慮しながら入力端子t9、t10
の各電位と出力端子t11、t12の各電位の間にある
一定の電位差もしくはその一定以上の電位差を印加する
必要がある。その電位差はある大きさ以上なら変動して
も構わない。例えば、入力側電源が一定電圧を出力する
直流電源手段の場合、入力端子t9は出力端子t11よ
り電位が常に低くなければならない。その様に常に低け
ればその電位差は変動しても構わない。この場合、スイ
ッチ17とダイオード22がオンのとき入力端子t10
の電位は入力端子t9の電位よりコンデンサ5の充電電
圧分さらに低いか同じ位であるし、スイッチ19とダイ
オード23がオンのとき入力端子t9・出力端子t11
間の電位差がダイオード22をオフに保つので出力端子
t12の電位に関して問題は無い。ダイオード22、2
3の向きが反対ならば入力端子t9は出力端子t11よ
り電位が常に高くなければならない。
て同様にスイッチ17、19の代わりにダイオードを1
つずつ用いたものも可能で、それが図6の絶縁給電手段
である。また、図4、図6の各絶縁給電手段においてス
イッチ17、19の代わりに切換えスイッチ21、28
を用いたものが図5、図7の各絶縁給電手段である。
サ5ではなくコイル24を用いた従来の絶縁給電手段を
図8〜図10に3つ示す。例えば、図8の絶縁給電手段
において直流電源などの直流電源手段(図示せず。)が
両入力端子t13・t14間に接続されると、スイッチ
16、17がオンで、スイッチ18、19がオフの時そ
の直流電源手段が両入力端子t13、t14からコイル
24を励磁し、スイッチ16、17がオフで、スイッチ
18、19がオンの時コイル24が両出力端子t15、
t16から出力側の負荷、平滑用コンデンサあるいは平
滑回路など(図示せず。)に出力する。従って、その
入、出力間の絶縁維持のためスイッチ16、17とスイ
ッチ18、19は同時にオン制御されず、交互にオン制
御される。
切換え時にスイッチ16〜19全部が過渡的にオフの時
が有るので、コイル24の電流の連続性を維持するため
に、つまり、サージ電圧が発生しない様にコイル24に
電流バイパス経路を設ける必要が有る。それに加えて、
コイル24から出力電圧を得るためには逆向きに直列接
続した両ツェナー・ダイオード25(但し一方のツェナ
ー電圧と他方の順電圧の和はその入力電圧より大き
い。)、(や抵抗)等の様な電圧降下手段が必要であ
る。なぜなら、例えばその励磁電流の向きと逆向きに順
電圧の小さいダイオードがコイル24と並列接続されて
いると、スイッチ18、19がオンの時コイル24はそ
の順電圧分しか出力できず、充分な電圧を出力できな
い、からである。
ッチ20、21を用いたものである。図10の絶縁給電
手段は図4の絶縁給電手段の様にダイオード22、23
を用いたものであるが、接続位置がその場合と違うし、
コイル24の発生電圧を考慮してダイオード22、23
が同時にオンとならない様に動作させる必要が有る。
『入力過電流防止の際にエネルギー損失が有ったり、あ
るいは、構成が複雑で部品点数が多くなったり、動作周
波数や使用温度範囲に応じた特性を持つ構成要素を選択
できない』という第1の問題点が有る。
(第 1 の 問 題 点 ) 図2〜図7に示すどの絶縁給電手段においても前述した
直流電源手段がコンデンサ5を充電する時に入力過電流
が流れてしまうし、前述した交流電源手段を使う場合で
もそのコンデンサ電圧がその交流電源電圧と同じになる
まで入力過電流が流れてしまう。入力過電流を防止する
ためには抵抗手段や定電流手段を介してコンデンサ5に
エネルギーを供給することが考えられるのであるが、そ
の抵抗手段や定電流手段がエネルギーを無駄に消費しま
う。ちなみに、直流電源が抵抗手段あるいは定電流手段
を介してコンデンサ5を電圧ゼロからその電源電圧まで
1回充電する毎に、その充電エネルギーと同じエネルギ
ーがその抵抗手段あるいは定電流手段で消費される。こ
のため、一定時間当たりの送出エネルギーを増やすため
に充電電流を増やして一定時間当たりの充電回数を増や
せば増やす程エネルギー消費も増えてしまう。
性や温度特性に問題が有る。定電流手段としては定電流
ダイオード(ゲート・ソース間に抵抗を接続した接合型
FET)、定電流ダイオードをバイポーラ・トランジタ
のコレクタ・ベース間に接続したもの、大電流容量のノ
ーマリィ・オンの接合型FET、MOS・FETあるい
はSIT等を定電流ダイオードの様に構成したもの、カ
レント・ミラー回路を構成したもの等が有る。定電流ダ
イオード等は定電流特性の良いもの程、つまり、動作抵
抗の大きいもの程その電極間静電容量によって高周波の
影響を受け易く、高周波特性は良くないので、例えば図
2のスイッチ16、17のスイッチング周波数の高周波
化に対応できない。また、前述した通り1回の充電ごと
に充電エネルギーと同じエネルギーが定電流手段で消費
され、定電流手段の発熱による温度上昇がその定電流特
性に悪影響を与えるので、実用的な大きさの放熱器を付
けるにしても使用温度範囲は狭くなってしまう。しか
も、カレント・ミラー回路を使う場合だと基準となる電
流を流しておく必要が有るから、さらに発熱し易く、使
用温度範囲はさらに狭くなる。従って、動作周波数や使
用温度範囲に応じた特性を持つ構成要素を選択できな
い。(参考:CQ出版社発行の「別冊トランジスタ技術
SPECIAL No.1、特集 個別半導体素子活用
法のすべて」)
電圧差ゼロ・スイッチングして入力過電流を防止するこ
とが考えられるのであるが、電圧差ゼロ・スイッチング
手段の使用は構成を複雑にし、部品点数を増やしてしま
う。その上、コンデンサを充電する度に交流電源電圧と
コンデンサ電圧が同じになるまで待つ必要があるから一
定時間当たりの送出エネルギーが減少してしまう。
際にエネルギー損失が有ったり、あるいは、構成が複雑
で部品点数が多くなったり、動作周波数や使用温度範囲
に応じた特性を持つ構成要素を選択できない』という第
1の問題点が有る。(第 1 の 問 題 点 ) そのエネルギー損失の問題は絶縁給電手段などの発熱量
を増大させたり、放熱設計を難しくさせたり、他の構成
部品の耐熱性を上げさせたり、コスト・アップ要因とな
ったり、するという問題点に結び付く。
ン時とターン・オフ時に電流ゼロ・スイッチングを行う
ことができない』という第2の問題点がある。(第 2
の 問 題 点 ) 電流ゼロ・スイッチングはスイッチング損失の低減や電
磁波障害対策の面などで役に立つ。
源手段を用いた場合、もしくは、交流電源手段を用いた
が電圧差ゼロ・スイッチングさせない場合、スイッチ1
6、17がターン・オンしたとき、いきなり入力電流が
過電流防止用の抵抗手段または定電流手段(図示せ
ず。)を介して流れ始めるので、電流ゼロ・スイッチン
グさせることができない。この事は図3〜図7の各絶縁
給電手段でも同様である。また、図8の絶縁給電手段に
おいてスイッチ16、17のオン期間中にコイル24を
励磁した後、スイッチ16、17をターン・オフさせる
時その励磁電流を遮断することになるので、電流ゼロ・
スイッチングさせることができない。この事は図9〜図
10の各絶縁給電手段でも同様である。
きさより小さい大きさの電圧しか出力側に供給できな
い』という第3の問題点が有る。(第 3 の 問 題
点 ) 例えば図2の絶縁給電手段において直流電源手段を用い
た場合または交流電源手段を用いその半周期の間にスイ
ッチ16、17とスイッチ18、19を交互に複数回オ
ン、オフさせる場合で、入力過電流防止用に抵抗手段ま
たは定電流手段(図示せず。)を使う場合を考える。抵
抗手段を使う場合コンデンサ5と抵抗手段の時定数を小
さくして充電時間を短くするのであるが、スイッチ1
6、17のターン・オフ時の電流ゼロ・スイッチングと
コンデンサ5の完全充電との兼ね合いもあるので、結局
その入力電流が指数的に減少して大体ゼロになり、その
コンデンサ電圧が指数的な増加して大体その時の電源電
圧になった時点でスイッチ16、17をターン・オフさ
せることになる。このため、コンデンサ5は、入力側の
供給電源電圧の大きさより小さい大きさの電圧にしか充
電されないから、入力側の供給電源電圧の大きさより小
さい大きさの電圧しか出力側に供給できない。
止用に定電流ダイオードの様な定電流手段を使うと、そ
の定電流領域ではコンデンサ5の入力電流は一定で、そ
のコンデンサ電圧は直線的に増加する。その後、その充
電が終わりに近付き定電流手段の両端電圧が小さくなる
と、その動作はその定電流動作領域から外れ、その定電
流手段は抵抗の様に動作する。このため、その外れた時
点からの充電は極端に遅くなるので実用的にはその外れ
る時点付近で、あるいは、そのコンデンサ電圧が大体そ
の時の電源電圧になった時点でスイッチ16、17のタ
ーン・オフすることになるから、結局コンデンサ5は、
入力側の供給電源電圧の大きさより小さい大きさの電圧
にしか充電されず、入力側の供給電源電圧の大きさより
小さい大きさの電圧しか出力側に供給できない。
除いても、バイポーラ・トランジスタを用いた定電流手
段やカレント・ミラー回路などを使うと、その順電圧分
あるいはオン電圧分の電圧降下が有るから、その分コン
デンサ5は、入力側の供給電源電圧の大きさより小さい
大きさの電圧にしか充電されず、入力側の供給電源電圧
の大きさより小さい大きさの電圧しか出力側に供給でき
ない。
16又は17に1方向性の可制御スイッチング手段を用
いて1方向の入力電流だけしかコンデンサ5に流さない
のであれば前述した直流電源手段の場合と同様の事が言
えるが、双方向の入力電流をコンデンサ5に流すのであ
れば定電流手段も双方向性である必要がある。双方向性
の定電流手段としては例えばダイオード・ブリッジ接続
型整流回路を使って1方向の電流が定電流ダイオード等
を流れる様にしたもの、ダイオードと定電流ダイオード
等の直列回路2つを逆並列接続したもの等が有る。いず
れにしても、スイッチ16、17の両オン電圧を除いて
も、双方向性にするために整流ダイオード等の順電圧に
よる電圧降下が有るから、その分コンデンサ5は、その
時点の供給電源電圧の大きさより小さい大きさの電圧に
しか充電されず、その時点の供給電源電圧の大きさより
小さい大きさの電圧しか出力側に供給できない。以上の
事は図2の絶縁給電手段だけでなく図3〜図7の各絶縁
給電手段でも同様である。
手段を使うと、一定時間当たりの送出エネルギーを増加
させたとき、その入力ピーク電流の大きさがその増加に
比例して増えず、その増加具合以上に増えてしまう』と
いう第4の問題点が有る。(第 4 の 問 題 点
) その入力ピーク電流の大きさは使用する可制御スイッチ
ング手段の電流容量の仕様に影響を与えるので、できる
だけ小さい方が良いし、そのピーク値が増えるにしても
その増加具合もできるだけ小さい方が良い。特にターン
・オン時の初期電流が大きいと、スイッチング損失も大
きい上に、サイリスタやIGBTなどの様にdi/dt
が制限されている場合に極めて重大である。
源(図示せず。)から入力過電流防止用に抵抗手段(図
示せず。)を介してコンデンサ5を充電する場合、一定
時間当たりの送出エネルギーを増加させるには、簡単に
は複数の絶縁給電手段を入力端子側も出力端子側も電圧
極性を揃えて並列接続する方法が有る。これを1つの絶
縁給電手段で済ませるには、1回当たり充電エネルギー
を変えずに、つまり、電源電圧Eとコンデンサ5の静電
容量Cを変えずに一定時間当たりの充電回数を増やせば
良い。一定時間当たりの充電回数を増やすには、入力過
電流防止用に定電流手段を介してコンデンサ5を充電す
る場合なら簡単にその定電流値を増やして充電時間を短
くすれば大体良いのであるが、入力過電流防止用に抵抗
手段を介してコンデンサ5を充電する場合だと入力電流
が指数的に減少する為そう簡単には行かず、その抵抗値
Rの低減に比例して充電時間は短くならない。時定数R
Cと充電時間は同じでなく、そのうえ正比例もしない。
以下にその説明をする。
ず。)から抵抗手段(図示せず。)と図2に示すスイッ
チ16、17を介してコンデンサ5を充電する回路であ
る。入力過電流防止用に抵抗手段を使う場合に電源電圧
Eと1回当たり充電エネルギーを変えずに充電時間を短
くし一定時間当たりの充電回数を増やすには、その抵抗
値Rを小さくするしか無いのであるが、例えばその抵抗
値Rを半分(R/2)にすると時定数RCは半分(RC
/2)になっても充電時間は半分にならない。これは、
簡単に言えば、例えば抵抗値Rを半分(R/2)にする
と初期入力電流(E/R)が2倍(2E/R)になる結
果、半分になった時定数(RC/2)の1倍、2倍、3
倍……の時間が経った各時点の電流も2倍になってしま
い、入力電流が大体ゼロになるまでの時間が延びてしま
う、からである。このため、一定時間当たりの送出エネ
ルギーを2倍にするために充電時間を半分にするにはそ
の抵抗値Rを半分(R/2)より小さくして入力ピーク
電流値Imaxを2倍を越える値(>2Imax)にし
なければならない。同様に3倍、4倍、数倍……と一定
時間当たりの送出エネルギーを増加させる時も同様であ
る。また、電源として交流電源手段を使う場合も同じ瞬
時値の電圧同士で考えるから同様である。従って、一定
時間当たりの送出エネルギーを増加させたとき、その入
力ピーク電流の大きさがその増加に比例して増えず、そ
の増加具合以上に増えてしまう。
を用いて詳しく説明する。スイッチ16、17がt=0
の時点で同時にターン・オンしてからの時間tとコンデ
ンサ5の電流i(t=0の時点で電荷ゼロとする。)の
関係はよく知られており、数式1〜3それぞれに示され
る。数式1は抵抗値Rの場合、数式2は抵抗値(R/
2)の場合、数式3は抵抗値(R/n)の場合でnは任
意の自然数である。
を表1に示す。先程述べた通り充電電流がどれ位小さく
なった時点を充電完了とするかによって充電時間は違っ
て来るので、取敢えず抵抗値Rの時の初期電流(E/
R)の十分の一、百分の一、千分の一、万分の一になる
それぞれの時間を計算した。時間の単位は時定数(R
C)を用い、時定数(RC)の何倍の長さであるかで表
している。
なるまでの時間は、抵抗値Rの時2.30RCの充電時
間が掛かるが、その半分の1.15RCの充電時間にす
るためには、充電時間が1.50RCである抵抗値(R
/2)では無理で、充電時間が1.13RCである抵抗
値(R/3)近くまで抵抗値を小さくする必要がある。
その結果、入力ピーク電流値Imaxは3倍近くまで大
きくなってしまう。また、例えば充電電流が(E/R)
の千分の一になるまでの時間は、抵抗値Rの時6.91
RCの充電時間が掛かるが、その三分の一の2.30R
Cの充電時間にするためには、抵抗値(R/3)では充
電時間が2.67RCとまだ大きいので、抵抗値を(R
/3)より小さくする必要がある。その結果、入力ピー
ク電流値Imaxは3倍より大きくなってしまう。そう
いう訳で、充電時間を短くしたとき、つまり、『一定時
間当たりの送出エネルギーを増加させたとき、その入力
ピーク電流の大きさがその増加に比例して増えず、その
増加具合以上に増えてしまう。』
と電圧を出力するためにエネルギーの損失が有る』とい
う第5の問題点が有る。(第 5 の 問 題 点 ) 図8〜図10に示すどの絶縁給電手段においても前述し
た通りコイル24から出力電圧を取り出すために電圧降
下手段をコイル24に並列接続する必要が有るが、この
電圧降下手段がエネルギーを無駄に消費してしまう。
縁給電手段を提供することを目的としている。 a)入力過電流防止の際にエネルギー損失をほとんどゼ
ロにすることもでき、構成が簡単で、部品点数が少な
く、動作周波数や使用温度範囲に応じた特性を持つ構成
要素を選択できる。 b)入力側スイッチのターン・オン時とターン・オフ時
に電流ゼロ・スイッチングを行うことができる。 c)入力側の供給電源電圧の大きさと同等以上の電圧を
出力側に供給することができる。 d)一定時間当たりの送出エネルギーを増加させたと
き、その入力ピーク電流の大きさがその増加に比例して
増えるだけで済む。 e)電圧を出力するためにエネルギー損失が無い。 ( 発 明 の 目 的 )
イッチング手段が第1のキャパシタンス手段を挟む様に
少なくとも1つのインダクタンス手段を介して両入力端
子の間にこれらを直列接続し、2つの出力側可制御スイ
ッチング手段が前記第1のキャパシタンス手段を挟む様
に両出力端子の間にこれらを直列接続し、前記2つの入
力側可制御スイッチング手段と前記2つの出力側可制御
スイッチング手段を交互にターン・オンさせるオン制御
手段を設けた絶縁給電手段である。
電源手段もしくはエネルギー供給手段としては直流電
源、DC発電機、交流電源、交流電源あるいはAC発電
機と整流回路の組合せ、他の(絶縁)給電手段などが有
る。また、可制御スイッチング手段としては手動で操作
する機械的なスイッチ又は接点、リレー・スイッチ又は
リレー接点、各種トランジスタ、各種サイリスタ等が有
る。
ッチング手段2つがオンで、前記出力側可制御スイッチ
ング手段2つがオフのとき、前記両入力端子間に接続さ
れる電源手段もしくはエネルギー供給手段などが前記の
少なくとも1つのインダクタンス手段を介して前記第1
のキャパシタンス手段を充電し、前記入力側可制御スイ
ッチング手段2つがオフで、前記出力側可制御スイッチ
ング手段2つがオンのとき、前記第1のキャパシタンス
手段が前記両出力端子間に電圧を出力する。
る際、前記第1のキャパシタンス手段と前記「少なくと
も1つのインダクタンス手段」が直列共振回路を形成す
るので、その入力ピーク電流はその入力電源電圧とその
充電電圧との差およびその共振周波数などによって決ま
る電流ピーク値に制限される。つまり、その直列共振回
路が入力ピーク電流値を制限するのであるが、前記の少
なくとも1つのインダクタンス手段にエネルギー損失が
ほとんど無い空心コイルも使用できるので、エネルギー
損失をほとんどゼロにすることもできる。また、入力過
電流防止の際に少なくとも1つのインダクタンス手段を
用いれば良いので、構成が簡単で、部品点数が少なくて
済む。さらに、前記の少なくとも1つのインダクタンス
手段に周波数特性が良くて、使用温度範囲の広い空心コ
イル等を選択することもできる。従って、『入力過電流
防止の際にエネルギー損失をほとんどゼロにすることも
でき、構成が簡単で、部品点数が少なく、動作周波数や
使用温度範囲に応じた特性を持つ構成要素を選択でき
る』という第1の効果が本発明に有る。(第 1 の
効 果 )
果は絶縁給電手段などの発熱量を低減させたり、放熱設
計を楽にしたり、他の構成部品の耐熱性を上げずに済ん
だり、コスト・ダウンしたり、等できるという効果に結
び付く。(付 随 効 果)
記「少なくとも1つのインダクタンス手段」が形成する
直列共振回路の共振作用により前記2つの入力側可制御
スイッチング手段がターン・オンする時とターン・オフ
する時に入力電流をゼロにすることができるので、『入
力側スイッチのターン・オン時とターン・オフ時に電流
ゼロ・スイッチングを行うことができる』という第2の
効果が本発明に有る。(第 2 の 効 果 )
タンス手段」によるエネルギー損失などが大きくなけれ
ば、前記第1のキャパシタンス手段との共振作用により
入力側の供給電源電圧の大きさと同等以上の電圧が前記
第1のキャパシタンス手段に充電されるので、前記第1
のキャパシタンス手段は『入力側の供給電源電圧の大き
さと同等以上の電圧を出力側に供給することができる』
という第3の効果が本発明に有る。
( 第 3 の 効 果 ) 特に、前記「少なくとも1つのインダクタンス手段」と
前記第1のキャパシタンス手段などの特性が理想的でエ
ネルギー損失がゼロならば、入力電源電圧の大きさ(交
流電圧等ならその瞬時値の大きさ)の2倍の電圧を出力
することができる。この第3効果は、絶縁給電の際に4
つの前記可制御スイッチング手段のオン電圧などによっ
て出力電圧が入力電源電圧以下になるのを防止するのに
役立つ上に、前記第1のキャパシタンス手段の充電エネ
ルギーは充電電圧の2乗に比例するので一定時間当たり
の送出エネルギーの増大にも役立つ。(付 随 効
果)
ーク値はエネルギー損失がゼロで、前記第1のキャパシ
タンス手段の静電容量が同じなら後で説明する数式5の
通り反比例するので、一定時間当たりの送出エネルギー
を増加させるために前記第1のキャパシタンス手段の充
電時間(=半周期)を短くして一定時間当たりの充電回
数を増やしても、その入力ピーク電流の大きさはその送
出エネルギーの増加に比例して増えるだけである。従っ
て、『一定時間当たりの送出エネルギーを増加させたと
き、その入力ピーク電流の大きさがその増加に比例して
増えるだけで済む』という第4の効果が本発明に有る。
( 第 4 の 効 果 )
Imaxの関係を数式4、5を用いて説明する。いま電
源電圧Eの直流電源(図示せず。)から抵抗値Rの抵
抗、インダクタンスLのコイル(図示せず。)及び2つ
のスイッチ(図示せず。)を介してキャパシタンスCの
コンデンサを充電する回路を考える。両前記スイッチが
t=0の時点で同時にターン・オンしてからの時間tと
前記コンデンサの電流i(t=0の時点で電荷ゼロとす
る。)の関係はよく知られている数式4となる。
電流ピーク値の大きさImaxだけを考えれば良く、s
in(ωt)=1だから、数式4は簡単に数式5とな
る。
が同じなら共振電流のピーク値の大きさImaxは共振
周期Tと反比例することが分かる。また、電源として交
流電源手段などを使う場合も同じ瞬時値の電圧同士で考
えるから同様な事が言える。
持つのは前記「少なくとも1つのインダクタンス手段」
ではなく前記第1のキャパシタンス手段であるから、
『電圧を出力するためにエネルギーの損失が無い』とい
う第5の効果が本発明に有る。( 第 5 の 効 果
)
応する場合、2つの前記出力側可制御スイッチング手段
がオンのとき、前記第1のキャパシタンス手段が同項記
載中の「少なくとも1つのインダクタンス手段」を介し
て前記両出力端子から電圧を出力する。この場合、負荷
が容量性ならば、この容量性負荷と前記第1のキャパシ
タンス手段とその「少なくとも1つのインダクタンス手
段」が直列共振回路を形成するので、そのピーク電流は
その充電電圧とその共振周波数などによって決まる電流
ピーク値に制限されるため、『前記両出力端子間にコン
デンサ等を接続ずるとき出力過電流が流れず便利であ
る』という追加効果が有る。( 第 1 の 追 加
効 果 )
は、入力側に抵抗手段や定電流手段などを接続する場合
に対して本発明が持つ第1、第2、第5の効果と同様の
効果を、出力側に抵抗手段や定電流手段などを接続する
場合に対して本発明に持たらす。そして、請求項1記載
中の「少なくとも1つのインダクタンス手段」と請求項
2記載中の「少なくとも1つのインダクタンス手段」が
それぞれ全く同じものである場合も有るし、両者の一部
が同じものである場合も有るし、両者が全く違う場合も
有るし、あるいは、一部同じものを共有する場合も有
る。
項に記載の絶縁給電手段など対応する場合、前記第1の
キャパシタンス手段の同じ側に接続される前述した入力
側、出力側可制御スイッチング手段それぞれの役割を同
項記載中の各非可制御スイッチング手段が果たすので、
その分それぞれの駆動回路などが必要無くなるので、部
品点数が少なくなり、その構成が簡単になる、という追
加効果が有る。( 第 1 の 追 加 効 果 ) 但し、『各入力端子と各出力端子の間の電位差は常に、
同一方向に直列接続した2つの前記非可制御スイッチン
グ手段に同時に順方向電圧が印加されない電位差でなけ
ればならない』という条件付きである。つまり、2つの
前記非可制御スイッチング手段が同時にオンとならない
様に、少なくとも一方に逆電圧が常に印加される様に各
入力端子は各出力端子より電位が高いか低くなければな
らない。尚、非可制御スイッチング手段としてはダイオ
ード、PN接合、逆印加電圧の大きさがそのツェナー電
圧未満の場合のツェナー・ダイオード、コレクタとベー
スを接続したバイポーラ・トランジスタ、2端子のセレ
ン整流器、図98〜図99各図に示すMOS・FETの
内蔵ダイオードを利用したもの、図100〜図101各
図に示す「MOS・FETのバックゲートとドレイン、
ソースそれぞれの間を導通させず、印加電圧によってゲ
ート順、逆バイアスするもの」等が有る。
手段などに対応する場合、「前記両出力端子の間に接続
される負荷などが誘導性負荷の時または直列に誘導性成
分を持つ負荷の時などでこの負荷などに」または「請求
項2又は8記載中の少なくとも1つのインダクタンス手
段を介して負荷などに」前記第1のキャパシタンス手段
が前記両出力端子から電力を放出した後、前記第1のキ
ャパシタンス手段が逆向きに充電されない様に請求項6
又は10記載中の非可制御スイッチング手段が阻止する
ので、『出力側からエネルギーが逆流することは無く、
エネルギー送出効率が上がる』という追加効果が有る。
( 第 2 の 追 加 効 果 )
どに対応する場合、複数の絶縁給電手段の全てが電圧極
性を揃えて入力端子側も出力端子側も並列接続されるの
で、『−定時間当たりの送出エネルギーを増加させるこ
とができる』という追加効果が有る。
( 第 3 の 追 加 効 果 )
どに対応する場合、所定数の絶縁給電手段がほぼ半分ず
つ交互に電圧を出力するので、『出力電圧、電流のリッ
プルが小さくなる』という追加効果が有る。( 第 4
の 追 加 効 果 )
どに対応する場合、所定数の絶縁給電手段が順番に1つ
ずつ繰り返し電圧を出力するので、『その所定数が多け
れば多いほど出力電圧、電流のリップルがさらに小さく
なる』という追加効果が有る。
( 第 5 の 追 加 効 果 )
対応する場合、複数の絶縁給電手段の全てが入力端子側
は電圧極性を揃えて並列接続され、出力端子側は電圧方
向を揃えて直列接続されるので、『変圧器の様に電圧を
昇圧することもできるし、電源電圧、電源電流と負荷電
圧、負荷電流などをマッチングさせることもできる』と
いう追加効果が有る。 ( 第 6 の
追 加 効 果 )
対応する場合、複数の絶縁給電手段の全てが入力端子側
は電圧方向を揃えて直列接続され、出力端子側は電圧極
性を揃えて並列接続されるので、『変圧器の様に電圧を
降圧することもできるし、電源電圧、電源電流と負荷電
圧、負荷電流などをマッチングさせることもできる』と
いう追加効果が有る。 ( 第 7 の
追 加 効 果 )
に説明するために以下添付図面に従ってこれを説明す
る。図1の実施例は、請求項1記載の絶縁給電手段など
に対応し、例えば直流電源1(もしくは交流電源と整流
回路の組合せ等でも構わない。)と一方のダイオード1
0が接続されていれば請求項6記載の絶縁給電手段など
に対応する。次の通り図1に示す各構成要素が前述した
各構成要素などに相当する。 a)リレー9のブレイク接点2、3が前述した2つの入
力側可制御スイッチング手段に。 b)コンデンサ5が前述した第1のキャパシタンス手段
に。 c)3つのコイル4が前述した「少なくとも1つのイン
ダクタンス手段」に。 d)入力端子t1、t2が前述した両入力端子に。 e)リレー9のメイク接点6、7が前述した2つの出力
側可制御スイッチング手段に。 f)出力端子t3、t4が前述した両出力端子に。 g)リレー9の電磁コイル8等が前述したオン制御手段
に。 h)直流電源1が請求項6記載中の電源手段に。 i)ダイオード10が請求項6記載中の非可制御スイッ
チング手段に。
スイッチ14とダイオード12が有る場合、スイッチ1
4とメイク接点6、7を同期オン制御すれば、コンデン
サ5の全充電エネルギーをコイル13を介してコンデン
サ15に供給することができる。例えば、後述する図3
9や図40の各実施例の様にスイッチ14をメイク接点
にしてこのメイク接点を電磁コイル8等で駆動するので
ある。
から、どれか1つのコイル4の両端又はどれか2つのコ
イル4の各両端を短絡してからその1つ又は2つのコイ
ル4を取り外すことができる。また、2つのブレイク接
点と2つのメイク接点を正反対に入れ換えて入力側をメ
イク接点に、出力側をブレイク接点にしても構わない。
この場合、さらにスイッチ14も電磁コイル8で駆動す
るブルイク接点などにすることも考えられる。さらに、
リレー9の代わりにブレイク接点とメイク接点を2つず
つ持ち、手動で各オン、オフを操作する機械的なスイッ
チを使うこともできる。この場合、その機械的なスイッ
チが前述したオン制御手段も兼ね、同様に両ブレイク接
点と両メイク接点を正反対に入れ換えても構わない。あ
るいは、後述する図14、図15両図や図16や図1
8、図19両図それぞれに示す各実施例などの様に両入
力側、両出力側可制御スイッチング手段それぞれを半導
体スイッチで1つずつ置き換え、これらを交互にオン制
御するオン制御手段を設けることも可能である。それか
ら、各ダイオード10が接続されていなければ、両入力
端子と両出力端子の入れ換えが可能で、入、出力が可逆
的になる。
てその両出力端子の電位を直流電源1の電源電圧分持ち
上げて電圧出力する実施例である。
絶縁給電手段などに対応し、例えば直流電源1とダイオ
ード10が接続されていれば請求項6記載の絶縁給電手
段などにも対応し、2つの切換え接点を持つリレー26
を使っている。図12右側の平滑回路が接続される場
合、リレー26が第3の切換え接点などを持っていれば
これを図12に示す通りスイッチ27に用いることも可
能である。尚、コイル4はどちらか1つでも構わない。
また、リレー26の代わりに2つ又は3つの切換え接点
を手動で同時に操作する機械的なスイッチング手段を使
うこともできる。
絶縁給電手段などに対応し、4端子の切換え接点28を
2つ手動で同期して切り換える機械的なスイッチング手
段を使っている。この場合、入、出力間の絶縁をより完
全にするためにコンデンサ5が両入、出力端子どちら側
にも接続されない、フローティング状態のスイッチング
状態が有る。コイル4は図12の実施例の様に2つにし
ても構わないし、あるいは、図12右側に示す様な平滑
回路を接続しても構わない。
端子ct1〜ct8は同じ符号同士がそれぞれ接続され
る。絶縁パルス・トランス2個が必要となるが、電力用
絶縁変圧器を直接使用する場合に比べて各電力容量や各
電流容量や各大きさ等が小さくて済むので、これはこれ
で意義が有る。図15の中央部に示す無安定マルチバイ
ブレータの発振と停止をトランジスタ29等が信号入力
端子30に入力される発振・停止信号に基づいて制御す
る。図15両側に示す両微分回路が前記無安定マルチバ
イブレータの正出力(図左)、補出力それぞれの立ち下
がりを捕らえ、各絶縁パルス・トランスを介して一定時
間毎に交互にトリガー信号を出力する。このトリガー信
号の立下りによって一番最後のトリガー・タイミングが
早くなってしまわない様に図15右側のトリガー信号が
出力された時トランジスタ29がターン・オフする様に
なっている。そのために、トランジスタ29の入力部は
OR回路になっており、発振・停止信号と補出力信号が
それに入力されている。尚、各トリガー間隔はコンデン
サ5とコイル4の共振周期の半分以上に設定される。ま
た、コイル4の接続位置はどちらか一方の「図左側の入
力端子と入力側サイリスタの間」でも良い。(参考:特
開昭62−217017号の第5図)
イオードを直列接続した1方向性の可制御スイッチング
手段4つを用いた絶縁給電手段である。図中69は絶縁
駆動手段(例:フォト・カプラー、パルス・トランス、
圧電トランス等。参考:末尾記載の先行技術のリス
ト。)、59と60はAND回路、61はT型のフリッ
プ・フロップ、62は単安定マルチバイブレータ、63
は発振回路である。図17にその各部動作波形を示し、
その回路構成は次の通りである。図左側の入力側両MO
S・FETと図右側の出力側両MOS・FETの同時オ
ンを防止するために、発振回路63の出力信号からフリ
ップ・フロップ61によって正出力信号Q、補出力信号
バーQを形成し、発振回路63の出力信号から単安定マ
ルチバイブレータによって同時オン防止用に各スイッチ
切換わり時に各ターン・オフ・タイム以上の期間を確保
する休止期間信号を形成する。さらに、正出力信号Qと
休止期間信号からAND回路59によって入力側両MO
S・FETのゲート信号を形成し、補出力信号バーQと
休止期間信号からAND回路60によって出力側両MO
S・FETのゲート信号を形成している。尚、各オン期
間はコンデンサ5とコイル4の共振周期の半分かそれ以
上に設定される。また、コイル4の接続位置はどちらか
一方の「入力端子と上記1方向性可制御スイッチング手
段の間」でも良い。(参考:特公昭49−21849
号)
者が考え出した1方向性絶縁型スイッチング回路4つを
応用して組み合わせた絶縁給電手段である。図中a〜d
は同じ符号同士の導線がそれぞれ接続される。(参照:
図85〜図97の各種絶縁型スイッチング回路、特開平
6−196991号、特開平7−307654号。) 例えば、その1つの1方向性絶縁型スイッチング回路は
トランジスタ31〜35、4つのダイオード36及びコ
ンデンサ37等によって構成される。その動作は次の通
りである。4つのダイオード36それぞれは逆導通型の
トランジスタ31〜34それぞれの逆導通を阻止する。
先ず、トランジスタ34がオンの時トランジスタ33も
オンであるから、トランジスタ33のドレイン電流がコ
ンデンサ37を通ってトランジスタ32、31、35を
同時に逆バイアスするので、コンデンサ37は充電さ
れ、トランジスタ31、32、35はオフである。この
ため、その両スイッチ端子(図18左上側の入力端子と
コイル4に接続された端子)間はオフで、各スイッチ端
子と直流電源38等の間は絶縁状態である。一方、トラ
ンジスタ34がオフの時トランジスタ33もオフである
から、トランジスタ31、32のオン、オフに関係無く
各スイッチ端子と直流電源38等の間は絶縁状態であ
る。その結果、オン、オフ切換え時の漏洩電流やドレイ
ン・ソース間静電容量などによる漏洩電流を無視すれ
ば、各スイッチ端子と直流電源38等の間は常に絶縁状
態である。トランジスタ33、34がオフのときコンデ
ンサ37がトランジスタ35等を介してトランジスタ3
1、32を順バイアスするので、トランジスタ31、3
2はオンで、その両スイッチ端子間もオンである。
ング回路についても同じである。ただし、入力側(図1
8左側)2つの1方向性絶縁型スイッチング回路はトラ
ンジスタ33、34等の回路部分を共通化しており、出
力側(図18右側)についても同様である。(その回路
部分を共通化せずに別々に制御しても良いが部品点数が
多くなってしまう。)そして、スライド式の切換えスイ
ッチ101が入力側、出力側スイッチング回路を2つず
つオン、オフ制御するが、切換えスイッチ101の少な
くとも1組の接点が常にオンになっているので、入力
側、出力側1方向性絶縁型スイッチング回路が同時にオ
ンになることは無く、入力・出力間の絶縁は保たれる。
尚、コイル4の接続位置はどちらか一方の「図18左側
の入力端子と入力側1方向性絶縁型スイッチング回路の
スイッチ端子の間」でも良い。また、両入力端子間に接
続する電源として直流電源38を用いて共通化しても良
いし、別の直流電源もしくは交流電源を用いても良い。
図19の回路部を図20の回路で置き換えた実施例もま
た可能である。図20中の100は切換えスイッチング
回路で、例えば図16ほぼ下半分で発振回路63、単安
定マルチバイブレータ62、フリップ・フロップ61及
びAND回路59、60が構成する回路部が有り、AN
D回路59、60の各出力信号に従って図20中のトラ
ンジスタ39、40が動作する。あるいは、切換えスイ
ッチング回路100を図21に示すリング・カウンター
を応用した制御回路で構成することもできる。
る。パワー・オン・リセット回路など(図示せず。)か
ら入力される初期化パルスによってフリップ・フロップ
70〜73のQは[1、0、0、0]に初期化され、そ
の後発振回路など(図示せず。)から入力されるクロッ
ク・パルスによってフリップ・フロップ70〜73のQ
は1クロック・パルス毎に[0、1、0、0]、[0、
0、1、0]、[0、0、0、1]、[1、0、0、
0]……という具合に[1]がリング状に接続されたフ
リップ・フロップ70〜73を順々に巡って行く。
[1、0、0、0]のとき図20中のトランジスタ39
がオン制御され、[0、0、1、0]のとき図20中の
トランジスタ40がオン制御され、そして、[0、1、
0、0]又は[0、0、0、1]のとき図20中のトラ
ンジスタ39、40はオフ制御される。尚、フリップ・
フロップ70の出力ではなくフリップ・フロップ71の
出力をバッファー57に入力し、フリップ・フロップ7
2の出力ではなくフリップ・フロップ73の出力をバッ
ファー58に入力しても構わない。
て、あるいは、図18、図20両図に示す実施例におい
て、図18の回路部を図22の回路で置き換えた実施例
もまた可能である。コンデンサ37やコイル4等の接続
位置が違っているだけである。
チング手段の各構成例はどれも図19又は図20の回路
部と組み合わせると1方向性絶縁型スイッチング回路に
なるので、図23〜図35に示すいずれか4つの1方向
性スイッチング手段(同じ4つでも、一部違う4つで
も、全部違う4つでも良い。)を図18又は図22の回
路部に有る同様の1方向性スイッチング手段4つの代わ
りに使うことができる。
ランジスタ31、32の逆バイアス時にコンデンサ37
とトランジスタ31、32の両ゲート間が並列関係に有
るため、図19、図20中に示す直流電源38の電圧が
ある程度大きければ、万一変動しても図18又は図22
の回路部の様にコンデンサ37と両ゲート間が直列接続
される場合と違いトランジスタ31、32の両ゲート逆
バイアス電圧は変化せず一定で、その電圧変動の影響を
受け難い、という利点が有る。(参考:特開平5−30
4454号、実願平5−66165号、特開平8−33
348号)
ーマリィ・オン型のトランジスタ41、42を用い、ゲ
ート電圧ゼロでオン制御を行うので、順バイアス用のコ
ンデンサ等は要らない。ノーマリィ・オンのP型、N型
トランジスタを後述する図64の回路部の様にゲート電
圧ゼロでオン制御した1方向性スイッチング手段も有
る。尚、図26、図64各図に示す各1方向性スイッチ
ング手段においてPチャネル、Nチャネルの各ノーマリ
ィ・オン型MOS・FETの代わりにそれと制御電極の
逆バイアス電圧極性が同じであるノーマリィ・オンの可
制御スイッチング手段なら接合型FET、SIT、SI
サイリスタなど何でも使用できる。
ッチング手段では順バイアス用にコイル43を用いてい
る。図27の1方向性スイッチング手段において抵抗4
4によるエネルギー消費を改善するために、図28の1
方向性スイッチング手段ではトランジスタ45等が形成
するスイッチング手段を用いている。
ッチング手段では順バイアス用にコンデンサ37と1つ
又は2つのコイル43を用いている。そして、図35に
示す1方向性スイッチング手段ではオン制御時に2つの
コンデンサの直列回路が両IGBTをゲート順バイアス
する。尚、図23〜図25、図27〜図35各図に示す
各1方向性スイッチング手段においてPチャネル、Nチ
ャネル型の各SIT、各MOS・FETもしくは各IG
BT等の代わりにそれと制御電極の逆バイアス電圧極性
が同じである可制御スイッチング手段ならノーマリィ・
オン、ノーマリィ・オフに関係無く何でも使うことがで
きる。例えば、Pチャネル、Nチャネル型の各IGB
T、各接合型FET、各SITあるいは各SIサイリス
タである。
ッチング手段ではプラス・ゲート(カソード・ゲート)
のサイリスタとマイナス・ゲート(アノード・ゲート)
のサイリスタを使用している。ダイオード46を接続
し、コンデンサ37の静電容量を小さくすれば、前記両
サイリスタは逆バイアスされず、トリガー・パルスによ
るオン制御のみとなるので、そのオン期間は両サイリス
タの自己保持作用とその通流電流の大きさ次第になる。
各サイリスタはノーマリィ・オフの普通のサイリスタで
もGTOサイリスタでもSIサイリスタでも構わない。
図33の実施例ではダイオード46が無ければ各サイリ
スタはノーマリィ・オン型でも構わない。
0両図それぞれに示す各実施例は、本発明者が考え出し
た双方向性絶縁型スイッチング回路4つを応用した双方
向性の絶縁給電手段で、コンデンサ5を双方向に充電で
きる。図中a〜dは同じ符号同士の導線がそれぞれ接続
される。1方向性と双方向性の違いは有るが、図18、
図19両図に示す1方向性の絶縁給電手段と同じ様なス
イッチング動作をする。尚、コイル4の接続位置はどち
らか一方の「図36左側の入力端子と入力側双方向性絶
縁型スイッチング回路のスイッチ端子の間」でも良い。
また、両出力端子側から両入力端子側へも給電可能で、
双方向に給電することができる。(参照:後述の図8
8、図89、図94〜図97各図に示す双方向性絶縁型
スイッチング回路、特開平6−196991号、特開平
7−307654号。)
オード・ブリッジ接続型整流回路を利用したものであ
り、図38の双方向性スイッチング手段は2つの1方向
性スイッチング手段を逆並列接続したものである。どち
らも図19又は図20の回路部などと組み合わせると双
方向性絶縁型スイッチング回路になるので、図37の双
方向性スイッチング手段、図38の双方向性スイッチン
グ手段、「図23〜図35に示すいずれか2つの1方向
性スイッチング手段(同じ2つでも、違う2つでも良
い。)を逆並列接続したもの」のいずれか4つ(同じ4
つでも、一部違う4つでも、全部違う4つでも良い。)
を図36の回路部に有る同様の双方向性スイッチング手
段4つの代わりに使うことができる。
は7記載の絶縁給電手段などに対応し、ブレイク接点1
つとメイク接点1つを持つリレー49を使用し、ダイオ
ード47、48が請求項4又は7記載中の2つの非可制
御スイッチング手段に相当する。ダイオード47、48
が同時にオンとならない様な大きさの電位差を入力端子
t17・出力端子t19間、入力端子t22・出力端子
t24間それぞれに印加しておく必要が有る。その電位
差は変動しても良く、一定である必要は無い。
イオード47両側2つのコイル4の電圧の和は、入力端
子t17・t18間に接続される電源の最大電圧のプラ
ス3分の2からマイナス3分の2まで変化するとする
と、その最大電圧の3分の2以上の電圧を入力端子t1
7・出力端子t19間に逆方向に印加する必要が有る。
これは、3つ有るコイル4のうち2つが入力端子t17
・出力端子t19間に接続され、3つのコイル4の電圧
和が電圧ゼロを中心にその電源電圧(交流ならその時の
瞬時値電圧)から反転してその電源電圧の逆電圧まで振
動する、からである。同様に図40の実施例の場合3つ
有るコイル4のうち1つがダイオード47、48と共に
入力端子t22・出力端子t24間に接続されているか
ら、例えば、入力端子t21・t22間に接続される電
源の最大電圧の3分の1以上の電圧を入力端子t22・
出力端子t24間に逆方向に印加する必要が有る。
各実施例に接続される場合、スイッチ14を図示する様
にリレー49で駆動することが考えられる。また、図3
9、図40の各実施例においてコイル4は2つ又は1つ
でも構わないから、どれか1つのコイル4の両端又はど
れか2つのコイル4の各両端を短絡してからその1つ又
は2つのコイル4を取り外すことができる。さらに、ブ
レイク接点とメイク接点を正反対に入れ換えて入力側を
メイク接点、出力側をブレイク接点にしても構わない。
この場合、さらにスイッチ14もリレー49で駆動され
るブレイク接点などにすることも考えられる。それか
ら、リレー49の代わりに1つのブレイク接点と1つ又
は2つのメイク接点を手動で同時に操作する機械的なス
イッチング手段を使うこともできる。この場合その機械
的なスイッチング手段が前述したオン制御手段も兼ね、
同様にブレイク接点とメイク接点を正反対に入れ換えて
も構わない。又は、「図14、図15両図」、図16、
「図18、図19両図」それぞれに示す各実施例などの
様に入力側、出力側可制御スイッチング手段それぞれを
半導体イッチで1つずつ置き換え、これらを交互にオン
制御する図15、図16下半分、図19各図に示す様な
各オン制御手段を設けることも可能である。
してその両出力端子の電位を直流電源1の電源電圧分持
ち上げて電圧出力する実施例である。
載の絶縁給電手段などに対応し、手動式の切換えスイッ
チ21又は切換え接点を持つリレー50を使っている。
図43、図44各図右側の平滑回路が接続される場合、
スイッチ14をリレー50で駆動することが考えられ
る。尚、図42〜図43の各実施例においてコイル4を
図44の実施例の様に2つにしても横わないし、逆に図
44の実施例において図42又は図43の実施例の様に
コイル4はどちらか1つでも構わない。また、図42の
実施例において切換えスイッチ21の代わりにリレー5
0を使っても構わないし、図43〜図44の各実施例に
おいてリレー50の代わりに切換えスイッチ21を使っ
ても構わない。さらに、図42〜図44の各実施例にお
いて切換えスイッチ21又はリレー50の切換え接点の
代わりに「図23〜図35に示す1方向性スイッチング
手段のいずれか2つ(同じ2つでも、違う2つでも良い
が。)を同じ向きに直列接続した1方向性3端子スイッ
チング手段とこれらを制御する図19又は図20の回路
部の組合せ」あるいは「図85〜図97に示す1方向性
もしくは双方向性の絶縁型スイッチング回路のいずれか
2つ(同じ2つでも、違う2つでも良いが。)をスイッ
チ端子の所で(同じ向きに)直列接続した3端子絶縁型
スイッチング回路」を使うことが考えられる。
て切換えスイッチ21の代わりに図116の実施例と同
様にフォト・カプラーの出力MOS・FET2つを直列
接続した3端子スイッチング回路を用いている。バッフ
ァー57、58を使用しているが、各部の動作波形は図
17の各部動作波形と同じである。
部と前述した図19、図20に示すどちらか1つの回路
部を組み合わせた実施例もまた可能である。図中a〜d
は同じ符号同士の導線がそれぞれ接続される。尚、コイ
ル4の数と接続位置に関しては今まで述べて来た通りい
くつかの変更ができる。また、前述した図18の回路部
の場合と同様に図23〜図35に示すいずれか2つの1
方向性スイッチング手段(同じ2つでも違う2つでも良
い。)を図46〜図49のいずれか1つに示す回路部中
に有る同様の1方向性スイッチング手段2つの代わりに
使用できる。
電手段などに対応し、例えば直流電源1とダイオード1
0が接続されていれば請求項6記載の絶縁給電手段など
に対応する。2つのコイル4とコイル51が前述した入
力側の「少なくとも1つのインダクタンス手段」に相当
し、コイル51と2つのコイル52が請求項2記載中の
出力側の「少なくとも1つのインダクタンス手段」に相
当する。従って、コイル51は両方に共通して相当す
る。出力端子t25・t26間にコンデンサ15や容量
性負荷など(図示せず。)を接続する場合、コイル51
と2つのコイル52がエネルギー損失無く出力過電流が
流れるのを防止することができる。
の絶縁給電手段などに対応する。図51の実施例では入
力側、出力側ともにコイル数は2で、図52の実施例で
は入力側、出力側ともにコイル数は1で、図53の実施
例では入力側、出力側ともにコイル1つを共有してい
る。図51〜図53の各実施例において「両メイク接点
と両ブレイク接点」の代わりに「図14、図15両
図」、図16、「図18、図19両図」等に示す様に半
導体スイッチで1つずつ置き換え、これらを交互にオン
制御するオン制御手段を設けた実施例もまた可能であ
る。
してその両出力端子の電位を直流電源1の電源電圧分持
ち上げて電圧出力する実施例である。
縁給電手段のうち、一方の各出力端子を他方の各入力端
子に接続し、一方の出力側可制御スイッチング手段2つ
1組と他方の入力側可制御スイッチング手段2つ1組を
共通化して2つ1組にまとめた絶縁給電手段」である。
同時に入力電流と出力電流を流すことができる。
又は5記載の絶縁給電手段などに対応する。図57の実
施例では入力側、出力側ともにコイル数3で、コイル4
を1つ共有し、図58の実施例では入力側、出力側とも
にコイル数2で、図59の実施例では入力側、出力側と
もにコイル数1で、図60の実施例では入力側、出力側
ともにコイル4を1つ共有する。各実施例では切換え接
点を2組持つリレーの代わりに2組の切換え接点を手動
で同時操作する機械的スイッチを使用できる。
た図14、図15両図に示す実施例と同様の動作をする
絶縁給電手段である。接続端子ct1〜ct8は同じ符
号同士がそれぞれ接続される。2個の絶縁パルス・トラ
ンスが必要となるが、電力用の絶縁変圧器を直接使用す
る場合に比べて各電力容量や各電流容量や各大きさ等が
小さくて済むので、これはこれで意義が有る。
の様にMOS・FETとダイオードを直列接続した1方
向性可制御スイッチング手段4つを用いた絶縁給電手段
で、図16の実施例と同様の動作をする。図中69は絶
縁駆動手段、59、60はAND回路、61はT型のフ
リップ・フロップ、62は単安定マルチバイブレータ、
63は発振回路である。その各部動作波形は図17に示
すそれと同じである。
0両図」、「図64、図19両図」、「図64、図20
両図」それぞれに示す各実施例もまた可能である。各図
中a〜dは同じ符号同士の導線がそれぞれ接続される。
図23〜図35に示すいずれか4つの1方向性スイッチ
ング手段(同じ4つでも、一部違う4つでも、全部違う
4つでも良い。)を図63又は図64の回路部中に有る
同様の1方向性スイッチング手段4つの代わりに使うこ
とができる。これらの実施例は「図18、図19両
図」、「図18、図20両図」それぞれに示す各実施例
と同様に動作する。
0両図」それぞれに示す各実施例もまた可能である。各
図中a〜dは同じ符号同士の導線がそれぞれ接続され
る。図37〜図38に示すいずれか2つの1方向性スイ
ッチング手段(同じ2つでも、違う2つでも良い。)を
図65の回路部中に有る同様の双方向性スイッチング手
段4つの代わりに使うことができる。これらの実施例は
「図36、図19両図」、「図36、図20両図」それ
ぞれに示す各実施例と同様に動作する。
明者が考え出した制御方式(本発明者はターン・オフ・
トリガー方式と呼ぶが。)を用いた絶縁給電手段であ
る。サイリスタ80、81両方のターン・オフがサイリ
スタ82、83の各トリガーの引き金になり、サイリス
タ82、83両方のターン・オフがサイリスタ80、8
1の各トリガーの引き金になる。すなわち、サイリスタ
80、81がどちらもオンでなくなった時サイリスタ8
2、83がトリガーされ、サイリスタ82、83がどち
らもオンでなくなった時サイリスタ80、81がトリガ
ーされる。そのために、各直流電源86、各トランジス
タ84及び各ダイオード36、85等が構成する各オン
・オフ検出回路がサイリスタ80〜83それぞれのオ
ン、オフを検出する。ただし、各ダイオード85の電流
がサイリスタ80〜83それぞれをラッチ・アップ、つ
まり、オンしっ放しにしない様にその電流値は各保持電
流値より(充分に)小さく設定される。(参考:特開昭
62−5019号、国際出願 WO 88/01804
〜5号、特開平1−117416号。)
スタ80〜83はオフだから、各トランジスタ84、フ
ォト・カプラーPC1〜PC4及びトランジスタ91、
94〜96もオフである。ここで入力端子90に入力さ
れる起動・停止信号が立ち上がると、トランジスタ9
2、93がターン・オンし、パルス・トランス87を介
してサイリスタ80、81をトリガーするので、サイリ
スタ80、81がターン・オンする。すると、図66上
側の両入力端子間に接続される例えば直流電源(図示せ
ず。)がコイル4を介してコンデンサ5を充電する。こ
の時、パルス・トランス87の励磁インダクタンス(も
しくは相互インダクタンス)が小さいため、その磁束は
直ぐに飽和し、そのトリガー動作はパルス的になり、そ
の充電完了前にそのトリガー動作は終了するので、コン
デンサ5を充電完了後にサイリスタ80、81はその主
電流が保持電流以下になるため自然にターン・オフす
る。
カプラーPC1又はPC2がトランジスタ94〜96を
オンに保ち、パルス・トランス88を励磁するが、サイ
リスタ80、81がどちらもオンでなくなると、フォト
・カプラーPC1、PC2とトランジスタ94〜96が
ターン・オフするため、パルス・トランス88はその励
磁エネルギーによってサイリスタ82、83をトリガー
し、ターン・オンさせる。すると、コンデンサ5がコイ
ル4を介して図66下側の両出力端子間に接続される負
荷(図示せず。)にエネルギーを供給する。この時、パ
ルス・トランス88の励磁インダクタンスが小さいた
め、その励磁エネルギーは直ぐに放出し切り、そのトリ
ガー動作はパルス的になり、コンデンサ5の放電完了前
にそのトリガー動作は終了するので、コンデンサ5を放
電完了後にサイリスタ82、83はその主電流が保持電
流以下になるため自然にターン・オフする。
・停止信号がまだハイ・レベルであれば、フォト・カプ
ラーPC3又はPC4がトランジスタ91を通じトラン
ジスタ92〜93をオフに保つので、パルス・トランス
87はその励磁エネルギーを放出して次のトリガー動作
に備える。サイリスタ82、83どちらもオンでなくな
り、フォト・カプラーPC3、PC4と共にトランジス
タ91がターン・オフする時その起動・停止信号がまだ
ハイ・レベルであれば、トランジスタ92〜93が再び
ターン・オンし、今まで述べた事が繰り返される。以後
その起動・停止信号がハイ・レベルである限り同じ事が
繰り返され、この回路は発振する。一方、サイリスタ8
2、83がどちらもオンでなくなり、フォト・カプラー
PC3、PC4と共にトランジスタ91がターン・オフ
する時その起動・停止信号がロー・レベルであれば、ト
ランジスタ92〜93はオフのままで、発振は停止す
る。
(シリコン・ユニラテラル・スイッチ)を接続し、直流
電源89の代わりに直流電源89と電源スイッチの直列
回路を接続すれば、その電源スイッチのオンによって電
源線の電圧が所定値に達すると、この回路を自動的に発
振させる様にできる。また、各オン・オフ検出回路を利
用すれば、サイリスタ80、81どちらか一方がオンで
ある限りサイリスタ82、83がトリガーされない様に
サイリスタ82、83の各ゲート・カソード間を短絡し
たり、逆バイアスしたり、してサイリスタ80、81と
サイリスタ82、83の同時オンを防止することができ
る。同様にサイリスタ82、83どちらか一方がオンで
ある限りサイリスタ80、81がトリガーされない様に
もできる。さらに、使用サイリスタの特性によってはタ
ーン・オフ時のアノード・カソード間電圧波形がきれい
に立ち上がらず、各サイリスタの正確なターン・オフを
検出できない場合が有るので注意を要する。この場合各
直流電源86の電圧を充分に大きくし、各トランジスタ
84がオン、オフするアノード・カソード間電圧のしき
い値を大きく設定する等すれば改善できる。それから、
サイリスタのオフ時の漏洩電流が温度によって増加する
ため、それがオフ状態であるにもかかわらずオン状態を
検出してしまうことにも要注意である。(参考:特開昭
58−81332号、WO 87/04575号、WO
88/01804〜5号、特開平1−117416
号、特開平6−82497号、特開平8−15335
号。)
8記載の絶縁給電手段などに対応する。図68の実施例
では入力側、出力側ともにコイル数3で、1つのコイル
を共有し、図69の実施例では入力側、出力側ともにコ
イル数2で、図70の実施例では入力側、出力側ともに
コイル数1で、図71の実施例では入力側、出力側とも
に1つのコイルを共有している。各実施例ではリレーの
代わりにブレイク接点とメイク接点を手動で同時に操作
する機械的なスイッチを使うこともできる。この場合、
その機械的なスイッチが前述のオン制御手段も兼ねる。
あるいは、図68〜図71の各実施例において入力側、
出力側スイッチング手段としてメイク接点、ブレイク接
点それぞれの代わりに「図14、図15両図」、図1
6、「図18、図19両図」等に示す様に半導体スイッ
チで1つずつ置き換え、これらを交互にオン制御するオ
ン制御手段を設けることも可能である。
してその両出力端子の電位を直流電源1の電源電圧分持
ち上げて電圧出力する実施例である。
5、8又は9記載の絶縁給電手段などに対応する。これ
らでは切換えスイッチが前述したオン制御手段も兼ねる
が、その切換えスイッチの代わりに切換え接点などを持
つリレーを使っても構わない。
て切換えスイッチの代わりに図16の実施例と同様にフ
ォト・カプラーの出力MOS・FET2つを直列接続し
た3端子スイッチング回路を用いている。バッファー5
7、58を使用している他は大体同じで、各部の動作波
形は図17の各部動作波形と同じである。
0両図」それぞれに示す各実施例もまた可能である。図
23〜図35に示すいずれか2つの1方向性スイッチン
グ手段(同じ2つでも、違う2つでも良い。)を図76
の回路部に有る同様の1方向性スイッチング手段2つの
代わりに使うことができる。
らは図73の実施例を応用したものであり、97は発振
回路である。 (参考:特開平6−225518
号。)
圧手段などに対応し、入力電圧を昇圧することができ
る。これは所定数の絶縁給電手段が有って、全ての両入
力端子を電圧極性を揃えて並列接続し、全ての両出力端
子を電圧方向を揃えて直列接続したものである。ただ
し、電圧を出力するために全ての出力側可制御スイッチ
ング手段を同時にオン制御する必要があるが、電圧出力
時に全コンデンサ5が(完全)充電されていれば良いか
ら全ての入力側可制御スイッチング手段を同時にオン制
御する必要は必ずしも無い。もちろん、全ての入力側可
制御スイッチング手段と全ての出力側可制御スイッチン
グ手段を交互にオン制御しても構わない。
手段の制御方法としては、例えば、所定数の図1又は図
12の絶縁給電手段を図80の様に接続し、全電磁コイ
ル8又は108を並列接続あるいは直列接続して同時に
全部を励磁したり、しなかったりすれば良い。あるい
は、所定数の図39、図40、図43又は図44の絶縁
給電手段を図80の様に接続し、全電磁コイル109又
は111を並列接続あるいは直列接続して同時に全部を
励磁したり、しなかったりすれば良い。
の回路において全ての入力側可制御スイッチング手段を
ブレイク接点で1つずつ構成し、全ての出力側可制御ス
イッチング手段をメイク接点で1つずつ構成し、全ブレ
イク接点と全メイク接点を共通の電磁コイルで駆動する
リレーを構成すれば良い。あるいは、全ブレイク接点と
全メイク接点を手動で機械的に操作する機械的なスイッ
チング手段を構成すれば良い。これらの場合、入力側を
メイク接点に、出力側をブレイク接点にして全ブレイク
接点と全メイク接点は正反対に入れ換えても構わない。
4、図15の絶縁給電手段を利用して所定数の図14の
回路部を図80の様に接続し、図15の回路部をパワー
・アップし各パルス・トランスの出力巻線数を増やして
それぞれの入力側、出力側サイリスタをトリガーする様
にすれば良い。第4の制御方法としては、例えば、図1
6の絶縁給電手段を利用して所定数の図16ほぼ上半分
の回路部を図80の様に接続し、AND回路59、60
をパワー・アップするか、バッファーでパワー・アップ
してそれぞれの絶縁駆動手段69をトリガーする様にす
れば良い。
8、図20に示す絶縁給電手段を利用して所定数の図1
8の回路部を図80の様に接続し、接続を示す符号であ
る全a、全b、全c、全dをパワー・アップした図20
の回路部に示す接続符号a、b、c、dと同じ符号同士
の導線をそれぞれ接続すれば良い。第6の制御方法とし
ては、例えば、図85〜図97に示す各種絶縁型スイッ
チング回路を1つずつ図80の回路中の入力側、出力側
の各可制御スイッチング手段として利用して入力側と出
力側を別々に制御すれば良い。
の変圧手段の両出力端子間に接続する絶縁給電手段の両
出力端子の数を変えると『電圧の昇圧比を変えることが
できる』という特別な効果が生じる。
( 特 別 な 効 果 ) つまり、絶縁給電手段の両出力端子間をいくつ介してそ
の変圧手段の両出力端子間に接続するか、ということで
ある。その数を変える制御方法として、図80の様に各
絶縁給電手段の両出力端子間にその出力電圧と逆向きに
バイパス用のダイオード110を1つずつ接続し、動作
させる絶縁給電手段の数を変える。例えば、動作させな
い絶縁給電手段の出力側可制御スイッチング手段をオフ
にしておくのである。あるいは、バイパス用にダイオー
ド110ではなく1方向性可制御スイッチング手段を1
つずつ接続してもオン、オフ制御しても構わない。ある
いは、ダイオード110ではなくダイオード10を1つ
ずつ図80の様に接続し、動作停止させる絶縁給電手段
の出力側可制御スイッチング手段2つをオンしっ放しに
しても良い。
電手段だけを動作させる制御方法としては、例えば、所
定数の図1又は図12の絶縁給電手段を図80の様に接
続し、各電磁コイル8又は108にスイッチを1つずつ
を直列接続し、その全ての直列回路を並列接続すれば良
い。その全スイッチのうち、いくつをオンにするかによ
って電圧の昇圧比を変えることができる。この様な電圧
の昇圧作用や昇圧比可変作用は、図11、図41、図5
4、図72の様な実施例は除いて本発明の絶縁給電手段
や図2〜図10に示す従来の絶縁給電手段などを所定数
(ごちゃ混ぜでも良いが。)同様に入力側を並列接続、
出力側を直列接続しても得られる。
圧手段などに対応し、入力電圧を降圧することができ
る。これは所定数の絶縁給電手段が有って、全ての両入
力端子を電圧方向を揃えて直列接続し、全ての両出力端
子を電圧極性を揃えて並列接続したものである。ただ
し、電圧を入力するために全ての入力側可制御スイッチ
ング手段を同時にオン制御する必要があるが、電圧出力
時に全ての絶縁給電手段が電圧を出力する必要は必ずし
も無いから全ての出力側可制御スイッチング手段を同時
にオン制御する必要は無い。もちろん、全ての入力側可
制御スイッチング手段と全ての出力側可制御スイッチン
グ手段を交互にオン制御しても構わない。
手段の制御方法としては、例えば、所定数の図1又は図
12の絶縁給電手段を図81の様に接続し、全電磁コイ
ル8又は108を並列接続あるいは直列接続すれば良
い。あるいは、所定数の図39、図40、図43又は図
44の絶縁給電手段を図81の様に接続し、全電磁コイ
ル109又は111を並列接続あるいは直列接続すれば
良い。
の回路において全ての入力側可制御スイッチング手段を
ブレイク接点で1つずつ構成し、全ての出力側可制御ス
イッチング手段をメイク接点で1つずつ構成し、全ブレ
イク接点と全メイク接点を共通の電磁コイルで駆動する
リレーを構成すれば良い。あるいは、全ブレイク接点と
全メイク接点を手動で機械的に操作する機械的なスイッ
チング手段を構成すれば良い。これらの場合、入力側を
メイク接点に、出力側をブレイク接点にして全ブレイク
接点と全メイク接点は正反対に入れ換えても構わない。
4、図15の絶縁給電手段を利用して所定数の図14の
回路部を図81の回路の様に接続し、図15の回路部を
パワー・アップし各パルス・トランスの出力巻線数を増
やしてそれぞれの入力側、出力側サイリスタをトリガー
する様にすれば良い。第4の制御方法としては、例え
ば、図16の絶縁給電手段を利用して所定数の図16ほ
ぼ上半分の回路部を図81の様に接続し、AND回路5
9、60をパワー・アップあるいはバッファーでパワー
・アップしてそれぞれの絶縁駆動手段69をトリガーす
る様にすれば良い。第5の制御方法としては、例えば、
図18、図20に示す絶縁給電手段を利用して所定数の
図18の回路部を図81の回路の様に接続し、接続を示
す符号である全a、全b、全c、全dをパワー・アップ
した図20の回路部に示す接続符号a、b、c、dと同
じ符号同士の導線をそれぞれ接続すれば良い。
の変圧手段の両入力端子間に接続する絶縁給電手段の両
入力端子の数を変えると『電圧の降圧比を変えることが
できる』という特別な効果が生じる。
( 特 別 な 効 果 ) つまり、絶縁給電手段の両入力端子間をいくつ介してそ
の変圧手段の両入力端子間に接続するか、ということで
ある。複数ある絶縁給電手段のうち特定の絶縁給電手段
の両入力端子だけをその変圧手段の両入力端子間に接続
する制御方法としては、例えばその変圧手段のプラス側
入力端子から各絶縁給電手段のプラス側入力端子に向か
って1方向性可制御スイッチング手段を1つずつ接続す
れば良い。その全1方向性可制御スイッチング手段のう
ち、どれをオンにするかによって電圧の降圧比を変える
ことができる。第2の制御方法として、複数ある絶縁給
電手段のうち、この変圧手段の両入力端子間に接続しな
い絶縁給電手段の両入力端子間を短絡してバイパスする
方法が有る。例えば1つだけ残して他の各絶縁給電手段
の両入力端子間に短絡用の可制御スイッチング手段を1
つずつ接続するのである。その全可制御スイッチング手
段のうち、いくつをオンにするかによって電圧の降圧比
を変えることができる。
は図11、図41、図54、図72の様な実施例は除い
て本発明の絶縁給電手段や図2〜図10に示す従来の絶
縁給電手段などを所定数(ごちゃ混ぜでも良い。)同様
に入力側を直列接続、出力側を並列接続しても得られ
る。また、図80、図81の両実施例を使って一方の両
出力端子と他方の両入力端子を接続し、降圧後昇圧ある
いは昇圧後降圧して出力電圧を取り出せば、2分の3と
か、3分の5とか、7分の11とか、7分の5とか、1
3分の11という具合により細かい昇圧比や降圧比を得
ることができる。
4両図」それぞれに示す各実施例は請求項11又は14
記載の絶縁給電手段などに対応する。図83、図84各
図中の各バッファーが出力するIn1〜4、Out1〜
4それぞれの出力信号に従って図82中の両入力側可制
御スイッチング手段それぞれ(図82左側)と両出力側
可制御スイッチング手段それぞれ(図82右側)がオ
ン、オフ動作する。図83、図84の各制御回路は図2
1の制御回路を応用したもので、In1とOut3、I
n2とOut4、In3とOut1、In4とOut2
それぞれの組の出力信号が同時にオン信号になる様にな
っており、例えば出力信号In1がオンである期間と出
力信号Out1がオンである期間の各間はどちらの出力
信号もオフである様になっている。この事はIn2〜I
n4とOut2〜Out4それぞれの出力信号の場合に
ついても同じである。その結果、どれを取っても同一の
絶縁給電手段の対を成す両入力側可制御スイッチング手
段と両出力側可制御スイッチング手段を同時にオン制御
しないのはもちろんのこと、それぞれの両可制御スイッ
チング手段がターン・オフするのに必要なターン オフ
・タイムを各オン期間の間に休止期間として確保するこ
とができる。
側可制御スイッチング手段を所定時間ごとに順番に1つ
ずつ繰り返しターン・オン制御し、それぞれの両出力側
可制御スイッチング手段をそれらと対を成す前記両入力
側可制御スイッチング手段と同時にオンとならない様に
所定時間ごとに順番に1つずつ繰り返しターン・オン制
御している。こうすることによって入力電源手段などの
供給電流を平均化してその負担を軽くすることができる
し、しかも、出力側の負荷に対して電流を平均化して供
給できるので、供給電流のリップルを小さくすることが
できる、という利点がこれらの実施例に有る。さらに図
82の回路中の小絶縁給電手段の数、図83、図84の
各制御回路中のフリップ・フロップ数およびバッファー
数を増やせば上記利点はさらに良くなる。それから、図
83の制御回路では初期化パルスによってフリップ・フ
ロップ70のQだけが1になるため、その初期化と同時
に出力信号In2、Out4はどちらもオン信号になる
が、図84の制御回路では初期化パルスによってフリッ
プ・フロップ70のQだけが1になっても、どの出力信
号もオン信号にならない。図84の制御回路において出
力信号In2だけをフリップ・フロップ70のQからバ
ッファーを介して取り出しても構わない。
施例もまた可能である。図82中に示す4つの小絶縁給
電手段を2つずつ分け、一方の入力側可制御スイッチン
グ手段全部と他方の出力側可制御スイッチング手段全部
をバッファー57でオン、オフ制御し、他方の入力側可
制御スイッチング手段全部と一方の出力側可制御スイッ
チング手段全部をバッファー58でオン、オフ制御すれ
ば、この実施例は請求項11又は13記載の絶縁給電手
段などに対応する様になる。この事はその小絶縁給電手
段の数が2、6、8、10、12……と他の偶数である
場合も同じである。その小絶縁給電手段の数が奇数の場
合はほぼ半分に分けてそれぞれを同様に制御すれば良
い。以上、図82の回路部を用いた各実施例において、
その4つの小絶縁給電手段を図1〜図13、図39〜図
44、図50〜図60、図68〜図74、図80〜図8
1のいずれか4つの絶縁給電手段で入力電圧、出力電
圧、入力電位あるいは出力電位などを揃えて置き換えた
実施例もまた考えられる。
グ手段として図85〜図97の各種絶縁型スイッチング
回路を1つずつ使用できる。図85〜図89の各絶縁型
スイッチング回路を使う場合、図21、図83、図84
の各回路中の各出力バッファーにハイ出力時オープンと
なるコレクタ・オープン型やドレイン・オープン型を使
い、それを図85〜図89の各回路中のスイッチS1又
はS2の代わりに使えば良い。図90〜図93の各絶縁
型スイッチング回路を使う場合、スイッチS3又はS4
の部分を図85〜図89の回路の様にPNP型又はPチ
ャネル型のトランジスタで置き換え、このトランジスタ
を前述と同様に図21、図83、図84の各回路中の各
出力バッファーでオン、オフ制御すれば良い。図94〜
図97の各絶縁型スイッチング回路を使う場合、図2
1、図83、図84の各回路中の各出力バッファーをN
OT回路型にするか、各出力バッファーを各フリップ・
フロップの正出力Qから補出力のバーQに接続し直すか
して、各絶縁型スイッチング回路のトランジスタ20
4、230、231又は232を各出力バッファーで駆
動すれば良い。これらの事は「図80、図21両図」、
「図81、図21両図」それぞれに示す各実施例におい
て各可制御スイッチング手段として図85〜図97の各
種絶縁型スイッチング回路を1つずつ用いる場合にも同
様に当てはまる。
るいは追加して新しくできた各実施例(各派生実施例)
において、電圧極性もしくは電圧方向の有る各構成要素
(例:ダイオード、直流電源など。)の向きを逆にし、
各可制御スイッチング手段をこれと相補関係にある可制
御スイッチング手段(例:PNPトランジスタに対して
NPNトランジスタ等。)で1つずつ置き換えた「電圧
極性もしくは電圧方向に関して元の実施例と対称的な関
係にある実施例」も可能である。この実施例もまた新・
派生実施例である。 b)本発明は入出力が可逆的な場合、入力と出力の接続
を逆にできる。例えば、各実施例あるいはその各派生実
施例ではダイオード10が接続されていなければ、出力
側から入力側へ絶縁給電できるし、入力と出力の接続を
逆にできる。
る様に図示している場合、その直流電源をヒューズ又は
電源スイッチを介してその両入力端子間に接続すること
も当然考えられる。この事は交流電源などを使う場合も
同様である。 d)一定時間当たりの供給エネルギーを増大するために
本発明の絶縁給電手段を複数個用意し、その全両入力端
子を電圧極性を揃えて並列接続し、その全両出力端子も
電圧極性を揃えて並列接続した実施例も可能である。こ
の実施例は請求項11記載の絶縁給電手段などに対応す
る。
分の絶縁給電手段の全出力側可制御スイッチング手段と
その残りの絶縁給電手段の全出力側可制御スイッチング
手段を交互にオン制御すれば、出力電圧が交互に出力さ
れるので、『出力電圧のリップルが少なくなる』という
効果が追加される。この実施例は請求項13記載の絶縁
給電手段などに対応する。具体的には例えば図1、図5
3各図に示す各絶縁給電手段において両ブレイク接点と
両メイク接点を正反対に入れ換えた絶縁給電手段と、図
1に示す絶縁給電手段そのままを同数その全両入力端子
側もその全両出力端子側も電圧極性を揃えてそれぞれ並
列接続し、全電磁コイル8を並列接続するか直列接続し
て同時に全部を励磁できる様にすれば良い。
OS・IC化する際に例えば各NPNトランジスタをノ
ーマリィ・オフのN型MOS・FETで置き換え、各P
NPトランジスタをノーマリィ・オフのP型MOS・F
ETで置き換え、各ダイオードを図98〜図101各図
に示す各N型又はP型MOS・FETで置き換え、各抵
抗を「そのゲートとソースを短絡したノーマリィ・オン
のN型又はP型MOS・FET」又は「そのドレインと
ゲートを短絡したノーマリィ・オフのN型又はP型MO
S・FET」で置き換えれば都合が良い。
63〜図65、図76、図85〜図97各図に示す各実
施例の半分、各1方向性もしくは双方向性スイッチング
手段、あるいは、各種絶縁型スイッチング手段の代わり
に特開平5−226998号、特開平5−268037
号、特開平5−304453〜4号、実願平5−661
65号、特開平7−264030号、特開平8−333
48号それぞれに開示されている条件付きの各種絶縁型
スイッチング回路を条件付きで利用あるいは応用するこ
とができる。 h)蛇足ながら今まで開示して来た各実施例あるいはそ
の各派生実施例などにおいて各コイル4の両端を短絡し
てそのコイル4を取り外し、図2〜図7の各従来回路の
様にコンデンサ5だけにした絶縁給電手段や変圧手段も
可能である。)複数の本発明のあるいは従来の絶縁給電
手段あるいは変圧手段を縦続接続つまり前段の両出力端
子と後段の両入力端子を接続して使用することもある。
ージ。 b)1992年、CQ出版社出版の「トランジスタ技術
9月号」、273〜276ページの『スイッチト・キャ
パシタ用IC LTC1043』と290ぺージの『R
S232Cドライバ/レシーバ MAX232シリー
ズ』。 c)日刊工業新聞社の「パワーMOS・FETの応用技
術」80〜96ページ。
である。
つ示す回路図である。
施例を1つずつ示す回路図である。
施例を示す回路図である。
図である。
である。
施例の半分を1つずつ示す回路図である。
路100の1例あるいは本発明の絶縁給電手段の1実施
例の半分を示す回路図である。
す回路図である。
方向性スイッチング手段を1つずつ示す回路図である。
す回路図である。
方向性スイッチング手段を1つずつ示す回路図である。
施例を1つずつ示す回路図である。
施例の半分を1つずつ示す回路図である。
施例を1つずつ示す回路図である。
す回路図である。
図である。
施例の半分を1つずつ示す回路図である。
施例を1つずつ示す回路図である。
す回路図である。
施例を1つずつ示す回路図である。
を1つずつ示す回路図である。
施例の半分を1つずつ示す回路図である。
種絶縁型スイッチング回路を1つずつ示す回路図であ
る。
非可制御スイッチング手段を1つずつ示す回路図であ
る。
Claims (18)
- 【請求項1】 2つの入力側可制御スイッチング手段が
第1のキャパシタンス手段を挟む様に少なくとも1つの
インダクタンス手段を介して両入力端子の間にこれらを
直列接続し、2つの出力側可制御スイッチング手段が前
記第1のキャパシタンス手段を挟む様に両出力端子の間
にこれらを直列接続し、前記2つの入力側可制御スイッ
チング手段と前記2つの出力側可制御スイッチング手段
を交互にターン・オンさせるオン制御手段を設けたこと
を特徴とする絶縁給電手段。 - 【請求項2】 少なくとも1つのインダクタンス手段を
介して前記2つの出力側可制御スイッチング手段と前記
第1のキャパシタンス手段を前記両出力端子の間に直列
接続したことを特徴とする請求項1記載の絶縁給電手
段。 - 【請求項3】 前記第1のキャパシタンス手段の一端側
に接続された1つの前記入力側可制御スイッチング手段
と1つの前記出力側可制御スイッチング手段が直結され
ており、これらを1つの切換えスイッチング手段で置き
換えたことを特徴とする請求項1又は2記載の絶縁給電
手段。 - 【請求項4】 前記第1のキャパシタンス手段の一端側
に接続された前記入力側、出力側可制御スイッチング手
段それぞれを非可制御スイッチング手段で1つずつ、方
向を揃えて置き換えたことを特徴とする請求項1又は2
記載の絶縁給電手段。 - 【請求項5】 前記第1のキャパシタンス手段の他端側
に接続された1つの前記入力側可制御スイッチング手段
と1つの前記出力側可制御スイッチング手段が直結され
ており、これらを1つの切換えスイッチング手段で置き
換えたことを特徴とする請求項1、2、3又は4記載の
絶縁給電手段。 - 【請求項6】 前記第1のキャパシタンス手段を1方向
に充電する電源手段を前記両入力端子の間に接続し、そ
の充電電圧に対して逆向きに非可制御スイッチング手段
を前記第1のキャパシタンス手段に並列接続するか又は
前記両出力端子の間に接続したことを特徴とする請求項
1、2、3、4又は5記載の絶縁給電手段。 - 【請求項7】 入力側可制御スイッチング手段と入力側
非可制御スイッチング手段が第1のキャパシタンス手段
を挟む様に少なくとも1つのインダクタンス手段を介し
て両入力端子の間にこれらを直列接続し、出力側可制御
スイッチング手段と出力側非可制御スイッチング手段が
前記第1のキャパシタンス手段を挟む様に、しかも、両
前記非可制御スイッチング手段が前記第1のキャパシタ
ンス手段の同じ一端側に来て、方向が揃う様に両出力端
子の間にこれらを直列接続し、前記入力側、出力側可制
御スイッチング手段を交互にターン・オンさせるオン制
御手段を設けたことを特徴とする絶縁給電手段。 - 【請求項8】 少なくとも1つのインダクタンス手段を
介して前記出力側可制御スイッチング手段、前記出力側
非可制御スイッチング手段および前記第1のキャパシタ
ンス手段を前記両出力端子の間に直列接続したことを特
徴とする請求項7記載の絶縁給電手段。 - 【請求項9】 前記入力側、出力側可制御スイッチング
手段が直結されており、これらを1つの切換えスイッチ
ング手段で置き換えたことを特徴とする請求項7又は8
記載の絶縁給電手段。 - 【請求項10】 前記第1のキャパシタンス手段に充電
される電圧に対して逆向きに第3の非可制御スイッチン
グ手段を前記第1のキャパシタンス手段に並列接続する
か又は前記両出力端子の間に接続したことを特徴とする
請求項7、8、又は9記載の絶縁給電手段。 - 【請求項11】 請求項1〜10のいずれか1項に記載
の絶縁給電手段が所定数有って、全ての前記両入力端子
を電圧極性を揃えて並列接続し、全ての前記両出力端子
を電圧極性を揃えて並列接続したことを特徴とする絶縁
給電手段。 - 【請求項12】 全ての前記入力側可制御スイッチング
手段を同時にオン制御し、全ての前記出力側可制御スイ
ッチング手段を同時にオン制御したことを特徴とする請
求項11記載の絶縁給電手段。 - 【請求項13】 前記所定数のうち、ほぼ半分の絶縁給
電手段の全ての前記出力側可制御スイッチング手段とそ
の残りの絶縁給電手段の全ての前記出力側可制御スイッ
チング手段を交互にオン制御したことを特徴とする請求
項11記載の絶縁給電手段。 - 【請求項14】 それぞれの前記入力側可制御スイッチ
ング手段を所定時間ごとに順番に1つずつ繰り返しター
ン・オン制御し、それぞれの前記出力側可制御スイッチ
ング手段をそれと対を成す前記入力側可制御スイッチン
グ手段と同時にオンとならない様に所定時間ごとに順番
に1つずつ繰り返しターン・オン制御したことを特徴と
する請求項11記載の絶縁給電手段 - 【請求項15】 請求項1〜10のいずれか1項に記載
の絶縁給電手段が所定数有って、全ての前記両入力端子
を電圧極性を揃えて並列接続し、全ての前記両出力端子
を電圧方向を揃えて直列接続し、全ての前記出力側可制
御スイッチング手段を同時にオン制御したことを特徴と
する変圧手段。 - 【請求項16】 全ての前記出力側可制御スイッチング
手段と同時にオンとならない様に全ての前記入力側可制
御スイッチング手段も同時にオン制御したことを特徴と
する請求項15記載の変圧手段。 - 【請求項17】 請求項1〜10のいずれか1項に記載
の絶縁給電手段が所定数有って、全ての前記両入力端子
を電圧方向を揃えて直列接続し、全ての前記両出力端子
を電圧極性を揃えて並列接続し、全ての前記入力側可制
御スイッチング手段を同時にオン制御したことを特徴と
する変圧手段。 - 【請求項18】 全ての前記入力側可制御スイッチング
手段と同時にオンとならない様に全ての前記出力側可制
御スイッチング手段も同時にオン制御したことを特徴と
する請求項17記載の変圧手段。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8200932A JPH0998567A (ja) | 1995-07-27 | 1996-06-26 | 絶縁給電手段と変圧手段 |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7-224476 | 1995-07-27 | ||
JP22447695 | 1995-07-27 | ||
JP8200932A JPH0998567A (ja) | 1995-07-27 | 1996-06-26 | 絶縁給電手段と変圧手段 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0998567A true JPH0998567A (ja) | 1997-04-08 |
Family
ID=26512478
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8200932A Pending JPH0998567A (ja) | 1995-07-27 | 1996-06-26 | 絶縁給電手段と変圧手段 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0998567A (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2469124A (en) * | 2009-04-03 | 2010-10-06 | Thales Holdings Uk Plc | Isolated power supply for an amplifier |
JP2017188773A (ja) * | 2016-04-05 | 2017-10-12 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 給電制御装置 |
JP2017192223A (ja) * | 2016-04-14 | 2017-10-19 | 株式会社アイ・ライティング・システム | Led電源装置 |
JP2017204970A (ja) * | 2016-05-13 | 2017-11-16 | 株式会社アイ・ライティング・システム | Led電源装置 |
US10027248B2 (en) | 2016-06-14 | 2018-07-17 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Electric power conversion circuit including switches and reactors, and electric power conversion device including electric power conversion circuit and control circuit |
KR102126209B1 (ko) * | 2018-12-19 | 2020-06-24 | (주)신아이엔지 | 과전류 보호 전원 절체 스위치 |
-
1996
- 1996-06-26 JP JP8200932A patent/JPH0998567A/ja active Pending
Cited By (7)
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GB2469124B (en) * | 2009-04-03 | 2013-10-30 | Thales Holdings Uk Plc | Power supply |
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