JPH0974744A

JPH0974744A - 電源装置

Info

Publication number: JPH0974744A
Application number: JP8160919A
Authority: JP
Inventors: Tomofumi Yamashita; 友文山下
Original assignee: Ricoh Keiki Co Ltd
Current assignee: Ricoh Keiki Co Ltd
Priority date: 1995-06-30
Filing date: 1996-05-30
Publication date: 1997-03-18
Anticipated expiration: 2016-05-30
Also published as: JP3150287B2

Abstract

(57)【要約】【課題】圧電トランスを使用した電源装置に関し、簡
単な構成で高電圧を発生させることが可能な電源装置を
提供することを目的とする。【解決手段】圧電トランス２００と、この圧電トラン
ス２００を駆動する駆動回路１００とを備えた電源装置
において、前記駆動回路１００の出力端と前記圧電トラ
ンス２００の第１入力電極６との間にコイル４を接続
し、このコイル４と前記圧電トランス２００の静電容量
とにより直列共振回路を形成して構成され、この直列共
振回路の共振により駆動回路１００と圧電トランス２０
０の入力端に至る回路のインピーダンスが零となり、圧
電トランス２００の振動部に振幅の大きな入力電圧ＶB
を印加し、圧電トランスから高電圧ＶCを得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複写機、表示装置
等の電子機器に用いられる電源装置に関し、より詳細に
は圧電トランスを使用した電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、複写機等の小形化の要請に伴い、
高電圧発生用の電源装置に巻線トランスに代えて圧電ト
ランスが用いられつつある。圧電トランスは、チタン酸
バリウムやチタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ）等の強誘電
体の厚み方向および長さ方向に分極処理が施され、誘電
体の長さ方向の一方の側に形成された振動部に交番電圧
を与えると、電歪効果および圧電効果により、誘電体の
長さ方向の他方の側に形成された発電部から高電圧が出
力される電圧変換器として知られている（例えば、特開
昭６１−５４６８６号公報参照）。この圧電トランスを
駆動するためには、振動部の厚み方向（または、分極方
向）を挟むように設けられた一対の入力電極を介して、
当該振動部に交番電圧（または交流電圧）の入力電圧を
印加する駆動回路が必要である。

【０００３】さらに、発電部から高電圧出力を得るため
には、圧電トランスの振動部および発電部の寸法関係と
適正な駆動周波数を設定することの外に、振動部への入
力電圧を極力高くする必要があり、高電圧出力型の駆動
回路が要請される。この圧電トランスへの入力電圧を高
くする従来の例として、圧電トランスの入力段に昇圧ト
ランスを使用した電源装置が知られている（特開平６−
５３５６９号公報）。この電源装置は、図９に示すよう
に、圧電トランス２００の第一入力電極６に昇圧トラン
ス４００の二次巻線４００ｂを接続し、昇圧トランス２
００の一次巻線４００ａを所定周波数の位相器でスイッ
チングされるトランジスタにより励振させることによ
り、電源電圧を所定の昇圧比で昇圧して圧電トランス２
００の第１および第２の各入力電極６、７間に駆動電圧
を印加するようになっている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
例のように、圧電トランス２００の前段に昇圧トランス
４００を接続する構成は、電源装置の大型化あるいは回
路構成の複雑化を招くことになる。本発明の目的は、簡
単な構成で高電圧を安定して発生させることが可能な電
源装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明に係る電源装置は、誘電体に一対の入力電極
が配設されて形成される振動部および前記誘電体に出力
電極が配設されて形成される発電部からなる圧電トラン
スと、前記一対の入力電極に接続されて当該圧電トラン
スを駆動する駆動回路とを備えた電源装置において、前
記駆動回路の出力端と前記圧電トランスの一方の入力電
極との間にコイルを接続し、当該コイルおよび前記圧電
トランスの一対の入力電極で形成される静電容量により
直列共振回路を形成するものである。この発明によれ
ば、駆動回路からコイルを介して駆動電圧が圧電トラン
スに供給され、供給される駆動電圧の周波数が圧電トラ
ンスの静電容量とコイルからなる直列共振回路の共振周
波数である場合、当該共振回路は共振状態となり、駆動
回路から圧電トランスの入力端に至る回路のインピーダ
ンスが零となるため、圧電トランスの振動部に振幅の大
きな入力電圧が印加されることとなり、その分だけ圧電
トランスの発電部から振幅の大きな出力電圧を得ること
ができる。

【０００６】また、本発明に係る電源装置は、必要に応
じて、前記直列共振回路を前記圧電トランスの長手方向
長さで決まる共振周波数と同一の周波数で共振するよう
構成される。この発明によれば、駆動回路からコイルを
介して圧電トランスに供給される駆動電圧の周波数が圧
電トランス自体の共振周波数および圧電トランスの静電
容量とコイルからなる直列共振回路の共振周波数と同一
の周波数となるため、当該圧電トランスを適正に駆動す
ると共に、直列共振回路が共振状態となって駆動回路と
圧電トランスの入力端に至る回路のインピーダンスが零
となり、したがって圧電トランスの振動部に振幅の大き
な入力電圧が印加されることとなり、その分だけ圧電ト
ランスの発電部から振幅の大きな出力電圧を得ることが
可能となる。

【０００７】また、本発明に係る電源装置は、必要に応
じて、圧電トランスの出力電極から出力される電圧値を
検出する検出回路と、この検出された電圧値が帰還回路
を介して入力されこの検出電圧値に基づいて駆動回路を
駆動制御する制御回路と、前記帰還回路に検出回路と制
御回路との干渉を防止するバッファ回路とを備えるもの
である。この発明によれば、検出回路と制御回路との間
における帰還回路にバッファ回路を介装することによ
り、電圧値が大きく異なる検出回路と制御回路との間の
干渉を防止できる。さらに、本発明によれば、圧電トラ
ンスの出力電圧を検出し、この検出電圧に基づいて駆動
回路をフィ−ドバック制御するように構成されているの
で、圧電トランスの出力電圧の安定化を実現することが
できる。

【０００８】また、本発明に係る電源装置は、誘電体に
一対の入力電極が配設されて形成される振動部および前
記誘電体に出力電極が配設されて形成される発電部から
なる圧電トランスを用いた電源装置において、発振周波
数を可変制御可能な発振回路およびこの発振回路から出
力される制御電圧によりスイッチング動作し、前記圧電
トランスの入力電極に駆動電圧を出力する駆動回路と、
前記圧電トランスの入力電極に接続され、当該圧電トラ
ンスの一対の入力電極間の静電容量を含む共振回路と、
前記圧電トランスの出力電圧を検出する検出回路と、前
記検出回路のより検出された検出電圧値を前記発振回路
に帰還する帰還回路とを備え、前記帰還回路には当前記
検出回路と発振回路との間の干渉を防止するバッファ回
路、および、帰還動作を安定化し制御幅を拡大する演算
増幅回路が挿入されて構成される。この発明によれば、
共振回路による圧電トランスの駆動電圧の増大および検
出回路と発振回路との間の干渉の防止に加え、演算増幅
器により帰還動作の安定化および制御幅の拡大が可能と
なり、圧電トランスの出力を一定に制御することが可能
となる。

【０００９】また、本発明は、誘電体に一対の入力電極
が配設されて形成される振動部および前記誘電体に出力
電極が配設されて形成される発電部からなる圧電トラン
スを用いた電源装置において、発振周波数を可変制御可
能な発振回路およびこの発振回路から出力される制御電
圧によりスイッチング動作して前記圧電トランスの入力
電極に駆動電圧を出力する駆動回路と、前記圧電トラン
スの入力電極に接続され、当該圧電トランスの一対の入
力電極間の静電容量を含む共振回路と、前記圧電トラン
スの出力電圧を検出し第１の検出電圧および第２の検出
電圧を出力する検出回路と、前記第１の検出電圧を前記
発振回路に帰還する第１の帰還回路と、前記第２の検出
電圧を前記発振回路に帰還する第２の帰還回路とを備
え、前記第１の帰還回路に当前記出回路と発振回路との
間の干渉を防止するバッファ回路および当該電源装置の
起動時にのみ動作して前記発振回路に起動電圧を供給す
る演算増幅回路が挿入され、かつ、前記第２の帰還回路
には通常動作時において動作し前記出回路と発振回路と
の間の干渉を防止するバッファ回路が挿入されて構成さ
れる。この発明によれば、帰還回路を２段とし、起動時
の発振動作のフィ−ドバック制御は第１の帰還回路を通
じて行い、通常動作時の発振動作のフィ−ドバック制御
は第２の帰還回路を通じて行うようにしたので、安定か
つ円滑な制御が可能となり、圧電トランスの出力電圧を
一定に制御することができる。

【００１０】

【発明の実施の形態】次に、本発明の好適な実施の形態
を図面に基づいて説明する。（第１の実施の形態）図１に、本発明に係る電源装置の
回路構成図を示す。図１において、電源装置は、チタン
酸バリウムやチタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ）等の強誘
電体で形成される圧電トランス２００と、この圧電トラ
ンス２００に駆動電圧ＶBを供給する駆動回路１００
と、圧電トランス２００からの出力電圧ＶCを負荷１３
に供給する出力回路３００とを備える。

【００１１】駆動回路１００は、プルアップ用のｎｐｎ
型バイポーラトランジスタ２、およびプルダウン用のｐ
ｎｐ型バイポーラトランジスタ３からなるプッシュプル
型のドライブ回路と、トランジスタ２および３を相補的
にスイッチング動作させるための発振用ＩＣ１とからな
る。この発振用ＩＣ１の制御端子と接地ＧＮＤとの間に
は発振用ＩＣ１の発振周波数を設定調整するための可変
抵抗５が接続されいる。トランジスタ２および３の共通
エミッタ接続点と圧電トランス２００の第１入力電極６
との間には、共振コイル４が接続されている。

【００１２】共振コイル４は、圧電トランス２００の第
１入力電極６と第２入力電極７間で形成される静電容量
と共に直列共振回路を構成する。この直列共振回路の共
振周波数ｆは、圧電トランス２００の共振周波数Ｆと同
一の値に設定される。圧電トランス２００の共振周波数
Ｆは、Ｆ＝Ｃ／４Ｌで表される。ここに、Ｃは圧電トランス内部の音速、Ｌ
は圧電トランスの長さである。

【００１３】圧電トランス２００は、第１および第２の
各入力電極６、７間で構成される振動部と、この振動部
以外の領域に出力電極８が配設されて形成される発電部
を有する。振動部は図示する記号＋、−の方向に分極さ
れているものとし、分極方向正側（＋）の第１入力電極
６と分極方向負側（−）の第２入力電極７間に駆動回路
１００が接続されている。この状態で、圧電トランス２
００の振動部には正バイアスで駆動電圧ＶB が印加され
る。発電部の端部に形成される出力電極８には出力回路
３００が接続され、この出力回路３００を介して負荷１
３に出力電圧を供給する。

【００１４】出力回路３００は、出力電極８に接続され
たカップリングコンデンサ９と、整流ダイオード１０お
よび１１からなる両波整流回路（またはブリッジ回路）
と、平滑コンデンサ１２とからなる。

【００１５】次に、動作を説明する。まず、駆動回路１
００の入力端子に直流の入力電源ＶP が与えられると、
発振用ＩＣ素子１は可変抵抗５で調整される交番周波数
ｆの制御信号を発振し、トランジスタ２および３の共通
接続されたベース電極に出力する。トランジスタ２およ
び３は、入力された制御信号の周波数に従って交互にオ
ン・オフ動作し、駆動電圧ＶBを出力する。駆動電圧ＶB
は共振コイル４を介して第１入力電極６に供給され、第
１入力電極６と第２入力電極７との間を相補的にプルア
ップ・プルダウン駆動する。この駆動電圧ＶBの印加に
より、圧電トランス２００の発電部に設けられた出力電
極８から高電圧の出力電圧ＶC が発生することとなる。

【００１６】ここで、駆動電圧ＶBの周波数ｆは、共振
コイル４と圧電トランス２００の各入力電極６、７に形
成される静電容量とからなる直列共振回路の共振周波数
ｆであるため、この回路のインピーダンスが零『０』と
なり、第１入力電極６に印加される駆動電圧ＶBとして
は最大の値をとり得ることになる。しかも、駆動電圧Ｖ
Bの周波数ｆは圧電トランス２００自体の共振周波数Ｆ
と一致するので、電圧の伝達および昇圧の効率は最大と
なり、共振コイル４を介在しない場合に比べて高電圧の
出力電圧ＶCを出力することが可能となる。

【００１７】なお、圧電トランス２００によっては、共
振モードがλ（圧電トランスの共振周波数の波長）モー
ドに設定されているものと、１／２λモードに設定され
ているものがあり得るので、適宜圧電トランス２００の
仕様に適合させればよい。圧電トランス２００で発生し
た出力電圧ＶC は、カップリングコンデンサ９、ダイオ
ード１１０および１１からなる両波整流回路により直流
に変換され、平滑コンデンサ１２を経て負荷１３に供給
される。

【００１８】（第２の実施の形態）図２に、本発明の第
２実施の形態の回路構成を示す。この第２実施の形態
は、第１実施の形態の駆動回路１００とは異なる駆動回
路１０１を用いて電源装置を構成した例を開示する。本
実施の形態において、第１実施の形態と共通する部分に
は同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。

【００１９】駆動回路１０１は、トランジスタ２および
３からなるプッシュプル型のドライブ回路と、演算増幅
器１４を用いた発振回路からなる。この発振回路におい
て、演算増幅器１４の反転入力端子には抵抗Ｒ1 、Ｒ2
で分圧される基準電圧がＲ3を介して加えられ、非反転
入力端子にはコンデンサＣ1 、Ｃ2 で分圧される動作電
圧および帰還回路１５、コンデンサ１６を介して出力電
極８からの出力電圧ＶCが帰還されるようになってい
る。

【００２０】ここで、コンデンサＣ2の静電容量をＣC2
［Ｆ］、コンデンサ１６の静電容量をＣ16［Ｆ］、抵抗
Ｒ4の抵抗値をＲR4とすると、時定数τ τ＝（ＣC2＋Ｃ16）×ＲR4 で演算増幅器１４の出力の極性が交互に正負反転し、す
なわち発振する。なお、抵抗Ｒ5は演算増幅器１４のゲ
インを調整のためのフィードバック抵抗、Ｒ6およびＲ7
は負荷抵抗、Ｒ8は限流抵抗である。

【００２１】次に、動作を説明する。いま、駆動回路１
０１の入力端子に直流電圧ＶPが与えられると、コンデ
ンサＣ1 、Ｃ2 に充電電流が流れ、演算増幅器１４の非
反転入力端子は論理『Ｌ』となって出力信号が論理
『Ｌ』となるので、トランジスタ３がターンオンとな
り、第１入力電極６の駆動電圧ＶBはＧＮＤ電位とな
る。このとき、出力電極８の出力電圧ＶCは負（−）に
遷移する。

【００２２】やがて、コンデンサＣ1 、Ｃ2 が充電され
ると、演算増幅器１４の非反転入力端子の電位が上昇し
て論理『Ｈ』となり、この電位が反転入力端子の基準電
位をこえると、演算増幅器１４の出力信号は『Ｈ』に遷
移する。その結果、トランジスタ３がターンオフし、ト
ランジスタ２がターンオンすることになる。このトラン
ジスタ２がターンオンすると駆動電圧ＶBが共振コイル
４を介して第１入力電極６に印加され、出力電極８の出
力電圧ＶCは正（＋）に転ずる。

【００２３】さらに、この正（＋）の出力電圧ＶCによ
り帰還回路１５、コンデンサ１６、抵抗Ｒ4 、コンデン
サＣ2 、ＧＮＤの経路で充電電流が流れ始め、演算増幅
器１４の非反転入力端子の電位が反転端子の基準電位よ
り低下し、演算増幅器１４の出力信号は論理『Ｌ』とな
る。以下同様にして、帰還回路１５からの帰還信号によ
り、演算増幅器１４の非反転入力端子の電位が基準電圧
を境に変化するごとに演算増幅器１４の出力信号の論理
が反転し、この反転周期ごとに各トランジスタ２、３が
交互に駆動され、第１入力電極６の電位をプルアップ、
プルダウンして圧電トランス２００の第１入力電極６に
対応する振動部を振動させ、発電部から昇圧された高電
圧を得る。

【００２４】ここで、演算増幅器１４の出力信号の周波
数ｆは、共振コイル４と圧電トランス２００の静電容量
からなる共振回路の共振周波数に等しく、また、圧電ト
ランス２００自体の共振周波数Ｆに等しい。したがっ
て、各トランジスタ２、３によって第１入力電極６に与
えられる駆動電圧ＶBは最大の値となり、出力電極８か
ら最大の出力電圧ＶCを得ることができる。この共振作
用は第１実施の形態の場合と変わらない。以上のよう
に、本実施の形態の駆動回路１０１によっても、圧電ト
ランス２００から高電圧を発生させることができる。

【００２５】（第３の実施の形態）図３に、本発明の第
３実施の形態の回路構成を示す。この第３実施の形態
は、圧電トランス２００の温度依存性等に起因する出力
電圧Ｖｃの変動をフィ−ドバック制御により安定化させ
るようにした例を開示するものである。

【００２６】この電源装置は、出力回路３００からの出
力電圧ＶCに基づくフィ−ドバック電圧ＶFBを帰還回路
１５、ローパスフィルタ１７、およびバッファ回路１８
を介して電圧制御発振回路（以下、ＶＣＯという。）１
９に帰還させて発振周波数を制御し、この駆動周波数の
制御により出力電圧を一定に修正動作させるものであ
る。この実施の形態において第１の実施の形態と同様な
部分には同一の符号を付してその詳細な説明は省略す
る。

【００２７】帰還回路１５は、負荷１３に対して並列に
接続された抵抗Ｒ15および可変抵抗ＶＲ15からなる検出
回路の接続中点から出力電圧ＶCのフィ−ドバック電圧
ＶFBを帰還するように構成されている。帰還回路１５に
は、フィ−ドバック電圧ＶFBに重畳されたノイズ成分を
除去するために、インダクタンスＬ17およびコンデンサ
Ｃ17からなるローパスフィルタ１７が接続されている。
コンデンサＣ17は線路のインダクタンス成分による位相
遅れを進相させてＶＣＯ１９で発振する周波数を適正値
に維持させ応答性を向上させるように作用する。

【００２８】バッファ回路１８は、抵抗Ｒ15および可変
抵抗ＶＲ15の分圧回路で形成される検出回路と、ＶＣＯ
１９以降の各回路との干渉をなくすための回路である。
すなわち、検出回路の抵抗Ｒ15がメガオームのオーダ
（１５ＭΩ等）で設定され、一方、ＶＣＯ１９の可変抵
抗ＶＲ19はキロオームのオーダ（数十ＫΩ等）に設定さ
れるため、両抵抗値の相違に基づく電位差の干渉を防止
する必要があるからである。バッファ回路１８の出力は
入力抵抗Ｒ19を介してＶＣＯ１９に入力される。

【００２９】ＶＣＯ１９は、フィ−ドバック抵抗ＶＲ19
およびコンデンサＣ19により決定されるデューティ比を
もって振動する制御電圧ＶAを生成して出力する。ＶＣ
Ｏ１９は、非反転入力となるフィ−ドバック電圧ＶFBが
高いときには制御電圧ＶAの発振周波数を高くして出力
電圧ＶCの電圧値を低下させ、また非反転入力のフィ−
ドバック電圧ＶFBが低いときには制御電圧ＶAの発振周
波数を低くして出力電圧ＶCの電圧値を上昇させるよう
に動作する。

【００３０】ＶＣＯ１９の非反転端子の抵抗Ｒ19と電源
ＶPとの間にツェナーダイオードＺＤ19が接続されてお
り、このツェナーダイオードＺＤ19は本装置の起動用に
使用される。本実施の形態の場合、ＶＣＯ１９を発振動
作を開始するために、電源ＶPからの直流電流をツェナ
ーダイオードＺＤ19、抵抗Ｒ19、ＶＲ２０、ＧＮＤの経
路で流し、抵抗Ｒ19に生じた電圧を起動電圧として当初
の１回のみＶＣＯ１９の非反転端子に与えるようになっ
ている。

【００３１】このように、帰還回路１５を設けたことに
より、圧電トランス２００の出力電圧ＶC の変動がフィ
−ドバック電圧ＶFBによってＶＣＯ１９に帰還され、Ｖ
ＣＯ１９では出力電圧ＶC の変動分を補正するように発
振周波数を上昇あるいは下降させ、その制御された周波
数で圧電トランス２００を振動するので、常に安定した
出力電圧ＶC を負荷１３に供給することが可能となる。

【００３２】なお、上記実施の形態においてはＶＣＯ１
９の非反転入力としてフィ−ドバック電圧ＶFBを用いる
構成としたが、図４に記載するようにＶＣＯ１９の非反
転入力に帰還電流ＩFBを用いる構成とすることもでき
る。この帰還電流ＩFBは出力回路３００を形成する倍電
圧整流回路のＧＮＤ側に抵抗Ｒ15aを接続し、この接続
中点から帰還回路１５ａおよびバッファ回路１８を介し
てＶＣＯ１９に供給される。また、この図４に記載の実
施の形態においても図３に記載の実施の形態と同様に抵
抗Ｒ15および可変抵抗ＶＲ15により分圧されたフィ−ド
バック電圧ＶFBをフィードバック制御として用いること
により、出力電圧ＶCを一定の電圧に維持すると共に、
負荷１３が無負荷の場合に保護回路として作用すること
となる。

【００３３】（第４の実施の形態）図５に、本発明の第
４実施の形態の回路構成を示す。この実施の形態におい
て、電源装置は、出力回路３００からの出力電圧ＶCに
基づくフィ−ドバック電圧ＶFBを帰還回路１５を介して
発振用ＩＣ１に帰還させ、このフィ−ドバック電圧ＶFB
により発振用ＩＣ１の発振周波数をフィ−ドバック制御
するようにしたものである。

【００３４】発振用ＩＣ１には、検出回路の抵抗Ｒ15の
分圧抵抗値と発振用ＩＣ１内の発振回路との電位差に基
づく回路間の干渉を防止するためのバッファ回路（例え
ば図２の符号１８参照）を構成する演算増幅器が内臓さ
れている。その他の構成は、第１の実施の形態（図１）
と同様であり、駆動回路１００、圧電トランス２００お
よび出力回路３００を備えている。

【００３５】図６に第４の実施の形態の変形例を示す。
この変形例は、第４の実施の形態（図５）と同様に、発
振周波数の帰還制御を行なう構成であるが、帰還信号と
して帰還電流ＩFBを帰還回路１５を介して発振用ＩＣ１
に帰還するようになっている点で相違する。帰還電流Ｉ
FBは発振用ＩＣ１内の抵抗により電流／電圧変換され可
変抵抗ＶＲ5等により特定される電圧に基づいて発振用
ＩＣ１の発振周波数がフィ−ドバック制御される。

【００３６】（第５の実施の形態）図７に、本発明の第
５実施の形態の回路構成を示す。この実施の形態は、第
３の実施の形態（図３）の改良に係り、同様に圧電トラ
ンス２００の温度依存性等に起因する出力電圧Ｖｃの変
動をフィ−ドバック制御により安定化させるようにした
例を開示する。この実施の形態において、第３の実施の
形態（図３）と共通する部分には同一の符号を用いて以
下説明する。

【００３７】図７に示すように、この電源装置は、圧電
トランス２００を駆動する駆動電圧ＶB を出力する駆動
回路１０２と、駆動回路１０２に所定周波数の制御電圧
ＶAを供給するＶＣＯ１９０と、圧電トランス２００の
出力電圧ＶC を整流する出力回路３００と、出力電圧Ｖ
C を検出してフィ−ドバック電圧ＶFBを出力する検出回
路１４０と、検出回路１４０とＶＣＯ１９０との電圧差
による干渉を防止するバッファ回路１８０と、フィ−ド
バック電圧ＶFBのＶＣＯ１９０へのフィ−ドバックの安
定化およびフィ−ドバック制御の制御幅を拡大するため
の演算増幅回路１７０と、電源電圧ＶP を供給する電源
回路１６０とを備える。

【００３８】次に、詳細な回路構成を動作と共に以下説
明する。安定化電源１６０は３端子レギュレ−タRGE を
用いて構成され、供給電源ＶSUP を受けて電源電圧ＶP
を各部に供給する。トランジスタＱ2 は、動作信号ＶSW
によりＯＮとなって回路内の各オペアンプに電源電圧Ｖ
CCを供給するスイッチ素子である。

【００３９】電源ＶP の投入当初（起動時）では、演算
増幅回路１７０へのフィ−ドバック電圧ＶFBの入力がな
いので、演算増幅回路１７０から抵抗Ｒ１９を介してＶ
ＣＯ１９０の非反転端子に入力があり、ＶＣＯ１９０は
発振動作を開始する。この発振動作によって、フィ−ド
バック抵抗ＶＲ19およびコンデンサＣ19により決定され
るデューティ比で振動する制御電圧ＶA が駆動回路１０
２の駆動トランジスタ（Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ
1 のゲ−トに印加され、駆動トランジスタＱ1は制御電
圧ＶA の周波数に同期してＯＮ／ＯＦＦ動作を繰返す。
すると、電源電圧ＶP 、インダクタンスＬ40およびコン
デンサＣ40からなる共振回路４０を通じて圧電トランス
２００の第１入力端子６と第２入力端子７との間に電圧
が加わり、圧電トランス２００の振動部が振動する。こ
の振動により圧電トランス２００の発電部に高電圧が発
生し、出力電圧ＶC が出力回路３００に送られる。出力
回路３００は出力電圧ＶC を整流して直流に変換し、負
荷１３に供給する。

【００４０】一方、出力電圧ＶC は抵抗Ｒ15および可変
抵抗ＶＲ15からなる抵抗分圧回路で構成された検出回路
１４０によって検出され、検出電圧はフィ−ドバック電
圧ＶFBとして出力される。フィ−ドバック電圧ＶFBは、
帰還回路１５、ロ−パスフィルタ（コンデンサＣ17およ
びインダクタンスＬ17）、バッファ回路１８０、演算増
幅回路１７０、および入力抵抗Ｒ19を介してＶＣＯ１９
０に帰還される。

【００４１】いま、温度変化等の動作条件の変化によ
り、圧電トランス２００の出力電圧ＶC が変化したとす
ると、その電圧変化はフィ−ドバック電圧ＶFBの変化と
なって現われ、演算増幅回路１７０の入力電圧の変化と
なる。ここで、演算増幅回路１７０は、分圧抵抗Ｒ170
とＲ171 により生成される基準電圧とフィ−ドバック電
圧ＶFBとの差電圧を増幅してＶＣＯ１９０に伝達するた
め、フィ−ドバックバック動作の安定性が確保され、か
つ、制御幅が拡大される。このようにして演算増幅回路
１７０により得られた出力電圧はＶＣＯ１９０に入力さ
れる。

【００４２】ＶＣＯ１９０は、演算増幅回路１７０の出
力電圧の変化方向（上昇または下降）に応じて発振周波
数を変化させる。例えば、ＶＣＯ１９０に入力されるフ
ィ−ドバック電圧ＶFBが高いときには制御電圧ＶAの発
振周波数が高くなり、その結果圧電トランス２００の出
力電圧ＶCの電圧値を低下させる。また、フィ−ドバッ
ク電圧ＶFBが低いときには制御電圧ＶAの発振周波数が
低くなり、したがって出力電圧ＶCの電圧値を上昇させ
る。このように、出力電圧ＶC の変化をＶＣＯ１９０の
発振周波数に反映させ、常に一定の出力電圧ＶC を得る
ようにフィ−ドバック制御されることになる。なお、共
振回路４０と圧電トランス２００の入力電極６、７間の
静電容量とによる共振回路の共振周波数およびその作用
効果については先の述べた通りである。

【００４３】（第６の実施の形態）図８に、本発明の第
６実施の形態の回路構成を示す。この第６実施の形態
は、上記第５の実施の形態と同様に第３の実施の形態
（図３）の改良に係り、圧電トランス２００の出力電圧
Ｖｃの変動をフィ−ドバック制御により安定化させるよ
うにした例を開示する。この実施の形態において第３の
実施の形態（図３）および第５の実施の形態（図７）と
共通する部分には同一の符号を付して以下説明する。

【００４４】この実施の形態の特徴は、第５の実施の形
態（図７）との比較において、帰還回路が１５０および
１５１の２段構成になっていること、これに合わせて圧
電トランス２００の出力電圧ＶC を検出する検出回路１
４１が２段構成であって２種類のフィ−ドバック電圧Ｖ
FB1 およびＶFB2 を発生すること、および、共振回路４
１にインダクタンスＬ４０とコンデンサＣ４０からなる
並列回路とこれに直列なインダクタンス４１およびコン
デンサ４１を含むことである。その他の構成部分につい
ては図７を参照されたい。

【００４５】帰還回路１５０には図７と同様なバッファ
回路１８０および演算増幅回路１７０が設けられ、この
帰還回路１５０と並列な帰還回路１５１にバッファ回路
１５０が設けられている。帰還回路１５０はこの電源装
置の起動時または異常時にのみ動作する回路であり、帰
還回路１５１は通常動作時に動作する回路である。

【００４６】検出回路１４１は３個の分圧抵抗ＲD1、Ｒ
D2、およびＲD3の直列回路で構成され、抵抗ＲD2とＲD3
との接続点からフィ−ドバック電圧ＶFB1 が抽出され、
抵抗ＲD1とＲD2との接続点からフィ−ドバック電圧ＶFB
2 が抽出される。共振回路４１は共振回路４０の共振周
波数および選択度（いわゆるＱ）の調整を図り、この実
施の形態に態に適合させたものである。

【００４７】次に、本実施形態の動作について説明す
る。電源ＶP の投入当初（起動時）では、圧電トランス
２００に出力電圧ＶC が生じておらず、帰還回路１５０
を経由する演算増幅回路１７０へのフィ−ドバック電圧
ＶFB1 はゼロなので、反転増幅回路である演算増幅回路
１７０は高電圧を出力する。一方、このとき、帰還回路
１５１を経由するフィ−ドバック電圧ＶFB2 もゼロであ
り、帰還回路１５１を経由するＶＣＯ１９０へのフィ−
ドバック電圧ＶFB2 はゼロであるので、ＶＣＯ１９０の
起動に寄与する入力電圧は帰還回路１５０の演算増幅回
路１７０の出力電圧ということになる。

【００４８】この演算増幅回路１７０の出力電圧によ
り、ＶＣＯ１９０が起動されて発振動作を開始する。こ
の発振動作によって、ＶＣＯ１９０はフィ−ドバック抵
抗ＶＲ19およびコンデンサＣ19により決定されるデュー
ティ比で振動する制御電圧ＶAを発生し、制御電圧ＶA
は駆動回路１０２の駆動トランジスタ（Ｎチャネル型Ｍ
ＯＳＦＥＴ）Ｑ1 のゲ−トに印加される。駆動トランジ
スタＱ1 は、制御電圧ＶA の周波数に同期してＯＮ／Ｏ
ＦＦ動作を繰返す。すると、電源電圧ＶP 、共振回路４
１を通じて圧電トランス２００の入力端子６−７間に電
源電圧ＶP が加わり、圧電トランス２００の振動部が振
動する。この振動により圧電トランス２００から出力電
圧ＶC が生じ、出力回路３００に送られる。出力回路３
００は出力電圧ＶC を整流して直流に変換し、負荷１３
に供給する。

【００４９】一方、出力電圧ＶC が発生すると、出力電
圧ＶC は検出回路１４１によって検出され、二つのフィ
−ドバック電圧ＶFB1 およびＶFB2 が出力される。これ
ら二つのフィ−ドバック電圧のうち、ＶFB1 は帰還回路
１５０、ロ−パスフィルタ（コンデンサＣF1およびイン
ダクタンスＬF1）およびバッファ回路１８０を通じて演
算増幅回路１７０に送られる。同時に、フィ−ドバック
電圧ＶFB2 は帰還回路１５１、ロ−パスフィルタ（コン
デンサＣF2およびインダクタンスＬF2）を通じてバッフ
ァ回路１７０に帰還して印加される。この印加されると
きにフィ−ドバック電圧ＶFB1 はＶFB2 に比べて相対的
に高い電圧となり、演算増幅回路１７０の出力電圧は反
転して低い電圧となり、ＶＣＯ１９０の動作に寄与しな
い状態となる。

【００５０】したがって、出力電圧ＶC が生じた後の通
常状態では、フィ−ドバック電圧はＶFB2 が有効とな
る。このように、起動時と通常動作時とでフィ−ドバッ
ク電圧がＶFB1 からＶFB2 に切り換えられることとな
る。これ以降の動作時において、圧電トランス２００の
出力電圧ＶC が変化した場合は帰還回路１５１を経由す
るフィ−ドバック電圧ＶFB2 によりＶＣＯ１９０の発振
周波数が制御され、出力電圧ＶC の変動を補正し、安定
した出力電圧ＶC を負荷１３に供給する。

【００５１】

【発明の効果】以上の通り、本発明によれば、駆動回路
を圧電トランスの静電容量とコイルからなる直列共振回
路を介して接続したので、共振周波数の駆動電圧を供給
することにより駆動回路と圧電トランスの入力端に至る
回路のインピーダンスが零となるため、圧電トランスの
振動部に振幅の大きな入力電圧が印加されることとな
り、その分だけ圧電トランスの発電部から振幅の大きな
出力電圧を得ることができる。したがって、大掛かりな
高電圧発生回路を用いることなく簡単な回路で高電圧を
得ることが可能となる。さらに、本発明によれば、検出
回路と制御回路との間における帰還回路にバッファ回路
を介装することにより、電圧値が大きく異なる検出回路
と制御回路との間の干渉を防止できる。さらに、本発明
によれば、圧電トランスの出力電圧を検出し、この検出
電圧に基づいて駆動回路をフィ−ドバック制御するよう
に構成されているので、出力電圧の安定化を実現するこ
とができる。さらに、本発明によれば、圧電トランスの
出力電圧の検出電圧に基づく駆動回路のフィ−ドバック
制御の安定性、制御幅の拡大が可能となり、圧電トラン
スの出力電圧を一定に保持することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施の形態に係る電源装置の回路
構成図である。

【図２】本発明の第２実施の形態に係る電源装置の回路
構成図である。

【図３】本発明の第３実施の形態に係る電源装置の回路
構成図である。

【図４】本発明の第３実施の形態の変形例に係る電源装
置の回路構成図である。

【図５】本発明の第４実施の形態に係る電源装置の回路
構成図である。

【図６】本発明の第４実施の形態の変形例に係る電源装
置の回路構成図である。

【図７】本発明の第５の実施の形態に係る電源装置の回
路構成図である。

【図８】本発明の第６の実施の形態に係る電源装置の回
路構成図である。

【図９】従来の電源装置の回路構成図である。

【符号の説明】

１発振用ＩＣ２プルアップ用トランジスタ３プルダウン用トランジスタ４共振コイル５可変抵抗６第１入力電極７第２入力電極８出力電極９カップリングコンデンサ１０整流ダイオード１１整流ダイオード１２平滑コンデンサ１３負荷１４演算増幅器１５帰還回路１６コンデンサ１７ローパスフィルタ１８バッファ回路１９ＶＣＯ１００、１０１、１０２駆動回路１４０、１４１出力電圧検出回路１５０バッファ回路１６０定電圧電源回路１７０演算増幅回路１８０バッファ回路１９０ＶＣＯ（電圧制御発振回路）２００圧電トランス３００出力回路４００昇圧トランスＶP 直流電源電圧ＶA 制御電圧ＶB 駆動電圧ＶC 出力電圧Ｑ1 駆動トランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】誘電体に一対の入力電極が配設されて形
成される振動部および前記誘電体に出力電極が配設され
て形成される発電部からなる圧電トランスと、当該圧電
トランスの振動部の一対の入力電極に接続され、前記圧
電トランスを駆動する駆動回路とを備えた電源装置にお
いて、前記駆動回路の出力端と前記圧電トランスの一方
の入力電極との間にコイルを接続し、当該コイルおよび
前記圧電トランスの一対の入力電極で形成される静電容
量により直列共振回路が形成されていることを特徴とす
る電源装置。
【請求項２】請求項１に記載の電源装置において、前
記直列共振回路は、前記圧電トランスの長手方向の長さ
で決まる共振周波数と同一の周波数で共振する回路であ
ることを特徴とする電源装置。
【請求項３】請求項１又は２に記載の電源装置におい
て、前記圧電トランスの出力電極から出力される電圧値
を検出する検出回路と、この検出された電圧値に基づい
て前記駆動回路を帰還制御する帰還制御回路と、前記検
出回路と帰還制御回路との間に当該検出回路と帰還制御
回路との間の干渉を防止するバッファ回路とを備えたこ
とを特徴とする電源装置。
【請求項４】誘電体に一対の入力電極が配設されて形
成される振動部および前記誘電体に出力電極が配設され
て形成される発電部からなる圧電トランスを用いた電源
装置において、発振周波数を可変制御可能な発振回路、および、この発
振回路から出力される制御電圧によりスイッチング動作
し、前記圧電トランスの入力電極に駆動電圧を出力する
駆動回路と、前記圧電トランスの入力電極に接続され、
当該圧電トランスの一対の入力電極間の静電容量を含む
共振回路と、前記圧電トランスの出力電圧を検出する検
出回路と、前記検出回路より検出された検出電圧値を前
記発振回路に帰還する帰還回路とを備え、前記帰還回路には前記検出回路と発振回路との間の干渉
を防止するバッファ回路、および、帰還動作を安定化し
制御幅を拡大する演算増幅回路が挿入されていることを
特徴とする電源装置。
【請求項５】誘電体に一対の入力電極が配設されて形
成される振動部および前記誘電体に出力電極が配設され
て形成される発電部からなる圧電トランスを用いた電源
装置において、発振周波数を可変制御可能な発振回路およびこの発振回
路から出力される制御電圧によりスイッチング動作して
前記圧電トランスの入力電極に駆動電圧を出力する駆動
回路と、前記圧電トランスの入力電極に接続され、当該
圧電トランスの一対の入力電極間の静電容量を含む共振
回路と、前記圧電トランスの出力電圧を検出し第１の検
出電圧および第２の検出電圧を出力する検出回路と、前
記第１の検出電圧を前記発振回路に帰還する第１の帰還
回路と、前記第２の検出電圧を前記発振回路に帰還する
第２の帰還回路とを備え、前記第１の帰還回路に前記検出回路と発振回路との間の
干渉を防止するバッファ回路および当該電源装置の起動
時にのみ動作して前記発振回路に起動電圧を供給する演
算増幅回路が挿入され、かつ、前記第２の帰還回路には
通常動作時において動作し前記検出回路と発振回路との
間の干渉を防止するバッファ回路が挿入されていること
を特徴とする電源装置。